專利名稱：Cfo和dco的失真量估計(jì)方法、以及使用此方法的接收信號(hào)校正方法和接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及接收機(jī)的載頻偏移(CFO)和DC (直流)偏移(DCO)的估計(jì)方法、以及 使用估計(jì)值的接收信號(hào)校正方法和實(shí)現(xiàn)此方法的接收裝置。
背景技術(shù)：
近年來(lái)，例如DAB、DVB、以及IEEE 802. Ila WLAN各種無(wú)線通信標(biāo)準(zhǔn)采用正交頻分 多路復(fù)用(OFDM)。OFDM制式由于副載波的頻譜有一部分重疊，所以對(duì)載頻偏移(CFO)非常 脆弱。因此，需要估計(jì)并校正CFO (非專利文獻(xiàn)1)。另一方面，為了應(yīng)對(duì)最近對(duì)價(jià)廉終端的 需求，采用直接變頻制式接收機(jī)(DCR)。然而，DCR會(huì)引發(fā)DC偏移(DCO)、I/Q失衡閃爍噪聲 等附加模擬信號(hào)損耗。本說(shuō)明書中，僅考慮最嚴(yán)重的損耗(即DC0)，設(shè)想可忽略其它損耗因常研究OFDM系統(tǒng)的CFO估計(jì)，因?yàn)樗鼘?duì)維持副載波的正交性很重要。這些文獻(xiàn)中 也有考慮在CFO和DCO并存的情況下下校正的研究。這些研究可分為兩種。一種是使用導(dǎo) 頻信號(hào)的方法(非專利文獻(xiàn)3和非專利文獻(xiàn)4))。另一種是基于盲尋的方法?；诿し?的途徑需要利用計(jì)算到處查找檢索的頻帶來(lái)進(jìn)行CFO估計(jì)，其復(fù)雜度和計(jì)算量在安裝中是 不能容許的。另一方面，使用去除最優(yōu)度估計(jì)法(ML)的導(dǎo)頻信號(hào)的途徑通常利用特殊的導(dǎo) 頻信號(hào)結(jié)構(gòu)，因而具有減小復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)。所以，我們關(guān)注普通的周期性導(dǎo)頻信號(hào)(PP)。PP 的相互關(guān)系能提供在沒(méi)有DCO的狀態(tài)下估計(jì)CFO的簡(jiǎn)單方法(非專利文獻(xiàn)1和非專利文獻(xiàn) 2)。另一方面，在文獻(xiàn)(非專利文獻(xiàn)3和非專利文獻(xiàn)4)中研究了 CFO和DCO存在時(shí)的導(dǎo)頻 信號(hào)。非 專利 文獻(xiàn) 1 :P. H. Moose, "A technique for orthogonal frequency divisionmultiplexing frequency offset correction noise,，，IEEE Trans.Commun. Vol. 42，pp. 2908-2914，Oct. 1994. (P. H. Moose, “一種正交頻分復(fù)用頻率偏移校正噪聲的技 術(shù)”，IEEE通訊匯刊，第42卷，第2908-2914頁(yè)，1994年10月)非 專禾丨J 文獻(xiàn) 2 :M. Morelli and U. Mengali, "An improved frequency offsetestimator for OFDM applications,，，IEEE Communi. Lett. Vol. 3, pp. 75-77, Mar. 1999. (M. Morelli and U. Mengali，“用于OFDM的改進(jìn)頻率偏移估計(jì)法”，IEEE通信快 報(bào)，第3卷，第75-77頁(yè)，1999年3月)非專禾Ij 文獻(xiàn) 3 :C. K. Ho，S. Sun, and P. He, "Low complexity frequency offsetestimation in the presence of DC offset," in Proc. IEEEICC' 03, pp. 2051-2055，May2003. (C. K. Ho, S. Sun, and P. He, “存在 DC 偏移的低復(fù)雜度頻率偏移估 計(jì)”,出版中，IEEEICC' 03，第 2051-2055 頁(yè)，2003 年 5 月)非專禾Ij文獻(xiàn) 4 :S.Marsili，“DC offset estimation in OFDM based WLANapp Ii cat ion, "in Proc. IEEE GL0BEC0M，04，Dec. 2004. (S. Marsi Ii，“基于 OFDM 的 WLAN 應(yīng)用中的DC偏移估計(jì)”，出版中，IEEE GL0BEC0M，04，2004年12月)
發(fā)明內(nèi)容
