專利名稱：無線通信移動臺裝置和循環(huán)延遲分集模式判定方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信移動臺裝置和循環(huán)延遲分集模式判定方法。
背景技術(shù)：
近年來， 一直在研討用于實現(xiàn)高速大容量的數(shù)據(jù)傳輸?shù)膫鬏敿夹g(shù)，其中，
使用多個天線的MIMO(Multi Input Multi Output:多輸入多輸出)傳輸技術(shù)備受矚目。在MIMO傳輸中，在發(fā)送端和接收端雙方，設(shè)置多個天線，在無線發(fā)送/接收間的空間準備多個傳播路徑，并將各個傳播路徑進行空間復(fù)用，從而能夠提高吞吐量。
另外，作為MIMO傳輸?shù)妮o助基礎(chǔ)技術(shù)，在研討循環(huán)延遲分集(CDD:Cyclic Delay Diversity)技術(shù)，該技術(shù)為，通過從多個天線同時發(fā)送對每個天線賦予了不同的循環(huán)延遲的信號，等效地增加延遲路徑數(shù)，從而提高衰落信道的頻率選擇性的技術(shù)(例如，參照非專利文獻1)。另外，CDD有循環(huán)延遲量較小的SD-CDD(Small Delay CDD:小延遲量循環(huán)延遲分集)和循環(huán)延遲量較大的LD-CDD(Large Delay CDD:大延遲量循環(huán)延遲分集)的兩種CDD模式。
在循環(huán)延遲量較小的SD-CDD中，在整個資源塊(RB: Resource Block),衰落信道變動緩慢。通過將該SD-CDD適用于頻率調(diào)度，能夠獲得較大的頻率調(diào)度增益，從而能夠獲得最大限度的多用戶分集效果。SD-CDD是，主要適合于無線通信移動臺裝置(以下簡稱為"移動臺")低速移動時的數(shù)據(jù)通信的方式。相對于此，循環(huán)延遲量較大的LD-CDD中，RB內(nèi)的衰落信道變動較大，因此能夠獲得較大的頻率分集增益。LD-CDD是，對移動速度極快的移動臺那樣的、難以適用頻率調(diào)度發(fā)送的移動臺較為有效的方式。
另夕卜，作為MIMO傳輸?shù)妮o助基礎(chǔ)技術(shù)，還有鏈路自適應(yīng)(Link adaptation)技術(shù)。鏈路自適應(yīng)技術(shù)是，根據(jù)發(fā)送/接收間的傳播路徑的線路質(zhì)量，自適應(yīng)地控制表示了編碼率和調(diào)制方式的MCS(Modulation and Coding Scheme:調(diào)制編碼方式)等級的技術(shù)。在移動臺通信系統(tǒng)中適用鏈路自適應(yīng)技術(shù)時，各個移動臺對每個RB測定共用參照信號的SINR(Signal to Interference and Noise:信號干擾噪聲比)，生成與測定出的SINR對應(yīng)的線路質(zhì)量信息CQI(ChannelQuality Indicator:線^各質(zhì)量指示符)。而且，各個移動臺將規(guī)定的數(shù)目的、對每個RB生成的多個CQI中等級較高的CQI，報告給無線通信基站裝置(以下簡稱為"基站")?；净趤碜愿鱾€移動臺的CQI,并根據(jù)規(guī)定的調(diào)度算法，決定各個移動臺所使用的MCS等級。 3GPPRAN WG1 LTE Adhoc meeting (2006.01) Rl-060011"Cyclic Shift Diversity for E-UTRA DL Control Channels & TP"

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明需要解決的問題
因為對每個移動臺選擇CDD模式即SD-CDD或LD-CDD,所以對所有移動臺共用的共用參照信號，無法適用CDD。因此，CDD所產(chǎn)生的衰落信道(以下稱為"CDD信道")的影響沒有反映到共用參照信號的SINR。
因為由基站通知數(shù)據(jù)信號的CDD模式，所以在移動臺，通過對共用參照信號賦予與數(shù)據(jù)信號相同的循環(huán)延遲量，能夠?qū)?shù)據(jù)信號的CDD信道的影響反映到共用參照信號的SINR測定中。但是，不向移動臺通知來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式，因此移動臺無法判定干擾信號的CDD模式，不能將干擾信號的CDD信道的影響反映到共用參照信號的SINR測定中。
因此，為了消除共用參照信號的SINR和數(shù)據(jù)信號的SINR之間的誤差，移動臺需要正確地判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。
本發(fā)明的目的為，提供移動臺以及CDD模式判定方法，在使用CDD時能夠正確地判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。
解決問題的方案
