專利名稱：一種虛擬mimo傳輸方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及虛擬MIMO傳輸技術(shù)，特別是涉及一種基于塊空時(shí)分組編碼的DFT-S-OFDM的虛擬MIMO的傳輸方法和裝置。

背景技術(shù)：
在LTE寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)中，3GPP確定上行鏈路采用基于DFT-S-OFDM的單載波FDMA傳輸方案，與OFDM傳輸方案相比，DFT-S-OFDM傳輸方案具有低峰均比及在頻域保持用戶正交的特性。
目前，LTE通信系統(tǒng)中引入了上行鏈路虛擬MIMO傳輸技術(shù)，實(shí)現(xiàn)該技術(shù)的技術(shù)方案主要是基于單發(fā)射天線DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸方案。
圖1為基于單發(fā)射天線DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)，其中，每個(gè)用戶終端(UE)僅配備單個(gè)發(fā)射天線，基站(eNodeB)安裝Nr個(gè)接收天線(圖中Nr取值為2)。兩個(gè)用戶終端在eNodeB調(diào)度下使用完全相同的時(shí)頻資源傳輸不同的信息，兩個(gè)配備單發(fā)射天線用戶終端與配備Nr個(gè)接收天線的eNodeB接收機(jī)構(gòu)成一個(gè)2×Nr的MIMO系統(tǒng)，該MIMO系統(tǒng)與傳統(tǒng)MIMO系統(tǒng)工作方式不同，稱為虛擬MIMO系統(tǒng)。虛擬MIMO系統(tǒng)中，eNodeB同時(shí)調(diào)度用戶終端個(gè)數(shù)可超過(guò)兩個(gè)，但考慮到用戶終端超過(guò)兩個(gè)后，eNodeB接收機(jī)檢測(cè)復(fù)雜度會(huì)顯著提高，因此實(shí)際系統(tǒng)中僅考慮兩個(gè)用戶構(gòu)成的虛擬MIMO系統(tǒng)。
圖2為基于單發(fā)射天線DFT-S-OFDM的虛擬MIMO的發(fā)射機(jī)框圖。單發(fā)射天線DFT-S-OFDM虛擬MIMO發(fā)射機(jī)與單用戶DFT-S-OFDM發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)完全相同，差異僅在于兩個(gè)用戶終端在eNodeB調(diào)度下使用完全相同時(shí)頻資源傳輸各自不同的信息；此外，為實(shí)現(xiàn)eNodeB接收機(jī)對(duì)兩個(gè)用戶終端的信道進(jìn)行估計(jì)，需要對(duì)每個(gè)用戶終端的導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行特殊設(shè)計(jì)。
圖3為基于兩接收天線DFT-S-OFDM的虛擬MIMO接收機(jī)框圖。在eNodeB中，兩個(gè)接收天線同時(shí)接收兩個(gè)用戶發(fā)射信號(hào)，經(jīng)射頻及中頻處理后送入基帶處理單元；在基帶處理單元中，接收機(jī)首先移除循環(huán)前綴，然后通過(guò)FFT變換到頻率域，經(jīng)過(guò)解映射后，采用線性迫零(ZF)或最小均方誤差(MMSE)算法進(jìn)行頻率域均衡處理，最后將均衡后信號(hào)經(jīng)IDFT轉(zhuǎn)換到時(shí)域并進(jìn)行每用戶逐符號(hào)檢測(cè)。
與單用戶傳輸方式相比，虛擬MIMO系統(tǒng)可顯著提高上行鏈路的頻帶利用率。但是，最近研究表明基于單天線的DFT-S-OFDM傳輸方案不能利用多天線提供空間發(fā)射分集增益來(lái)提高鏈路傳輸?shù)目煽啃?，也不能利用多天線提供空間復(fù)用增益來(lái)提高鏈路的傳輸容量。
總之，現(xiàn)有虛擬MIMO傳輸方案不能充分利用多天線系統(tǒng)提供空間發(fā)射分集增益，將導(dǎo)致鏈路傳輸?shù)目煽啃暂^差。