非專利文獻(xiàn)3中，首先粗略估計(jì)DCO的量，并從導(dǎo)頻信號(hào)間的相關(guān)值減去DCO量的 估計(jì)值后，得到CFO估計(jì)值。已知此CFO估計(jì)值處于存在偏移的狀態(tài)(統(tǒng)計(jì)上不能使誤差 為零的狀態(tài))，僅在CFO小時(shí)有效。為了估計(jì)DC0，非專利文獻(xiàn)4中使用最佳線性非偏移估 計(jì)法(The best linear unbiased estimator :BLUE)。其中，將 CFO 當(dāng)作隨機(jī)值建立模型。 然而，CFO—般在估計(jì)過(guò)程中并不是隨機(jī)值(非專利文獻(xiàn)3)，此估計(jì)模型的不完整性導(dǎo)致估 計(jì)模型的準(zhǔn)確度差。即，以往沒(méi)有準(zhǔn)確度良好地求出DCO值和CFO值的方法。本發(fā)明是為解決上述課題而想出的，其中利用的是在多個(gè)碼元連續(xù)地發(fā)送周期 性導(dǎo)頻信號(hào)(下文也記為“PP”)的條件下，對(duì)于第2個(gè)及其后的PP碼元，連續(xù)的碼元之間 偏離載頻偏移的份額。S卩，本發(fā)明提供一種失真量估計(jì)方法，包括接收發(fā)送信號(hào)從而得到接收信號(hào)的工序、解調(diào)所述接收信號(hào)的工序、將所述解調(diào)后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)的工序、將所述接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)的1個(gè)碼元所包含的采樣數(shù)取為K并將預(yù)定的整數(shù) 值取為D且將DK取為L(zhǎng)從而由所述數(shù)字信號(hào)的相當(dāng)于導(dǎo)頻信號(hào)的部分取得K+L個(gè)數(shù)據(jù)的 工序、以及從所述取得的數(shù)據(jù)的始端開(kāi)始將L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量巧并從所述取得的數(shù)據(jù)的始
端開(kāi)始將第K+1個(gè)起的L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量r2從而根據(jù)式(100)求出CFO估計(jì)值的工序。 f 其中，Rp由式(13)取得，fs是采樣頻率。 矢量1是元素全為1的LXl的矢量。又，本發(fā)明提供一種失真量估計(jì)方法，包括接收發(fā)送信號(hào)從而得到接收信號(hào)的工序、解調(diào)所述接收信號(hào)的工序、將所述解調(diào)后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)的工序、將所述接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)的1個(gè)碼元所包含的采樣數(shù)取為K并將預(yù)定的整數(shù) 值取為D且將DK取為L(zhǎng)從而由所述數(shù)字信號(hào)的相當(dāng)于導(dǎo)頻信號(hào)的部分取得K+L個(gè)數(shù)據(jù)的 工序、以及從所述取得的數(shù)據(jù)的始端開(kāi)始將L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量^并從所述取得的數(shù)據(jù)的始 端開(kāi)始將第K+1個(gè)起的L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量r2從而根據(jù)式(14)求出DCO估計(jì)值的工序。 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。
又，本發(fā)明提供一種接收方法，包括接收發(fā)送信號(hào)從而得到接收信號(hào)的工序、解調(diào)所述接收信號(hào)的工序、將所述解調(diào)后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成復(fù)接收數(shù)據(jù)的工序、
校正由權(quán)利要求2求出的DCO估計(jì)值的工序、以及校正由權(quán)利要求1求出的CFO估計(jì)值的工序。
又，本發(fā)明提供一種接收機(jī)，包括接收含有導(dǎo)頻信號(hào)部分的發(fā)送信號(hào)從而得到接收信號(hào)的天線、連接所述天線并輸出所述接收信號(hào)的放大器、連接所述放大器并解調(diào)所述接收信號(hào)的復(fù)解調(diào)器、連接所述復(fù)解調(diào)器并對(duì)所述解調(diào)后的接收信號(hào)采樣從而輸出復(fù)接收數(shù)據(jù)的開(kāi)關(guān)、 以及連接所述開(kāi)關(guān)并輸入所述復(fù)接收數(shù)據(jù)從而輸出從所述復(fù)接收數(shù)據(jù)去除CFO和DCO 后的校正接收數(shù)據(jù)的控制器，所述控制器將導(dǎo)頻信號(hào)的第K+1個(gè)數(shù)據(jù)起的L個(gè)數(shù)據(jù)當(dāng)作矢量T1獲取，將所述導(dǎo) 頻信號(hào)的第2Κ+1個(gè)數(shù)據(jù)起的L個(gè)數(shù)據(jù)當(dāng)作矢量r2獲取，根據(jù)式(100)求出CFO校正值，根據(jù)式(14)求出DCO校正值，利用所述DCO校正值校正所述復(fù)輸入數(shù)據(jù)，利用所述CFO校正值校正所述校正后