本發(fā)明的移動臺采用的結(jié)構(gòu)包括接收單元，接收被循環(huán)延遲分集發(fā)送了的多載波信號；測定單元，在所述多載波信號中，測定被配置在多個第一副載波上的第一信號組的線路質(zhì)量、以及被配置在與所述多個第一副載波不同的多個第二副載波上的第二信號組的線路質(zhì)量；以及判定單元，基于所述
第一信號組的線路質(zhì)量與所述第二信號組的線^各質(zhì)量之間的差，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的循環(huán)延遲分集模式。本發(fā)明的有益效果
根據(jù)本發(fā)明，能夠在使用CDD時，正確地判定來自其他小區(qū)的干擾信
5號的CDD模式。


圖l是表示本發(fā)明實施方式1的移動臺的方框結(jié)構(gòu)圖。
圖2是表示本發(fā)明實施方式1的碼元配置的圖(循環(huán)延遲移位樣本數(shù)
N/2)。
圖3是表示本發(fā)明實施方式1的頻率特性的圖(其他小區(qū)為SD-CDD的情況)。
圖4是表示本發(fā)明實施方式1的頻率特性的圖(其他小區(qū)為LD-CDD的情況)。
圖5是表示本發(fā)明實施方式1的模式判定單元的處理流程的圖。
圖6A是表示本發(fā)明實施方式1的反饋信息的圖(其他小區(qū)為LD-CDD的
情況)。
圖6B是表示本發(fā)明實施方式1的反饋信息的圖(其他小區(qū)為SD-CDD的情況生成例1)。
圖6C是表示本發(fā)明實施方式1的反饋信息的圖(其他小區(qū)為SD-CDD的情況生成例2)。
圖6D是表示本發(fā)明實施方式1的反饋信息的圖(其他小區(qū)為SD-CDD的情況生成例3)。
圖7是表示本發(fā)明實施方式1的基站的方框結(jié)構(gòu)圖。
圖8A是表示本發(fā)明的各實施方式的碼元配置的圖(配置例1)。
圖8B是表示本發(fā)明的各實施方式的碼元配置的圖(配置例2)。
圖8C是表示本發(fā)明的各實施方式的碼元配置的圖(配置例3)。
圖9是表示本發(fā)明實施方式2的移動臺的方框結(jié)構(gòu)圖。
圖10是表示本發(fā)明實施方式2的基站的方框結(jié)構(gòu)圖。
圖11是表示本發(fā)明實施方式2的碼元配置的圖(循環(huán)延遲移位樣本數(shù)
N/2)。
圖12A是表示本發(fā)明的各實施方式的碼元配置的圖(循環(huán)延遲移位樣本數(shù)N/3)。
圖12B是表示本發(fā)明的各實施方式的碼元配置的圖(循環(huán)延遲移位樣本數(shù)N/4)。圖12C是表示本發(fā)明的各實施方式的碼元配置的圖(循環(huán)延遲移位樣本數(shù)N/5)。
具體實施例方式
下面，參照附圖詳細地說明本發(fā)明的實施方式。(實施方式1)
在本實施方式中，使用由多個數(shù)據(jù)信號構(gòu)成的CDD信道估計用信號對(pair)，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。圖l表示本實施方式的移動臺100的結(jié)構(gòu)。
在圖1所示的移動臺100中，對應(yīng)于天線101-1而設(shè)置無線接收單元102-1、 CP去除單元103-1和FFT單元104-1。另外，對應(yīng)于天線101-2而設(shè)置無線接收單元102-2、 CP去除單元103-2和FFT單元104-2。
無線-接收單元102-1和無線接收單元102-2分別通過天線101-1和天線101-2接收從后述的基站發(fā)送的多載波信號即OFDM碼元，對該OFDM碼元進行下變頻、A/D變換等接收處理。然后，無線接收單元102-1和無線接收單元102-2將無線4妄收處理后的OFDM碼元分別輸出到CP去除單元103-1和CP去除單元103-2。該OFDM碼元包括數(shù)據(jù)碼元、共用參照信號和控制信號。另外，在傳播路徑上，該OFDM碼元由于來自其他小區(qū)的信號而受到干擾。
CP去除單元103-1和CP去除單元103-2分別從無線接收單元102-1和無線接收單元102-2輸入的OFDM碼元中，去除CP(Cyclic Prefix:循環(huán)前綴)。然后，CP去除單元103-1和CP去除單元103-2將去除CP后的OFDM碼元分別輸出到FFT(Fast Fourier Transform:快速傅立葉變換)單元104-1和FFT單元104-2。
FFT單元104-1和FFT單元104-2分別對從CP去除單元103-1和CP去除單元103-2輸入的OFDM碼元進行FFT處理，從而將時域的信號變換為頻域的信號。然后，F(xiàn)FT單元104-1和FFT單元104-2將FFT后的信號輸出到分離單元105。
分離單元105將分別從FFT單元104-1和FFT單元104-2輸入的FFT后的信號，分離為數(shù)據(jù)碼元、共用參照信號和控制信號。然后，分離單元105將數(shù)據(jù)碼元輸出到解調(diào)單元106，將共用參照信號輸出到SINR測定單元108，將控制信號輸出到解調(diào)單元106、解碼單元107和SINR測定單元108。
解調(diào)單元106根據(jù)從分離單元105輸入的控制信號所示的調(diào)制方式，對