發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種虛擬MIMO傳輸方法和裝置。該傳輸方案能夠充分利用多天線系統(tǒng)提供空間發(fā)射分集增益，提高鏈路傳輸?shù)目煽啃浴?br> 為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明提出的技術(shù)方案為 一種虛擬MIMO的發(fā)送方法，該方法包括 兩用戶終端UE1和UE2分別使用相同的時(shí)頻資源，按照相同的方法發(fā)送信息； 所述發(fā)送信息的方法為 將離散傅立葉變換DFT在兩個(gè)相鄰時(shí)刻k及k+1輸出的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)送入塊空時(shí)分組編碼，且以信號(hào)矢量為單位進(jìn)行塊空時(shí)分組編碼，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的前一時(shí)刻k輸出兩個(gè)碼字矢量{Xk，Xk+1}，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的后一時(shí)刻k+1輸出另兩個(gè)碼字矢量
將塊空時(shí)分組編碼輸出的碼字矢量Xk和

送入第一發(fā)射通路并進(jìn)行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環(huán)前綴、中頻及射頻發(fā)射處理；將塊空時(shí)分編碼輸出的碼字矢量Xk+1和

送入第二發(fā)射通路并進(jìn)行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環(huán)前綴、中頻與射頻發(fā)射處理。
一種虛擬MIMO的發(fā)射機(jī)，包括調(diào)制器、DFT預(yù)處理器、塊空時(shí)分組編碼器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT處理器、第二IFFT處理器、第一循環(huán)前綴插入器、第二循環(huán)前綴插入器、第一中頻與射頻處理器、第二中頻與射頻處理器、第一發(fā)射天線和第二發(fā)射天線， 所述DFT預(yù)處理器，用于將在兩個(gè)相鄰時(shí)刻k及k+1產(chǎn)生的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)送入所述塊空時(shí)分組編碼器； 所述塊空時(shí)分組編碼器，用于接收所述DFT預(yù)處理器的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}，且以信號(hào)矢量為單位進(jìn)行塊空時(shí)分組編碼，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的前一時(shí)刻k輸出兩個(gè)碼字矢量{Xk，Xk+1}，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的后一時(shí)刻k+1輸出另兩個(gè)碼字矢量

其中，將碼字矢量Xk和

輸出給所述第一映射器，將碼字矢量Xk+1和

輸出給所述第二映射器。
一種虛擬MIMO的接收方法，該方法包括 來(lái)自兩根接收天線的射頻信號(hào)分別經(jīng)射頻、中頻處理、采樣、循環(huán)前綴移除、快速傅立葉變換FFT和解映射，得到第一根天線上的接收信號(hào)矢量

和第二根天線上的接收信號(hào)矢量

對(duì)每根接收天線，將k時(shí)刻接收信號(hào)矢量

和k+1時(shí)刻接收信號(hào)矢量

的共軛

按列排列形成每根接收天線的修正接收信號(hào)

n為接收天線編號(hào)；將兩根接收天線的修正接收信號(hào)按列排列形成總的修正接收信號(hào)
根據(jù)第一用戶終端UE1的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE1的所有發(fā)射天線分別到兩接收天線的傳輸矩陣


根據(jù)第二用戶終端UE2的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE2的所有發(fā)射天線到各接收天線的傳輸矩陣

其中，Hm，n＝diag(Hm，n(1)，Hm，n(2)，...，Hm，n(j)，...Hm，n(N))代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Hm，n(j)代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)；Gm，n＝diag(Gm，n(1)，Gm，n(2)，...，Gm，n(j)，...Gm，n(N))代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Gm，n(j)代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，m＝1或2，l＝f(j)為發(fā)射信號(hào)時(shí)在任一發(fā)射通路內(nèi)的信道映射關(guān)系，l為映射到的子信道編號(hào)，j為所述任一發(fā)射通路內(nèi)碼字矢量的第j個(gè)分量，j＝1，...，N，N為發(fā)射信號(hào)DFT變換的點(diǎn)數(shù)；根據(jù)所述傳輸矩陣，建立線性迫零矩陣
計(jì)算線性迫零矩陣與修正接收信號(hào)之積，將乘積結(jié)果作為第一等效接收信號(hào)