的復(fù)輸入數(shù)據(jù)，從而求出所述校正接收數(shù)據(jù)。 / 其中，Rp由式(13)取得，fs是采樣頻率，K是1個(gè)碼元中的采樣數(shù)。
1 1 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。本發(fā)明示出根據(jù)所接收PP的潛在關(guān)系，能完全消除CFO估計(jì)中DCO的影響。作為 結(jié)果，我們提出在無(wú)DCO的狀態(tài)下無(wú)偏移的CFO估計(jì)方法，能達(dá)到與無(wú)DCO的狀態(tài)相同的性 能。還能同時(shí)獲得DCO的估計(jì)。
圖1是表示導(dǎo)頻信號(hào)的圖。圖2是示出本發(fā)明的發(fā)射機(jī)、接收機(jī)的組成的圖。圖3示出本發(fā)明求出校正值的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)。圖4是示出與已有方法比較CFO的最小平方誤差(匪SE)值的曲線圖。圖5是示出CFO的匪SE的曲線圖。圖6是示出有效SNR的結(jié)果的曲線圖。
圖7是示出誤碼率(BER)的結(jié)果的曲線圖。標(biāo)號(hào)說(shuō)明1發(fā)射機(jī)2信號(hào)源3導(dǎo)頻信號(hào)發(fā)生器4合成器
5調(diào)頻器6發(fā)送放大器7發(fā)送天線10接收機(jī)11接收天線12接收放大器13、14 乘法器15本機(jī)振蕩器16相位變換器17、18低通濾波器19、20 開(kāi)關(guān)22加法器23減法器24乘法器25虛數(shù)單位28校正值計(jì)算部30控制部
具體實(shí)施例方式本說(shuō)明書中，在矩陣(行矢量)中使用粗字。上標(biāo)字符H、T、*、十字號(hào)分別表示艾 爾米特矩陣、轉(zhuǎn)置矩陣、共軛矩陣、偽逆矩陣。公式中用粗字符表示的矩陣在文中示為“矩陣 r”，行矢量表為“矢量r”。具有N個(gè)副載波的OFDM系統(tǒng)中，將帶寬B分給具有頻率間隔f； = Β/Ν的N個(gè)副 載波。而且，通常用&將CFO(Af)歸一化。圖1示出P個(gè)碼元組成的所發(fā)送的PP(導(dǎo)頻信號(hào))。其中，各碼元具有K個(gè)采樣。 將PP看作在傳輸空間等間隔配置副載波的OFDM碼元。通常，N = MK, M為正整數(shù)。再者，本實(shí)施方式中，設(shè)想OFDM信號(hào)來(lái)進(jìn)行說(shuō)明，但本發(fā)明不限于OFDM信號(hào)。非 OFDM信號(hào)的情況下，也有不存在副載波的場(chǎng)合。然而，只要存在具有K個(gè)采樣的導(dǎo)頻信號(hào)， 就能應(yīng)用本發(fā)明。該情況下，可將M設(shè)定為正整數(shù)，最好設(shè)定為不小于2的正整數(shù)，并設(shè)想 具有Ν( = ΜΚ)個(gè)副載波。后文將說(shuō)明，用Af(Hz)求出CFO估計(jì)值時(shí)，無(wú)M或N。因此，M 值的設(shè)定只要是正整數(shù)就可以。由于PP的各碼元其相鄰碼元用的是循環(huán)前綴，所以接收的導(dǎo)頻信號(hào)仍為周期性 信號(hào)。疊入信道后，將ε定義為未知的歸一化CF0，從而我們得到所接收的第η個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)的采樣(如下所示)。r (n) = s (η)+Z (η)，(1)這里，s (η)是僅受CFO影響的接收信號(hào)，如下所示。 Φ是CFO的相位表現(xiàn)，如下所示。φ = 2 π ε Κ/Ν而且，Z(η)是具有Q2z方差并附加零平均的白高斯噪聲(后文稱為“AWGN”)的采樣。于是，通過(guò)求出由下面的式(2)求出的所接收導(dǎo)頻信號(hào)的相關(guān)性，能如下所示地 得到CFO估計(jì)值。這里，L = DK, D是設(shè)計(jì)參數(shù)。
這里，可估計(jì)的ε在以下所示的范圍內(nèi)。ε e (-M/2, Μ/2)設(shè)存在作為未知的DCO的d，則接收的第η個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)采樣如下。r(n) = s (η) +d+z (η)，(3)由此式導(dǎo)出下面的公式。
，(4)其中，A、Rs,d、Rz, d、Rz 如下所示。 1 L 所以Rz如下所示。
這里，S1, SyZ^Z2如下所示。
非專利文獻(xiàn)3中，指明基于公式(4)的CFO估計(jì)存在偏移，所以提出將R替換成公 式(6)的解決辦法。然而，d的絕對(duì)值的平方的估計(jì)是基于時(shí)間平均(TDA)進(jìn)行的，不能很 好地應(yīng)用于CFO大的情況。而且，即使存在d的絕對(duì)值平方的完整信息，也因Rs,d而使估計(jì) 結(jié)果偏移。3、CFO和DCO同時(shí)估計(jì)實(shí)際使用的狀況下，在接收開(kāi)始的時(shí)間點(diǎn)上也許存在大的CF0。當(dāng)然希望開(kāi)發(fā)在 DCO存在的情況下也能進(jìn)行估計(jì)的強(qiáng)CFO估計(jì)方法。本節(jié)中，我們提出無(wú)偏移的CFO估計(jì)方 法。該估計(jì)方法能完全消除DCO的影響。3 算法公式(2)的L+K個(gè)采樣能整理成如下的兩個(gè)LXl矢量。Γι = [r(K+l), ···, r(K+L)]T,(7)