從分離單元105輸入的數(shù)據(jù)碼元進行解調(diào)。然后，解調(diào)單元106將解調(diào)后的
數(shù)據(jù)信號輸出到解碼單元107和模式判定單元110。
解碼單元107根據(jù)從分離單元105輸入的控制信號所示的編碼率，對從
解調(diào)單元106輸入的數(shù)據(jù)信號進行解碼。然后，解碼單元107輸出解碼后的
數(shù)據(jù)信號作為接收數(shù)據(jù)。
SINR測定單元108基于控制信號所示的CDD模式，測定從分離單元105
輸入的共用參照信號的SINR。具體地說，SINR測定單元108對共用參照信
號施加控制信號所示的CDD模式的循環(huán)延遲，并測定循環(huán)延遲后的共用參照
信號的SINR。然后，SINR測定單元108將測定出的SINR輸出到CQI生成
單元109。
CQI生成單元109生成與從SINR測定單元108輸入的SINR對應(yīng)的
CQI(以下稱為"CQIref")。然后，CQI生成單元109將CQIref輸出到反饋信息生
成單元111。
模式判定單元110判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。具體地 說，首先，模式判定單元IIO將若干數(shù)據(jù)信號指定為CDD信道估計用信號。 接著，模式判定單元IIO測定每個CDD信道估計用信號的SINR。然后，模 式判定單元IIO基于多個CDD信道估計用信號對的各個對的平均SINR的差 分，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式，所述CDD信道估計用信號 對分別由兩個CDD信道估計用信號構(gòu)成。在判定結(jié)果為SD-CDD時，模式 判定單元IIO將與所有CDD信道估計用信號的平均SINR對應(yīng)的CQI(以下稱 為"CQIcDD，，)輸出到反饋信息生成單元111。另一方面，在判定結(jié)果為LD-CDD 時，模式判定單元IIO什么也不輸出而結(jié)束處理。模式判定單元110中的模 式判定處理的細節(jié)將在后面描述。
從模式判定單元110輸入CQIcDD時，反饋信息生成單元111使用CQIcdd 和從CQI生成單元109輸入的CQIref來生成反饋信息。另一方面，沒有從模
式判定單元110輸入CQIcdd時，反饋信息生成單元111使用CQIref來生成反 饋信息。然后，反饋信息生成單元111將生成的反饋信息反饋給后述的基站。 反饋信息生成單元111中的反饋信息生成處理的細節(jié)將在后面描述。
下面，說明模式判定單元110中的模式判定處理的細節(jié)。另外，在本臺的CDD模式為LD-CDD時，CDD信道變動較大，對干擾功率進行平均的無 線帶寬變大，因此每個副載波的干擾功率的平均化效果較大。因此，在本臺 的CDD模式為LD-CDD時，無論在來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式是 LD-CDD時還是SD-CDD時，CQI生成單元109都能夠根據(jù)共用參照信號生 成正確的CQI。因此，本臺的CDD模式為LD-CDD時，模式判定單元110 沒有需要判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。因此，模式判定單元 IIO僅在本臺的CDD模式為SD-CDD的情況下，進行模式判定處理。于是， 在以下的說明中，僅說明本臺的CDD模式為SD-CDD的情況。
圖2表示由12個副載波&~&2構(gòu)成的RB。如圖2所示，各個副載波上 配置天線101-1用共用參照信號、天線101-2用共用參照信號或數(shù)據(jù)信號。另 外，這里々支設(shè)循環(huán)延遲移位樣本數(shù)為N/2。其中，N為每IRB的副載波數(shù)。 因此，圖2中，N=12。
模式判定單元110在圖2所示的RB中，將配置在時刻t7的f2、 f3、 f8 和f9上的數(shù)據(jù)信號指定為CDD信道估計用信號。另外，模式判定單元110 將配置在f2和f3上的兩個CDD信道估計用信號作為一個CDD信道估計用信 號對，而將配置在fg和&上的兩個CDD信道估計用信號作為另一個CDD信 道估計用信號對。另外，為了降低使用了共用參照信號的CDD信道估計的誤 差，優(yōu)選將CDD信道估計用信號配置在共用參照信號的配置位置的附近。
這里，模式判定單元110根據(jù)以下的條件1 3,指定CDD信道估計用信 號對。這里，假設(shè)SD-CDD的CDD信道變動周期為AfsD， LD-CDD的CDD
信道變動周期為Afu)。
<條件1>
根據(jù)下式(l)來決定用于構(gòu)成CDD信道估計用信號對的數(shù)據(jù)信號間的頻 率間隔Af,。
...式(l)
也就是說，將Af,設(shè)定為相當于LD-CDD的CDD信道變動周期的半周 期的間隔。由此，LD-CDD的CDD信道中，卩波此為反相位的兩個CDD信道 估計用信號成對，因此模式判定單元110能夠進行反映了 LD-CDD的整個 CDD信道變動的CDD信道估計。<條件2>