其中
利用

和

按照

和

得到第二等效接收信號(hào)

和
構(gòu)造對(duì)角陣

和

得到對(duì)角陣A和B； 根據(jù)

計(jì)算UE1的發(fā)射端信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}的估計(jì)值

其中，α(j)為A的第j個(gè)對(duì)角元素，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量，

及

分別為

的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量； 根據(jù)

計(jì)算UE2的發(fā)射端信號(hào)矢量{Ck，Ck+1}的估計(jì)值

其中，β(j)為B的第j個(gè)對(duì)角元素，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量，

及

分別為

的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量； 對(duì)所述發(fā)射端信號(hào)矢量的估計(jì)值

和

進(jìn)行逆傅立葉變換IDFT，再進(jìn)行檢測(cè)得到UE1和UE2的發(fā)射符號(hào)的估計(jì)值。
一種虛擬MIMO的接收機(jī)，該接收機(jī)包括與2根接收天線一一對(duì)應(yīng)的2個(gè)接收器、2個(gè)循環(huán)前綴移除器、2個(gè)FFT處理器、2個(gè)解映射器、空時(shí)聯(lián)合均衡器、2個(gè)IDFT處理器和2個(gè)解調(diào)器； 任一接收器，用于接收發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)，并進(jìn)行射頻、中頻以及采樣處理后輸出給與其相連的循環(huán)前綴移除器； 任一循環(huán)前綴移除器，用于從接收的信號(hào)中移除循環(huán)前綴，并輸出給與其相連的FFT處理器； 任一FFT處理器，用于對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行FFT處理，并輸出給與其相連的解映射器； 任一解映射器，用于對(duì)接收的信號(hào)按照與發(fā)送端相應(yīng)的方式進(jìn)行解映射，得到兩個(gè)接收信號(hào)矢量

和

n為本解映射器對(duì)應(yīng)的接收天線編號(hào)；所述空時(shí)聯(lián)合均衡器，針對(duì)每根接收天線，將k時(shí)刻接收信號(hào)矢量

和k+1時(shí)刻接收信號(hào)矢量

的共軛

按列排列形成每根接收天線的修正接收信號(hào)

n為接收天線編號(hào)；將兩根接收天線的修正接收信號(hào)按列排列形成總的修正接收信號(hào)

根據(jù)第一用戶終端UE1的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE1的所有發(fā)射天線分別到兩接收天線的傳輸矩陣


根據(jù)第二用戶終端UE2的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE2的所有發(fā)射天線到各接收天線的傳輸矩陣


其中，Hm，n＝diag(Hm，n(1)，Hm，n(2)，...，Hm，n(j)，...Hm，n(N))代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Hm，n(j)代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)；Gm，n＝diag(Gm，n(1)，Gm，n(2)，...，Gm，n(j)，...Gm，n(N))代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Gm，n(j)代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，m＝1或2，l＝f(j)為發(fā)射信號(hào)時(shí)在任一發(fā)射通路內(nèi)的信道映射關(guān)系，l為映射到的子信道編號(hào)，j為所述任一發(fā)射通路內(nèi)碼字矢量的第j個(gè)分量，j＝1，...，N，N為發(fā)射信號(hào)DFT變換的點(diǎn)數(shù)； 根據(jù)所述傳輸矩陣，建立線性迫零矩陣

計(jì)算線性迫零矩陣與修正接收信號(hào)之積，將乘積結(jié)果作為第一等效接收信號(hào)

其中

利用

和

根據(jù)

和

對(duì)

和

進(jìn)行處理，得到第二等效接收信號(hào)

和

構(gòu)造對(duì)角陣

和

得到對(duì)角陣A和B；根據(jù)