(8)根據(jù)公式(3)，在無(wú)AWGN的狀況下，我們得到下式。r2-d · 1 = eJ<i> (rfd · 1)，(9)其中，矩陣1是元素全為1的LXl矢量。不言而喻，公式(9)能改寫為公式(10)。 這提醒線性最小平方的問(wèn)題。因?yàn)長(zhǎng) > 1，分析解為公式(11)、公式(12)。 其中，c如下所示。 此c是與φ的估計(jì)無(wú)關(guān)的正實(shí)數(shù)標(biāo)量。公式(11)的右邊第1項(xiàng)的上標(biāo)為十字號(hào)， 表示偽逆矩陣。從公式(12)能與表示DCO的帽d獨(dú)立地求出表示CFO的帽Φ。結(jié)果，我們得到CFO的估計(jì)值帽ε ρ，如下所示。 在將副載波的數(shù)量取為N個(gè)、將1個(gè)碼元中的采樣數(shù)量取為K個(gè)時(shí)，M是滿足N = MK的正整數(shù)。帽ε ρ是歸一化的CFO估計(jì)值，以包含能任意設(shè)定的整數(shù)M的形式表示。將 其改為頻率單位(Hz)時(shí)，帽％為Δ ΤΧ，考慮Nftl是帶寬B (較準(zhǔn)確而言，是采樣頻率fs)，
則如式(100)所示。 f厶/=AarSiiiPl
2πΚ (100)S卩，能由采樣頻率fs、碼元中的采樣數(shù)K和根據(jù)式(13)求出的復(fù)數(shù)Rp的主角(實(shí) 數(shù)部分與虛數(shù)部分形成的角度)求出。由此，在ε非零時(shí)，能按照公式(14)那樣估計(jì)DC0。 j r^r!lTr2 - ^r2IrP1 由于矩陣Γι的最后L-K元素列與矩陣r2的最前L-K元素列相同，公式(13)的計(jì) 算量與公式(6)的計(jì)算量具有相同的計(jì)算量。使公式(13)的二次形式表示如下。
其中，所有包含作為未知DCO的d的項(xiàng)均被消除。換句話說(shuō)，此CFO估計(jì)方法獨(dú)立于DC0。使用噪聲為零平均的AWGN，則得到在L足 夠大時(shí)Rz拔大致為零的結(jié)果。知道A和A拔為正實(shí)數(shù)標(biāo)量，就能將公式(18)改寫為公式 (19)。通過(guò)作為OFDM碼元處理ΡΡ，得知A拔與因DC副載波的點(diǎn)上存在的CFO而造成的載波間干擾成正比。DC和2X (M-I)個(gè)相鄰副載波中沒(méi)有承載信號(hào)，所以設(shè)想A比A拔要大 得多是妥當(dāng)?shù)?。與信噪比(SNR)比1要大得多的非專利文獻(xiàn)2相同，exp (_j Φ) *Rz的實(shí)數(shù)和復(fù)數(shù) 元素(高概率地)比A要小得多。這里，“*”意指乘法。因此，SNR高且公式(101)成立時(shí)，能近似為公式(20)。
最后，得到下式。Ε( ρ - ε) = 0因此，所提出的CFO估計(jì)方法無(wú)偏移，并且能由公式(21)得到其方差。
這與非專利文獻(xiàn)2的DCO為零時(shí)的方差相同。因?yàn)橄撕?10)的d的項(xiàng)，公式(14)的DCO估計(jì)方法在無(wú)CFO的狀態(tài)下 估計(jì)失敗。好在OFDM系統(tǒng)的DC副載波通常不承載信號(hào)。因此，CFO為零的情況下的DCO本 質(zhì)上無(wú)害；如果需要，通過(guò)在PP或通常承載信息的OFDM碼元上執(zhí)行TDA，能容易估計(jì)DC0。又，若對(duì)CFO進(jìn)行一次估計(jì)，則也能用其它方法求出DC0。具體而言，能用下面的 方法。將矩陣Fn取為NXN的反傅立葉變換矩陣。矩陣Fn的一列對(duì)應(yīng)于具有N個(gè)副載波的 OFDM信號(hào)的一個(gè)副載波?，F(xiàn)將列的編號(hào)取為i。1 ^ i ^N0如果作為對(duì)象的信號(hào)不是OFDM信號(hào)，也能將具有M個(gè)碼元的周期性導(dǎo)頻信號(hào)(由 K個(gè)采樣構(gòu)成1個(gè)碼元)看作具有N = MK個(gè)副載波的OFDM信號(hào)。r = [r(K+l), . . . , r(K+N)]T當(dāng)作此OFDM信號(hào)使用i個(gè)副載波。具體而言，是如下的副載波。i = M+L2M+1, . . . , (K-I) M+1就是說(shuō)，將i個(gè)以外的副載波看作傳輸空(null)的空副載波。把與零副載波對(duì)應(yīng) 的矩陣Fn的列匯集成一個(gè)矩陣V。即，矩陣V集中與零副載波對(duì)應(yīng)的列矢量。不存在CF0、 DC0、噪聲的情況下，作為接收信號(hào)的矢量r建立下式的關(guān)系。VHr = 0這是因?yàn)閺淖筮叧司仃嘨h的操作對(duì)應(yīng)于再現(xiàn)作為接收信號(hào)的來(lái)自矢量r的零副 載波的信號(hào)的操作。