在1RB內(nèi)配置至少兩對以上的CDD信道估計用信號對。這是因為，模 式判定單元IIO使用RB內(nèi)的相互不同的CDD信道估計用信號對，進行CDD
模式判定。
<條件3>
根據(jù)下式(2)來決定相互不同的CDD信道估計用信號對之間的頻率間隔
△f2。
A,2二mA,《,...式(2)
其中，m為基于Af,與Af2之間的關(guān)系所決定的自然數(shù)。也就是說，Af2 是Af,的整數(shù)倍且被設(shè)定為遠短于SD-CDD的CDD信道變動周期的半周期的 間隔。由此，相互不同的CDD信道估計用信號對被配置在SD-CDD的CDD 信道變動周期中相位大致相同的位置上。
如上所述，模式判定單元110使用預(yù)先指定了配置位置的CDD信道估 計用信號來判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。
下面用圖3和圖4具體地說明。另外，圖3所示的頻率特性是來自其他 小區(qū)的干擾信號的CDD模式為SD-CDD時的頻率特性，圖4所示的頻率特 性是來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為LD-CDD時的頻率特性。另夕卜， 在圖3和圖4所示的RB2中，CDD信道估計用信號配置在t7的f14、 f15、 f20 和&上。再有，如圖3和圖4所示，由配置在&4上的CDD信道估計用信號 和配置在&5上的CDD信道估計用信號，構(gòu)成一個CDD信道估計用信號對， 并且由配置在f2o上的CDD信道估計用信號和配置在f21上的CDD信道估計 用信號，構(gòu)成另一個CDD信道估計用信號對。
首先，模式判定單元IIO測定每個CDD信道估計用信號的SINR。具體 地說，模式判定單元110測定在圖3和圖4所示的RB2中，配置在f14、 f15、 f20和f21上的CDD信道估計用信號的SINR。這里，將配置在fw、 f15、 f加和 f2i上的CDD信道估計用信號的SINR分別稱為SINR14、 SINR15、 SINR加和 SINR21。
接著，模式判定單元110使用下式(3)中的上式，分別計算CDD信道估 計用信號對的平均SINR即SINRi(ave)。
10<formula>formula see original document page 11</formula>
…式(3)
.20
其中，i是RB內(nèi)的CDD信道估計用信號對號，k是副載波號，Ak是以副載波帶寬對Af，進行了歸一化所得的值。具體地說，模式判定單元110在圖3和圖4所示的RB2中，根據(jù)SINRw和SINR^計算SINR/—,根據(jù)SINR:和SINR^計算SINR2"—。另夕卜，模式判定單元110也可以使用式(3)中的下式計算SINRi(ave)。式(3)中的下式所示的Sk是副載波k中的期望功率，Ik是副載波k中的來自其他小區(qū)的干擾功率。也就是說，模式判定單元IIO也可以根
據(jù)期望功率Sm、 Su和干擾功率I,4、 115計算SINR產(chǎn)ve、根據(jù)期望功率S2Q、S21和干擾功率120、 121計算S謙2(跳)。
然后，模式判定單元110根據(jù)下式(4)計算相互不同的CDD信道估計用信號對之間的平均SINR之差A(yù)SINR。
M還=
S層!(匿)-5"還")...式(4)
這里，來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為LD-CDD的情況(圖4)下的ASINR比來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為SD-CDD的情況(圖3)下的ASINR小，幾乎為零。
來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為SD-CDD時(圖3),配置在1RB內(nèi)的相互不同的CDD信道估計用信號對分別以遠小于SD-CDD的CDD信道變動周期的半周期的頻率間隔被配置。由此，構(gòu)成相互不同的CDD信道估計用信號對的CDD信道估計用信號除了位于SD-CDD的CDD信道變動周期的波峰部分附近或者波谷部分附近的情況以外，成為相互不同的值的情況較多。具體地說，如圖3所示，配置在&4(&5)上的CDD信道估計用信號和配置在f20(f21)上的CDD信道估計用信號之間，僅相隔了相當于SD-CDD的CDD信道變動周期的1/6周期的距離。因此，圖3所示的SINR特性中，SINR!4(SINR45)和SINR2。(SINR20都位于SD-CDD的CDD信道變動周期的波峰部分與波谷部分之間的某位置。也就是說，SINR!4(SINR,5)和SINR2o(SINR2,)成為相互不同的值?？傊?，SI皿,—和SINR/一成為相互不同的值。