計(jì)算UE1的發(fā)射端信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}的估計(jì)值

并輸出給與其相連的IDFT處理器，其中，α(j)為A的第j個(gè)對(duì)角元素，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量，

及

分別為

的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量；根據(jù)

j＝1，...，N計(jì)算UE2的發(fā)射端信號(hào)矢量{Ck，Ck+1}的估計(jì)值

并輸出給與其相連的IDFT處理器，其中，β(j)為B的第j個(gè)對(duì)角元素，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量，

及

分別為

的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量； 所述IDFT處理器，用于對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行逆離散傅立葉變換IDFT，并將變換結(jié)果輸出給與其相連的解調(diào)器； 所述解調(diào)器，用于對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)得到發(fā)射符號(hào)的估計(jì)值。
由上述技術(shù)方案可見，本發(fā)明中，在發(fā)送端，UE1和UE2分別配置多根天線，并且使用相同的時(shí)頻資源按照相同的發(fā)送方法發(fā)送各自不同的信息，具體的發(fā)送方法為將經(jīng)過(guò)DFT預(yù)處理得到的第k和k+1時(shí)刻的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)送入塊空時(shí)分組編碼器進(jìn)行空時(shí)二維編碼，具體而言，在時(shí)刻k得到兩個(gè)碼字矢量{Xk，Xk+1}，在時(shí)刻k+1得到另兩個(gè)碼字矢量

將時(shí)刻k得到的碼字矢量Xk和時(shí)刻k+1得到的碼字矢量

送入第一發(fā)射通路，并經(jīng)子信道映射、IFFT運(yùn)算、插入循環(huán)前綴和發(fā)射處理；將時(shí)刻k得到的碼字矢量Xk+1和時(shí)刻k+1得到的碼字矢量

送入第二發(fā)射通路，并經(jīng)過(guò)子信道映射、IFFT運(yùn)算、插入循環(huán)前綴和發(fā)射處理。各用戶采用上述發(fā)送方式，一個(gè)方面通過(guò)塊空時(shí)分組編碼使得信號(hào)在兩個(gè)發(fā)射通路上進(jìn)行傳輸，從而獲得空間發(fā)射分集增益，提高傳輸?shù)目煽啃裕涣硪环矫?，塊空時(shí)分組編碼以矢量形式進(jìn)行塊空時(shí)分組編碼，避免編碼碼字矢量頻域特性的改變，從而保證塊空時(shí)分組編碼的DFT-S-OFDM系統(tǒng)具有低峰均比特性。
在接收端，接收機(jī)在每個(gè)傳輸通路的k及k+1時(shí)刻接收信號(hào)并進(jìn)行信道估計(jì)，并按照發(fā)送端塊空時(shí)分組編碼的形式，利用接收信號(hào)與各個(gè)子信道的信道估計(jì)構(gòu)造總的修正接收信號(hào)和各接收天線的傳輸矩陣，再利用該總的修正接收信號(hào)和各接收天線的傳輸矩陣計(jì)算等效接收信號(hào)，并計(jì)算預(yù)處理后信號(hào)的估計(jì)值，對(duì)該估計(jì)值進(jìn)行IDFT處理后得到發(fā)射符號(hào)矢量的估計(jì)值，隨后通過(guò)逐符號(hào)檢測(cè)完成信號(hào)檢測(cè)。



圖1為基于單發(fā)射天線DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)示意圖； 圖2為基于單發(fā)射天線DFT-S-OFDM的虛擬MIMO的發(fā)射機(jī)框圖； 圖3為基于兩接收天線DFT-S-OFDM的虛擬MIMO接收機(jī)框圖； 圖4為本發(fā)明實(shí)施例一的基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)示意圖； 圖5為實(shí)施例一提供的基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)的發(fā)射端具體結(jié)構(gòu)圖； 圖6為本發(fā)明實(shí)施例一提供的BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)接收機(jī)的具體結(jié)構(gòu)示意圖； 圖7為QPSK調(diào)制方式下單用戶DFT-S-OFDM系統(tǒng)與基于單發(fā)射天線的DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)在低速TU信道環(huán)境下的比特差錯(cuò)性能比較示意圖； 圖8為QPSK調(diào)制方式下本發(fā)明基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)在低速TU信道環(huán)境下的比特差錯(cuò)性能示意圖。