因此，僅存在CFO的情況下，下式的關(guān)系成立。νΗΓΗΗ( ε )r = 0其中，矩陣ΓΗ(ε)是NXN對(duì)角矩陣，如下所示。ΓΗ(ε) = diag(l, θ^2πε1/Ν, · · ·，e-化 ε _)矩陣ΓΗ( ε )(=矩陣Γ (- ε ))進(jìn)行使相位僅移動(dòng)歸一化的CF0(即ε )的操作。 就是說(shuō)，上面的公式意味著對(duì)存在CFO的接收信號(hào)進(jìn)行消除CFO的操作后，進(jìn)行再現(xiàn)零副載 波的操作，則變?yōu)榱恪＝又?，在CFO和DCO存在的情況下，下面的關(guān)系成立。矢量In是全部元素為1的 DCO即使在矩陣ΓΗ(ε)的操作中也不為零，所以右邊僅留下DCO分量。這里，矢 量1可如上文那樣預(yù)先計(jì)算，Vh是Fn的一部分，也能預(yù)先算出。又，CFO能從本發(fā)明的式 (100)求出，所以上式的未知數(shù)僅僅是作為DCO的d。因此，能估計(jì)CF0，就能根據(jù)上式估計(jì) DCO0具體而言，用下面的公式求出DC0。
d = xty (102)其中，矢量χ和矢量y是下式所示的NXl的列矢量。 在將矢量χ簡(jiǎn)記為“X”時(shí)，χ的偽逆矩陣為(XhX)―1/，(XhX)是標(biāo)量，所以能求出 DC0，而不是求偽逆矩陣。接著，詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)際情況。圖2示出本發(fā)明的組成。發(fā)射信號(hào)的發(fā)射機(jī) 1可以是廣播站，也可以是個(gè)人所有的發(fā)射機(jī)。本發(fā)明中，發(fā)射機(jī)1包含信號(hào)源2、導(dǎo)頻信號(hào) 發(fā)生器3、合成器4和變頻器5。還可包含輸出放大器6和天線7。這里，導(dǎo)頻信號(hào)發(fā)送不少 于L個(gè)的采樣數(shù)為K的碼元。將導(dǎo)頻信號(hào)與信號(hào)源發(fā)出的元信號(hào)在時(shí)間上復(fù)接。這是因?yàn)?本發(fā)明的接收方進(jìn)行的接收需要全部是導(dǎo)頻信號(hào)的期間。合成器4的輸出g(n)經(jīng)變頻器 5發(fā)送。變頻器5可包含編碼用的功能。另一方面，接收機(jī)10包含天線11、放大器12、變頻器和濾波器(17、18)、開(kāi)關(guān)元件 (19,20)以及控制器30。變頻器是復(fù)變頻器。通常包含本機(jī)振蕩器LO (15)、乘法器(13、14) 以及相位變換器16。接收機(jī)10接收信道響應(yīng)和發(fā)送信號(hào)g(n)卷積后的信號(hào)受CFO影響的信號(hào)。把放 大器12的輸出分成I分支(I軸)和Q分支(Q軸)。用乘法器13將I分支方的信號(hào)與來(lái) 自本機(jī)振蕩器LO 15的載波信號(hào)相乘。用乘法器14將Q分支方的信號(hào)與使來(lái)自本機(jī)振蕩 器LO的載波信號(hào)的相位偏移π /2后的信號(hào)。I分支和Q分支的信號(hào)分別通過(guò)低通濾波器(17、18)，濾除不需要的高頻分量。然 后，利用具有足夠采樣頻率的AD轉(zhuǎn)換器(19、20)，將其轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。將I分支和Q分支 的信號(hào)分別輸入到控制器30。接著，說(shuō)明控制器30的處理。圖2記載了控制器30中具有與處理相應(yīng)的處理部 的情況，但主要是軟件進(jìn)行的處理。當(dāng)然，也可制作專用硬件來(lái)使其執(zhí)行。后文將I分支方 中數(shù)字化的信號(hào)和Q分支方中數(shù)字化的信號(hào)分別稱為I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)。將輸入到控制器30 的I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)合在一起稱為復(fù)接收數(shù)據(jù)。復(fù)接收數(shù)據(jù)在本機(jī)振蕩器的解調(diào)過(guò)程中受到 自解調(diào)的影響，疊加DC0。如果輸入Q數(shù)據(jù)和I數(shù)據(jù)，則控制器30在校正值計(jì)算部28根據(jù) 各數(shù)據(jù)算出校正值。將算出的校正值分別通知濾波器部21、倍數(shù)部22、CFO校正信號(hào)發(fā)生 部27。控制器30根據(jù)公式(100)和公式(14)估算依據(jù)I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)包含在復(fù)接收數(shù) 據(jù)中的CFO值的帽ε ρ和⑶0值的帽d。然后，輸出消除估計(jì)的CFO和DCO的校正值。CFO校正值對(duì)第k個(gè)復(fù)接收信號(hào)為eXp(-j2Jik帽ε p/N)。DCO校正值為(_帽d)。帽ε P是歸 一化的角度，帽d是復(fù)數(shù)。