另一方面，來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為LD-CDD時(圖4),配置在1RB內(nèi)的相互不同的CDD信道估計用信號對分別以LD-CDD的CDD信道變動周期的半周期的頻率間隔被配置。由此，相互不同的CDD信道估計用信號對的平均SINR成為大致相同的值。具體地說，如圖4所示，配置在&4(&5)上的CDD信道估計用信號和配置在f2。(f2!)上的CDD信道估計用信號之間相隔了相當于LD-CDD的CDD信道變動周期的3周期的距離。因此，圖4所示的SINR特性中，SINRw(SINR,5)和SINR2。(SINR2,)都位于LD-CDD的CDD信道變動周期的波峰部分(信道變動周期的波谷部分)。也就是說，SINRm(SINR!5)和SINR2o(SINR2,)成為大致相同的值，SINR,ve)和SINR2(ave)也成為大致相同的值。
這樣，基于來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式是SD-CDD還是LD-CDD, ASINR的值產(chǎn)生差異。
于是，模式判定單元110基于計算出的ASINR，判定來自其他小區(qū)的干
擾信號的CDD模式。具體地說，模式判定單元110根據(jù)下式(5)判定來自其
他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。:AS還2簾i^ - CDD
AS蕭 < 房T^丄Z) — CD" 式(5)
其中，SINRth是CDD模式的判定閾值。也就是說，模式判定單元110在ASINR為SINRth以上時(圖3的情況)，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為SD-CDD，另一方面，在ASINR小于SINRth時(圖4的情況)，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式為LD-CDD。
然后，模式判定單元IIO僅在來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式的判定結(jié)果為SD-CDD的情況下，使用CDD信道估計用信號來計算平均SINR。具體地說，模式判定單元110在圖3中根據(jù)下式(6)計算SINRcdd。
<formula>formula see original document page 12</formula> 式(6)
這里，CDD模式的判定結(jié)果為LD-CDD時，如圖4所示，CDD信道變動較大，因此每個副載波的干擾功率的平均化效果較大。也就是說，平均的干擾功率與其他小區(qū)不進行LD-CDD的情況相同。因此，CDD模式的判定結(jié)果為LD-CDD時，不需要校正使用了共用參照信號的CDD信道估計。
然后，模式判定單元110生成與SINRcDD對應(yīng)的CQIcdd。接著，使用圖5的流程圖說明模式判定單元110的處理流程。在ST步驟)IOI中，模式判定單元110測定每個CDD信道估計用信號的SINR。
在ST102中，模式判定單元110計算CDD信道估計用信號對的平均SINR。
在ST103中，模式判定單元110計算RB內(nèi)的相互不同的CDD信道估計用信號對的平均SINR的差。
在ST104中，模式判定單元110比較在ST103中計算出的平均SINR的差和閾值，從而進行CDD模式的判定。
在ST104中的判定結(jié)果為SD-CDD時(ST105:"是")，在ST106中，模式判定單元IIO使用所有CDD信道估計用信號測定平均SINR。
在ST107中，才莫式判定單元110生成與測定出的平均SINR對應(yīng)的CQW
另一方面，在ST104中的判定結(jié)果為LD-CDD時(ST105:"否")，模式判定單元110結(jié)束模式判定處理。
接著，說明反饋信息生成單元111中的反饋信息生成處理的細節(jié)。從模式判定單元110沒有輸入CQIcDD時，如圖6A所示，反饋信息生成
單元111與以往同樣地-使用CQIref生成反^t信息。
另一方面，從模式判定單元110輸入了 CQIcDD時，反饋信息生成單元111使用CQIw或CQIcDD生成反饋信息。下面說明從模式判定單元110輸入
了 CQIcdd的情況下的、反饋信息生成單元111中的反饋信息生成例1 3。<反饋信息生成例1 (圖6B)>
本生成例中，如圖6B所示，反饋信息生成單元111使用CQIcdd來生成反饋信息。由此可以將其他小區(qū)的CDD信道中的干擾的影響反映到CQI,從而在基站能夠進行更正確的調(diào)度。另外，在本生成例中，只要將圖6A所示的CQI^變更為CQIcDD就能夠生成反饋信息，因此，根據(jù)本生成例，能夠通過與以往相同的格式生成反饋信息。
<反饋信息生成例2(圖6C)>
本生成例中，反饋信息生成單元111計算CQIw與CQIcDD之間的差
ACQI，如圖6C所示，使用CQIref和ACQI來生成反饋信息。這里，用符號(十
或-)和絕對值來表示ACQI。由此，可以用ACQI校正CQUf來提高CQIw的
13精度，從而在基站能夠進行更正確的調(diào)度。
<反饋信息生成例3 (圖6D)>
本生成例中，如圖6D所示，反饋信息生成單元111使用CQIref和ACQI的符號來生成反饋信息。通過預(yù)先設(shè)定CQI等級的校正量，在基站根據(jù)ACQI
的符號，對CQIref增加或減少該校正量。由此，基站能夠使用比反饋信息生成例2少的反饋信息來校正CIQref。
以上說明了從模式判定單元110輸入CQIcdd的情況下的、反饋信息生成