具體實(shí)施例方式 為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面將結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。
本發(fā)明的基本思想在發(fā)送端為每用戶終端配置兩根發(fā)射天線，eNodeB接收機(jī)配置Nr(Nr＞1)根接收天線，在eNodeB接收機(jī)調(diào)度下，兩個(gè)用戶終端使用完全相同時(shí)頻資源傳輸不同信息。從而構(gòu)成一個(gè)4×Nr的虛擬MIMO系統(tǒng)，以充分利用多天線系統(tǒng)提供空間發(fā)射分集增益，提高鏈路傳輸?shù)目煽啃浴?br> 需要說(shuō)明的是，在DFT-S-OFDM系統(tǒng)基礎(chǔ)上，可直接采用空時(shí)分組編碼(STBC)或空頻分組編碼(SFBC)構(gòu)造出2天線發(fā)射分集DFT-S-OFDM傳輸方案。這兩種傳輸方案可獲得滿發(fā)射分集增益，但由于空時(shí)分組或空頻分組編碼運(yùn)算改變DFT預(yù)處理后信號(hào)的頻域特性，使得基于STBC或SFBC編碼的DFT-S-OFDM系統(tǒng)破壞了DFT-S-OFDM系統(tǒng)的低峰均比特性。因此基于STBC或SFBC編碼的DFT-S-OFDM傳輸方案不宜作為L(zhǎng)TE系統(tǒng)上行鏈路傳輸方案。
在本發(fā)明給出的實(shí)施例中，發(fā)送端對(duì)DFT預(yù)處理后信號(hào)采用一種新空時(shí)二維編碼方案。該方案不同于傳統(tǒng)的基于STBC或SFBC的編碼方案，而是以矢量形式對(duì)DFT預(yù)處理后的信號(hào)矢量在空間/時(shí)間進(jìn)行二維進(jìn)行編碼，以下將上述分組編碼方式稱為塊空時(shí)分組編碼(BST)，本發(fā)明提供的系統(tǒng)稱為B ST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)。下面通過(guò)本發(fā)明實(shí)施例一對(duì)該BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖4為本發(fā)明實(shí)施例一的基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)示意圖。如圖4所示，該虛擬MIMO系統(tǒng)中，每UE配置兩個(gè)發(fā)射天線，eNodeB接收機(jī)配置兩個(gè)接收天線，在eNodeB接收機(jī)調(diào)度下，兩個(gè)UE使用完全相同時(shí)頻資源傳輸不同信息，從而構(gòu)成一個(gè)4×2的虛擬MIMO系統(tǒng)。
圖5為實(shí)施例一提供的基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)的發(fā)射端具體結(jié)構(gòu)圖，該系統(tǒng)的發(fā)射端由兩UE的發(fā)射機(jī)構(gòu)成，各UE的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)完全相同，為方便敘述，以下以UE1的發(fā)射機(jī)為例來(lái)說(shuō)明BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)原理。
如圖5所示，該UE 1的發(fā)射機(jī)包括調(diào)制器、DFT預(yù)處理器、塊空時(shí)分組編碼器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT處理器、第二IFFT處理器、第一循環(huán)前綴插入器、第二循環(huán)前綴插入器、第一中頻與射頻處理器、第二中頻與射頻處理器、第一發(fā)射天線和第二發(fā)射天線。本發(fā)明的BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)的發(fā)送方法可以在圖5所示的兩UE的發(fā)射機(jī)中實(shí)施。下面主要以UE1為例具體介紹利用該發(fā)射機(jī)發(fā)送的具體流程。
首先，UE1信源輸出的比特信息送入信道編碼器進(jìn)行信道編碼，信道編碼輸出送入調(diào)制器進(jìn)行符號(hào)調(diào)制，調(diào)制器輸出的復(fù)符號(hào)以長(zhǎng)度N為單位進(jìn)行分組，分組長(zhǎng)度N與eNodeB分配給UE1的子信道(子載波)數(shù)目相同，UE1第k個(gè)調(diào)制符號(hào)分組記為xk≡[xk，1，xk，2，...，xk，i，...，xk，N]T，其中，xk，i代表UE1第k個(gè)調(diào)制符號(hào)分組中第i個(gè)調(diào)制符號(hào)，xk經(jīng)N點(diǎn)DFT預(yù)處理后輸出信號(hào)矢量記為Xk≡[Xk，1，Xk，2，...，Xk，j，...，Xk，N]T，Xk與xk為離散傅里葉變換關(guān)系 第k及k+1時(shí)刻DFT預(yù)處理后的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)進(jìn)入塊空時(shí)分組編碼器進(jìn)行空時(shí)二維的編碼處理。
不同于傳統(tǒng)的DFT-S-OFDM所采用的空時(shí)分組編碼，本發(fā)明采用塊空時(shí)分組編碼時(shí)以發(fā)送信號(hào)矢量為單位進(jìn)行。具體地，將兩個(gè)信號(hào)矢量Xk和Xk+1作為一組進(jìn)行編碼，在k時(shí)刻得到兩個(gè)碼字矢量Xk和Xk+1，在k+1時(shí)刻得到另兩個(gè)碼字矢量