另一方面，將I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)相加后，減去DCO估計(jì)值，使頻率偏移CFO估計(jì)值。 圖2中，以硬件方式示出利用加法器22進(jìn)行相加、利用減法器23減去DCO估計(jì)值、利用乘 法器24偏移CFO的份額。然而，也可當(dāng)作軟件的處理進(jìn)行。再者，偏移頻率以消除CFO估 計(jì)值是將第k個(gè)復(fù)接收數(shù)據(jù)與exp&jZJik帽ε ρ/Ν)相乘。帽ε Ρ/Ν的具體頻率為Δ f/f0， 其中將副載波頻率的頻帶取為fo。將發(fā)送數(shù)據(jù)g(n)和信道響應(yīng)疊加而取得校正后的復(fù)接 收數(shù)據(jù)。接著，進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明校正值計(jì)算部的處理。圖3中示出數(shù)字化的I數(shù)據(jù)和Q數(shù) 據(jù)中接收的導(dǎo)頻信號(hào)的排列。導(dǎo)頻信號(hào)是存在多個(gè)碼元50的信號(hào)。設(shè)1個(gè)碼元有K個(gè)采 樣。校正值計(jì)算部28從導(dǎo)頻信號(hào)的任意位置取得數(shù)據(jù)后啟動(dòng)。這里，數(shù)據(jù)是指各個(gè)采樣。取得數(shù)據(jù)后啟動(dòng)的定時(shí)不專門加以限定。然而，需要能至少取得不少于(D+1)K個(gè) 導(dǎo)頻碼元。數(shù)據(jù)的獲取方式如下1數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)雙方都是從導(dǎo)頻信號(hào)的數(shù)據(jù)獲取點(diǎn)55起第 K個(gè)數(shù)據(jù)56取得L個(gè)數(shù)據(jù)，從第2K個(gè)數(shù)據(jù)57同樣取得L個(gè)數(shù)據(jù)。這里，L為DK個(gè)導(dǎo)頻碼 元中的采樣數(shù)。D為設(shè)計(jì)值，是不小于2的整數(shù)。通常用2或3就足夠。換句話說(shuō)，使用從 數(shù)據(jù)獲取點(diǎn)55起的2K+L個(gè)復(fù)接收數(shù)據(jù)，并從中取得K+L個(gè)復(fù)接收數(shù)據(jù)。接著，將取得的復(fù)接收數(shù)據(jù)(第一個(gè)數(shù)據(jù)為獲取點(diǎn)55起第K+1個(gè))的最前L個(gè)取 為矢量Α (公式(7))，第K個(gè)起的L個(gè)取為矢量r2 (公式(8))。這些矢量巧和矢量巧是 ri(k)為實(shí)數(shù)部且rQ(n)為虛數(shù)部組成的復(fù)數(shù)。因此，每當(dāng)進(jìn)行復(fù)接收信號(hào)的運(yùn)算處理時(shí)，將 rQ(n)的數(shù)據(jù)等同為乘上了虛數(shù)單位j而進(jìn)行處理。再者，為了表示對(duì)復(fù)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)數(shù) 運(yùn)算處理，圖2的控制部30中示出了對(duì)rQ(η)乘以虛數(shù)單位j的乘法器25。取得矢量和矢量，則能立即根據(jù)公式(100)從這兩個(gè)數(shù)據(jù)群求出CFO估計(jì)值帽ε。 同樣，也能根據(jù)公式(14)求出DCO估計(jì)值帽d。也可從公式(102)求出DCO估計(jì)值。能求出CFO和DCO的估計(jì)值，則能得到從復(fù)接收數(shù)據(jù)消除CFO和DCO后的數(shù)據(jù)。具 體而言，設(shè)接收的η個(gè)數(shù)據(jù)的復(fù)接收數(shù)據(jù)為r (η)，則通過(guò)從r (η)的全部元素減去帽d，能校 正 DC0。又，通過(guò)對(duì)r(n)從左邊乘以下式的矩陣，能校正CF0。 該式中，diag表示對(duì)角矩陣。說(shuō)明利用公式(102)求出DCO的情況。設(shè)反傅立葉變換矩陣為矩陣Fn，則矩陣Fn
表示如下。
此矩陣的各列矢量對(duì)應(yīng)于副載波。于是，將傳輸空的副載波取為抽選矩陣V。矩陣V在縱向排列N個(gè)元素，在橫向僅排列空副載波的數(shù)量。從上文的公式(104)得到矩陣 ΓΗ(ε)(=矩陣 Γ (-ε))。利用變換矩陣元素的配置能容易得到公式(103)的矢量X、矢量y，而不必求出逆 矩陣。能得到帽εΡ當(dāng)作CF0。因此，通過(guò)元素重排和矩陣乘法能容易地求出矢量χ和矢量又，如以示出的那樣，若將矢量χ僅簡(jiǎn)記為“X”，則χ的偽逆矩陣為(Λ) W (xHx) 是標(biāo)量，所以能當(dāng)作標(biāo)量和矢量X的艾爾米特矩陣求出矢量X的偽逆矩陣。因此，僅利用矢 量乘法就能得到基于公式(102)的DC0。 4、仿真本節(jié)中進(jìn)行仿真，以示出所提出的CFO和DCO同時(shí)估計(jì)方法的性能。仿真OFDM系 統(tǒng)具有N = 64個(gè)副載波，并使用52個(gè)副載波，以傳輸格雷編碼的64QAM信號(hào)。