單元111中的反饋信息生成例1 3。
接著，圖7表示本實施方式的基站200的結(jié)構(gòu)。
發(fā)送參數(shù)選擇單元201基于來自移動臺100的反饋信息所包含的CQI，選擇對于發(fā)往各個移動臺的發(fā)送數(shù)據(jù)的MCS等級(編碼率和調(diào)制方式)和CDD模式(SD-CDD或LD-CDD)。另外，發(fā)送參數(shù)選擇單元201生成控制信號，其表示選擇出的MCS等級和CDD模式。然后，發(fā)送參數(shù)選擇單元201將MCS等級輸出到編碼單元202和調(diào)制單元203，將CDD模式輸出到循環(huán)延遲單元204,將控制信號輸出到復(fù)用單元205。
編碼單元202根據(jù)從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的編碼率'，對發(fā)送數(shù)據(jù)進行編碼。然后，編碼單元202將編碼后的發(fā)送數(shù)據(jù)輸出到調(diào)制單元203。
調(diào)制單元203根據(jù)從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的調(diào)制方式，對從編碼單元202輸入的編碼后的發(fā)送數(shù)據(jù)進行調(diào)制，從而生成數(shù)據(jù)碼元。然后，調(diào)制單元203將數(shù)據(jù)碼元輸出到循環(huán)延遲單元204。
循環(huán)延遲單元204根據(jù)從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的CDD模式，對從調(diào)制單元203輸入的數(shù)據(jù)碼元進行循環(huán)延遲。然后，循環(huán)延遲單元204將循環(huán)延遲后的數(shù)據(jù)碼元輸出到復(fù)用單元205。
復(fù)用單元205將共用參照信號、從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的控制信號以及從循環(huán)延遲單元204輸入的數(shù)據(jù)碼元進行復(fù)用。然后，復(fù)用單元205將復(fù)用所得的串行的信號變換為2序列的并行的信號，并將這些并行的信號配置到多個RB中的任意RB上。然后，復(fù)用單元將配置在RB上的每系統(tǒng)的信號，分別輸出到IFFT (Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立葉逆變換)單元206-1和IFFT單元206-2。
對應(yīng)于天線209-1而設(shè)置IFFT單元206-1、 CP附加單元207-1和無線發(fā)送單元208-1。另外，對應(yīng)于天線209-2而設(shè)置IFFT單元206-2、 CP附加單元207-2和無線發(fā)送單元208-2。
IFFT單元206-1和IFFT單元206-2對從復(fù)用單元205輸入的、配置了信 號的副載波進行IFFT處理，將頻域的信號變換為時域的信號，從而生成 OFDM碼元。然后，IFFT單元206-1和IFFT單元206-2分別將OFDM碼元 輸出到CP附加單元207-1和CP附加單元207-2。
CP附加單元207-1和CP附加單元207-2將與各個OFDM碼元的末尾部 分相同的信號作為CP附加到各個OFDM碼元的開頭。然后，CP附加單元 207-1和CP附加單元207-2分別將附加CP后的OFDM碼元輸出到無線發(fā)送 單元208-1和無線發(fā)送單元208-2。
無線發(fā)送單元208-1和208-2對附加CP后的OFDM碼元進行D/A變換、 放大和上變頻等發(fā)送處理，將發(fā)送處理后的OFDM碼元同時從天線209-1和 209-2發(fā)送。由此，將多個OFDM碼元從多個天線進行CDD發(fā)送。
這樣，根據(jù)本實施方式，能夠?qū)?shù)據(jù)信號用作CDD信道估計用信號， 判定因CDD模式的不同而產(chǎn)生的CDD信道變動的差異，因此在使用CDD 時也能夠正確地判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD才莫式。由此能夠正確地 測定CDD信道的線路質(zhì)量，從而能夠可靠地生成適當?shù)腃QI。
另外，在本實施方式中，如圖2所示，在同一時刻t7上配置了構(gòu)成CDD 信道估計用信號對的多個CDD信道估計用信號。但是，構(gòu)成CDD信道估計 用信號對的多個CDD信道估計用信號并不一定需要配置在同一時刻，只要配 置在共用參照信號的配置位置附近即可。例如，如圖8A所示，構(gòu)成CDD信
道估計用信號對的多個CDD信道估計用信號可以分別配置在被配置共用參 照信號的t3和t7之間的t4和t6,也可以如圖8B所示，配置在4皮配置共用參 照信號的t3，或者，如圖8C所示，可以分別配置在^C配置共用參照信號的 t3和t7。
(實施方式2)