和

在第k時(shí)刻，將碼字矢量{Xk，Xk+1}中的第一碼字矢量Xk送入第1個(gè)發(fā)射通路傳輸，將第二碼字矢量Xk+1送入第2個(gè)發(fā)射通路傳輸；在第k+1時(shí)刻，將碼字矢量

中的第一碼字矢量

送入第1個(gè)發(fā)射通路傳輸，將第二碼字矢量

送入第2個(gè)發(fā)射通路傳輸，以上過(guò)程參見圖5所示。
在頻域內(nèi)，對(duì)信號(hào)的共軛運(yùn)算可等效為相應(yīng)時(shí)域信號(hào)在時(shí)域的循環(huán)移位運(yùn)算，因此對(duì)頻域信號(hào)進(jìn)行共軛運(yùn)算不改變信號(hào)的時(shí)域峰均比特性；此外，在頻率域內(nèi)，對(duì)頻域信號(hào)進(jìn)行取負(fù)號(hào)運(yùn)算也不會(huì)改變時(shí)域信號(hào)的峰均比特性，可見，依照本發(fā)明中塊空時(shí)分組編碼，輸出碼字矢量

與編碼輸入信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}在時(shí)域具有相同峰均比特性。
將塊空時(shí)分組編碼后的碼字矢量送入發(fā)射通路后按照以下方式處理 塊空時(shí)編碼后的碼字矢量通過(guò)信道映射器映射到系統(tǒng)分配的N個(gè)連續(xù)子信道(或非連續(xù)子信道)傳輸，映射器輸入與輸出關(guān)系表示為 l＝f(j)，j＝1，...，N(2) 其中，f(·)代表映射函數(shù)，(2)表明信號(hào)

約第j個(gè)分量映射到第{l|l＝f(j)，j＝1，...，N}個(gè)子信道傳輸。將第1發(fā)射通路第k及k+1時(shí)刻映射后信號(hào)Xk及