將循環(huán)前綴 的長(zhǎng)度取為Ncp = 16。作為PP，我們使用IEEE 802. IlaffLAN的前置碼中的短修整序列。但，P (導(dǎo)頻信號(hào)數(shù))=10，K = 16，而且M = 4。頻率選擇性衰落信道具有5個(gè)以 自然對(duì)數(shù)方式減小功率的路徑。使所接收的無(wú)失真信號(hào)的功率與對(duì)應(yīng)于SNR = 1/ σ 2ζ的1 相符，而DCO的功率其d絕對(duì)值的平方固定為0. 25。使用PP的相同的最后L+K = 64個(gè)采樣，將提出的估計(jì)方法與非專利文獻(xiàn)3的 Ho估計(jì)方法和非專利文獻(xiàn)4的Marsili估計(jì)方法進(jìn)行比較。Marsili的估計(jì)方法中，在 (-ε BLUE, ε BLUE)的區(qū)間中CFO同樣地離散且SNR為20dB的假設(shè)條件下，進(jìn)行估計(jì)DCO用 的線性估計(jì)。然后，從導(dǎo)頻信號(hào)減去DCO估計(jì)值后，進(jìn)行基于相關(guān)性的CFO估計(jì)。圖4示出按 Ε[( ε -帽ε)2]定義的歸一化CFO的最小平方誤差(匪SE)值的比較?？芍狧o和Marsili 的估計(jì)方法都不能完全消除DCO的影響，因而誤差的估計(jì)性能存在差錯(cuò)處。另一方面，提出 的CFO估計(jì)方法呈現(xiàn)與無(wú)DCO的狀態(tài)相同的優(yōu)秀估計(jì)性能。圖5示出CFO的匪SE?？芍狧o和Marsili估計(jì)方法的性能隨CFO的值劇烈變化， 但提出的估計(jì)方法在整個(gè)CFO估計(jì)范圍內(nèi)都保持最佳性能。最后，能用圖6的有效SNR的 結(jié)果和圖7的誤碼率(BER)測(cè)定綜合接收性能。這里，基于TDA的DCO估計(jì)使用Ho的估計(jì) 方法。如預(yù)想的那樣，本發(fā)明中提出的估計(jì)方法可實(shí)現(xiàn)能滿足CFO和DCO的估計(jì)，優(yōu)于已有 的2種途徑。至此，本發(fā)明考察CFO和DCO并存情況下的PP的潛在特性，提出新的CFO與DCO 同時(shí)估計(jì)方法。與已有的方法比較，所提估計(jì)方法的CFO估計(jì)無(wú)偏移，能達(dá)到與無(wú)DCO的狀 態(tài)相同的性能。仿真結(jié)果證明所提估計(jì)方法的準(zhǔn)確性和優(yōu)異性。產(chǎn)業(yè)上的可用性本發(fā)明能用于電子通信設(shè)備，尤其能用于以O(shè)FDM制式進(jìn)行收發(fā)的接收機(jī)。
權(quán)利要求
一種失真量估計(jì)方法，其特征在于，包括接收發(fā)送信號(hào)以得到接收信號(hào)的工序；解調(diào)所述接收信號(hào)的工序；將所述解調(diào)后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)的工序；將所述接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)的1個(gè)碼元所包含的采樣數(shù)取為K、并將預(yù)定的整數(shù)值取為D、且將DK取為L(zhǎng)，從而由所述數(shù)字信號(hào)的相當(dāng)于導(dǎo)頻信號(hào)的部分取得K+L個(gè)數(shù)據(jù)的工序；以及從所述取得的數(shù)據(jù)的始端開(kāi)始將L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量r1、并從所述取得的數(shù)據(jù)的始端開(kāi)始將第K+1個(gè)起的L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量r2、從而根據(jù)式(100)求出CFO估計(jì)值的工序， <mrow><mi>Δf</mi><mo>=</mo><mfrac> <msub><mi>f</mi><mi>s</mi> </msub> <mrow><mn>2</mn><mi>πK</mi> </mrow></mfrac><mi>arg</mi><mo>{</mo><msub> <mi>R</mi> <mi>p</mi></msub><mo>}</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow> <mo>(</mo> <mn>100</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow>其中，Rp由式(13)取得，fs是采樣頻率， <mrow><msub> <mi>R</mi> <mi>p</mi></msub><mo>=</mo><mfrac> <mn>1</mn> <mi>L</mi></mfrac><msubsup> <mi>r</mi> <mn>1</mn> <mi>H</mi></msubsup><msub> <mi>r</mi> <mn>2</mn></msub><mo>-</mo><mfrac> <mn>1</mn> <msup><mi>L</mi><mn>2</mn> </msup></mfrac><msubsup> <mi>r</mi> <mn>1</mn> <mi>H</mi></msubsup><mn>1</mn><msup> <mn>1</mn> <mi>T</mi></msup><msub> <mi>r</mi> <mn>2</mn></msub><mo>.</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow> <mo>(</mo> <mn>13</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow>矢量l是元素全為1的L×l的矢量，