本實施方式與實施方式1的區(qū)別在于，使用由多個專用參照信號構(gòu)成的 CDD信道估計用信號對，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。
圖9表示本實施方式的移動臺300的結(jié)構(gòu)。圖9中，對與實施方式l(圖 l)相同的結(jié)構(gòu)部分標注相同標號并省略其說明。
模式判定單元301基于從分離單元105輸入的控制信號所示的配置信息， 在從解調(diào)單元106輸入的數(shù)據(jù)信號中確定專用參照信號。然后，模式判定單元301使用確定出的專用參照信號，與實施方式l同樣地判定來自其他小區(qū)
的干擾信號的CDD模式。
接著，圖10表示本實施方式的基站400的結(jié)構(gòu)。圖10中，對與實施方 式l(圖7)相同的結(jié)構(gòu)部分標注相同標號并省略其說明。
在從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的控制信號所示的CDD模式為SD-CDD 時，指定單元401將專用參照信號輸出到循環(huán)延遲單元204。另外，指定單 元401指定專用參照信號的配置位置。然后，指定單元401將表示專用參照 信號的配置位置的配置信息追加到從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的控制信號 中，并將追加了配置信息的控制信號輸出到復(fù)用單元205。
另一方面，在從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的控制信號所示的CDD模 式為LD-CDD時，指定單元401將從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的控制信號 直接輸出到復(fù)用單元205。
循環(huán)延遲單元204根據(jù)從發(fā)送參數(shù)選擇單元201輸入的CDD模式，對 從指定單元401輸入的專用參照信號進行循環(huán)延遲。然后，循環(huán)延遲單元204 將循環(huán)延遲后的專用參照信號輸出到復(fù)用單元205。
復(fù)用單元205根據(jù)從指定單元401輸入的控制信號所包含的配置信息， 將從循環(huán)延遲單元204輸入的專用參照信號配置到多個副載波中的任意副載 波上。
接著，說明由指定單元401指定的專用參照信號的配置位置。 如圖11所示，例如，指定單元401進行如下指定在t5的&、 f3、 fg和
f9上配置專用參照信號。這里，由配置在f2上的專用參照信號和配置在f3上
的專用參照信號，構(gòu)成一個CDD信道估計用信號對，由配置在fg上的專用參 照信號和配置在f9上的專用參照信號，構(gòu)成另一個CDD信道估計用信號對。 因為在基站和移動臺之間已知專用參照信號，所以本實施方式中的CDD 信道估計用信號也可以不像實施方式1那樣配置在共用參照信號的配置位置 附近。于是，如圖11所示，指定單元401在頻域中將CDD信道估計用信號 對的配置位置指定為共用參照信號的配置位置(&和&或&和&0)的中間(&和 f3或fg和f9)，并在時域中將CDD信道估計用信號對的配置位置指定為共用 參照信號的配置位置(t3和t7)的中間(ts)。由此，共用參照信號和專用參照信號 在頻域和時域中被分散配置，從而能夠降低在基站和移動臺之間已知的參照 信號與實際數(shù)據(jù)信號之間的估計誤差。這樣，根據(jù)本實施方式，使用移動臺和基站之間已知的專用參照信號，
因此能夠比實施方式1更正確地判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。 由此，能夠比實施方式1更正確地測定SINR，從而能夠生成精度比實施方式 1高的CQI。
以上，說明了本說明的各實施方式。
另外，在上述實施方式中，如圖2和圖ll所示，說明了循環(huán)延遲移位樣 本數(shù)為N/2的情況。但是，在本發(fā)明中，循環(huán)延遲移位樣本數(shù)不限于N/2。 例如，在循環(huán)延遲移位樣本數(shù)為N/3的情況下，如圖12A所示，每間隔l副 載波地配置CDD信道估計用信號對。另外，在循環(huán)延遲移位樣本數(shù)為N/4 的情況下，如圖12B所示，每間隔2副載波地配置CDD信道估計用信號對。 再有，在循環(huán)延遲移位樣本數(shù)為N/5的情況下，如圖12C所示，每隔3副載 波配置CDD信道估計用信號對。
另外，CDD有時被稱為CSD (Cyclic Shift Diversity:循環(huán)移位分集)。另 夕卜，CP有時被稱為保護間隔(GI: GuardInterval)。另夕卜，副載波有時被稱為"音 調(diào)(tone)"。另外，基站有時被稱為"NodeB"，移動臺有時被稱為"UE"。
另外，在上述實施方式中，說明了對一個發(fā)送數(shù)據(jù)使用一個RB的情況。 但是，本發(fā)明也可以適用于對一個發(fā)送數(shù)據(jù)使用多個RB的情況。此時，移 動臺可以對多個RB中的每個RB生成CQI而將其反饋給基站，也可以對多 個RB生成一個CQI而將其反饋給基站。另外，對分割地配置了一個發(fā)送數(shù) 據(jù)的多個RB使用同一 CQI時，基站可以根據(jù)多個RB的CQI的平均值進行 調(diào)度，或者也可以根據(jù)多個RB的CQI中最低的CQI進行調(diào)度。