2.一種失真量估計(jì)方法，其特征在于，包括 接收發(fā)送信號(hào)以得到接收信號(hào)的工序； 解調(diào)所述接收信號(hào)的工序；將所述解調(diào)后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)的工序；將所述接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)的1個(gè)碼元所包含的采樣數(shù)取為K、并將預(yù)定的整數(shù)值 取為D、且將DK取為L(zhǎng)，從而由所述數(shù)字信號(hào)的相當(dāng)于導(dǎo)頻信號(hào)的部分取得K+L個(gè)數(shù)據(jù)的工 序；以及從所述取得的數(shù)據(jù)的始端開(kāi)始將L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量Γι、并從所述取得的數(shù)據(jù)的始端開(kāi) 始將第Κ+1個(gè)起的L個(gè)數(shù)據(jù)取為矢量r2，從而根據(jù)式(14)求出DCO估計(jì)值的工序 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。
3.一種接收方法，其特征在于，包括 接收發(fā)送信號(hào)以得到接收信號(hào)的工序； 解調(diào)所述接收信號(hào)的工序；將所述解調(diào)后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成復(fù)接收數(shù)據(jù)的工序； 校正由權(quán)利要求2求出的DCO估計(jì)值的工序；以及 校正由權(quán)利要求1求出的CFO估計(jì)值的工序。
4.一種接收機(jī)，其特征在于，包括接收含有導(dǎo)頻信號(hào)部分的發(fā)送信號(hào)以得到接收信號(hào)的天線； 與所述天線連接并輸出所述接收信號(hào)的放大器； 與所述放大器連接并解調(diào)所述接收信號(hào)的復(fù)解調(diào)器；與所述復(fù)解調(diào)器連接并對(duì)所述解調(diào)后的接收信號(hào)進(jìn)行采樣以輸出復(fù)接收數(shù)據(jù)的開(kāi)關(guān)；以及與所述開(kāi)關(guān)連接并輸入所述復(fù)接收數(shù)據(jù)，從而輸出從所述復(fù)接收數(shù)據(jù)去除CFO和DCO 后的校正接收數(shù)據(jù)的控制器，所述控制器將導(dǎo)頻信號(hào)的第K+1個(gè)數(shù)據(jù)起的L個(gè)數(shù)據(jù)當(dāng)作矢量Γι來(lái)獲取，將所述導(dǎo)頻 信號(hào)的第2Κ+1個(gè)數(shù)據(jù)起的L個(gè)數(shù)據(jù)當(dāng)作矢量r2來(lái)獲取， 根據(jù)式(100)求出CFO校正值， 根據(jù)式(14)求出DCO校正值，利用所述DCO校正值校正所述復(fù)輸入數(shù)據(jù)，利用所述CFO校正值來(lái)校正所述校正后的 復(fù)輸入數(shù)據(jù)，從而求出所述校正接收數(shù)據(jù)， 其中，Rp由式(13)取得，fs是采樣頻率，K是1個(gè)碼元中的采樣數(shù)， 矢量1是元素全為1的LX 1的矢量。
全文摘要
從傳輸系統(tǒng)接收的接收信號(hào)中，CFO和DCO校正使接收信號(hào)的SNR提高，從而最終有效地改善差錯(cuò)率。因此，研究以用導(dǎo)頻信號(hào)的方法或盲尋法等方法來(lái)估計(jì)與校正CFO和DCO，但在DCO存在的情況下估計(jì)CFO，其方法如ML法那樣，計(jì)算量龐大或不能在根本上從估計(jì)值消除誤差。接收信號(hào)受到傳輸系統(tǒng)的影響，在頻率軸觀察周期性導(dǎo)頻信號(hào)的連續(xù)碼元時(shí)，恰好相位偏移CFO的份額。因此，能以分析的方式從周期性導(dǎo)頻信號(hào)的連續(xù)碼元求出CFO，并能據(jù)此估計(jì)DCO且校正CFO和DCO。
文檔編號(hào)H04J11/00GK101843018SQ20088011459
公開(kāi)日2010年9月22日 申請(qǐng)日期2008年11月5日 優(yōu)先權(quán)日2007年11月5日
發(fā)明者山下勝己, 林海 申請(qǐng)人:公立大學(xué)法人大阪府立大學(xué)