另外，上述實施方式中，以由硬件構(gòu)成本發(fā)明的情況為例進行了說明， 但本發(fā)明也可以由軟件實現(xiàn)。
另外，用于上述實施方式的說明中的各功能塊通常被作為集成電路的 LSI來實現(xiàn)。這些塊既可以被單獨地集成為一個芯片，也可以包含一部分或 全部地被集成為一個芯片。雖然此處稱為LSI，但根據(jù)集成程度，可以被稱 為IC、系統(tǒng)LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。
另外實現(xiàn)集成電路化的方法不僅限于LSI,也可使用專用電路或通用處 理器來實現(xiàn)。也可以使用可在LSI制造后編程的FPGA(Fidd Programmable Gate Array:現(xiàn)場可編程門陣列)，或者可重構(gòu)LSI內(nèi)部的電路單元的連接和 設(shè)定的可重構(gòu)處理器。
17再者，隨著半導(dǎo)體的技術(shù)進步或隨之派生的其它技術(shù)的出現(xiàn)，如果出現(xiàn) 能夠替代LSI的集成電路化的新技術(shù)，當然可利用該新技術(shù)進行功能塊的集 成化。還存在著適用生物技術(shù)等的可能性。
2007年5月31日提交的日本專利申請第2007-145882號所包含的說明 書、附圖以及說明書摘要的公開內(nèi)容，全部引用于本申請。 工業(yè)實用性
本發(fā)明可以適用于移動通信系統(tǒng)等。
權(quán)利要求
1.無線通信移動臺裝置，包括接收單元，接收被循環(huán)延遲分集發(fā)送了的多載波信號；測定單元，在所述多載波信號中，測定被配置在多個第一副載波上的第一信號組的線路質(zhì)量以及被配置在與所述多個第一副載波不同的多個第二副載波上的第二信號組的線路質(zhì)量；以及判定單元，基于所述第一信號組的線路質(zhì)量與所述第二信號組的線路質(zhì)量之間的差，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的循環(huán)延遲分集模式。
2. 如權(quán)利要求1所述的無線通信移動臺裝置，所述判定單元在所述差為闊值以上時，判定所述循環(huán)延遲分集模式為小 延遲量循環(huán)延遲分集，在所述差小于所述閾值時，判定所述循環(huán)延遲分集模 式為大延遲量循環(huán)延遲分集。
3. 如權(quán)利要求1所述的無線通信移動臺裝置，所述第 一信號組和所述第二信號組分別由多個數(shù)據(jù)信號構(gòu)成。
4. 如權(quán)利要求1所述的無線通信移動臺裝置， 所述第一信號組和所述第二信號組分別由多個專用參照信號構(gòu)成。
5. 如權(quán)利要求1所述的無線通信移動臺裝置，在將所述循環(huán)延遲分集模式判定為小延遲量循環(huán)延遲分集時，所述判定 單元生成與從所述第一信號組和所述第二信號組的所有信號所測定的線路質(zhì) 量對應(yīng)的線路質(zhì)量指示符，所述無線通信移動臺裝置還包括生成單元，使用所述CQI生成反饋信息。
6. 如權(quán)利要求1所述的無線通信移動臺裝置，所述接收單元接收表示了所述第一信號組的配置位置和所述第二信號組 的配置位置的配置信息，所述判定單元基于所述配置信息而確定所述第一信號組的配置位置和所 述第二信號組的配置位置。
7. 循環(huán)延遲分集模式判定方法，基于在被循環(huán)延遲分集發(fā)送了的多載波信號中，被配置在多個第一副載 波上的第一信號組的線路質(zhì)量與被配置在與所述多個第一副載波不同的多個第二副載波上的第二信號組的線路質(zhì)量之間的差，判定來自其他小區(qū)的干擾 信號的循環(huán)延遲分集模式。
全文摘要
公開了在使用CDD時能夠正確地判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式的無線通信移動臺裝置。在該裝置中，模式判定單元(110)從解調(diào)單元(106)輸入的數(shù)據(jù)信號中，將若干數(shù)據(jù)信號指定為CDD信道估計用信號，并對每個CDD信道估計用信號測定SINR。然后，模式判定單元(110)基于分別由兩個CDD信道估計用信號構(gòu)成的、多個CDD信道估計用信號對的每對的平均SINR的差，判定來自其他小區(qū)的干擾信號的CDD模式。另外，模式判定單元(110)將CDD模式判定為SD-CDD時，生成與所有CDD信道估計用信號的平均SINR對應(yīng)的CQI。
文檔編號H04B17/00GK101682384SQ20088001778
公開日2010年3月24日 申請日期2008年5月30日 優(yōu)先權(quán)日2007年5月31日
發(fā)明者星野正幸, 木村良平, 湯田泰明 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社