第2發(fā)射通路第k及k+1時(shí)刻映射后信號(hào)Xk+1及

依次送入IFFT處理器、循環(huán)前綴插入器及中頻與射頻處理器，最后分別送入兩個(gè)天線發(fā)射。
UE2的發(fā)射步驟與UE1完全相同，只是為方便隨后敘述，UE2發(fā)射的第k及k+1個(gè)調(diào)制符號(hào)分組記為{ck，ck+1}，其中，ck≡[ck，1，ck，2，...，ck，i，...，ck，N]T。{ck，ck+1}經(jīng)N點(diǎn)DFT預(yù)處理后信號(hào)矢量記為{Ck，Ck+1}，其中Ck≡[Ck，1，Ck，2，...，Ck，j，...，Ck，N]T，塊空時(shí)分組編碼后碼字矢量表示為{Ck，Ck+1}及
此外，UE2發(fā)射信息使用的子信道與UE1完全相同，即兩個(gè)用戶終端使用子信道均為{l|l＝f(j)，j＝1，...，N}。
上述即為本發(fā)明實(shí)施例一中BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)發(fā)射機(jī)的具體構(gòu)成以及具體的信號(hào)發(fā)送方式。
接下來(lái)，對(duì)本發(fā)明提供的針對(duì)上述發(fā)送信號(hào)進(jìn)行的接收檢測(cè)過(guò)程以及接收機(jī)進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖6為本發(fā)明實(shí)施例一提供的BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)接收機(jī)的具體結(jié)構(gòu)示意圖。如圖6所示，該接收機(jī)包括2個(gè)接收器、2個(gè)循環(huán)前綴移除器、2個(gè)FFT處理器、2個(gè)解映射器、空時(shí)聯(lián)合均衡器、2個(gè)IDFT處理器和2個(gè)解調(diào)器。本發(fā)明實(shí)施例一的BST-DFT-S-OFDM虛擬MIMO系統(tǒng)接收方法可以在圖6所示的接收機(jī)中實(shí)施。下面就具體介紹利用該接收機(jī)進(jìn)行信號(hào)接收檢測(cè)的具體流程。
由圖6可見，接收機(jī)中空時(shí)聯(lián)合均衡器前存在2個(gè)接收通路，每個(gè)接收通路對(duì)應(yīng)一根接收天線。在進(jìn)行信號(hào)接收處理時(shí)，每個(gè)接收通路的處理方式相同，這里以其中一個(gè)接收通路為例進(jìn)行介紹。
具體地，接收器在第k及k+1時(shí)刻接收來(lái)自天線的射頻信號(hào)，并經(jīng)射頻、中頻處理后進(jìn)行采樣得到數(shù)字基帶信號(hào)，再利用循環(huán)前綴移除器對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)移除循環(huán)前綴，然后通過(guò)FFT處理器進(jìn)行L點(diǎn)的FFT變換處理，最后由解映射器提取N個(gè)子信道的接收信號(hào)，其中，解映射方式與發(fā)射端的映射方式相對(duì)應(yīng)。設(shè)第n個(gè)接收通路第k及第k+1時(shí)刻解映射器輸出信號(hào)矢量表示為

其中，

代表第k時(shí)刻第n個(gè)接收通路所有N個(gè)子信道接收信號(hào)矢量，

代表第k時(shí)刻第n個(gè)接收通路第l＝f(j)個(gè)子信道接收到的信號(hào)。
如上即得到各個(gè)接收通路的傳輸信號(hào)，將這些傳輸信號(hào)送入空時(shí)聯(lián)合均衡器中。在空時(shí)聯(lián)合均衡器中對(duì)二個(gè)接收通路各個(gè)子信道傳輸信號(hào)進(jìn)行合并及均衡處理，空時(shí)聯(lián)合均衡器輸出信號(hào)矢量記為

和


是UE1第k及k+1時(shí)刻發(fā)射信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}的估計(jì)值；

是UE2第k及k+1時(shí)刻發(fā)射信號(hào)矢量{Ck，Ck+1}的估計(jì)值?？梢?，通過(guò)聯(lián)合空時(shí)均衡處理eNodeB接收機(jī)實(shí)現(xiàn)兩個(gè)用戶終端發(fā)射信號(hào)的分離。分離后的第一個(gè)用戶終端UE1信號(hào)

分別送入N點(diǎn)的IDFT處理器得到

分離后的第二個(gè)用戶終端UE2信號(hào)

分別送入N點(diǎn)的IDFT處理器得到
最后，在解調(diào)器中分別對(duì)第一用戶UE1接收信號(hào)矢量

的每個(gè)分量進(jìn)行最大似然檢測(cè)可得到UE1發(fā)射符號(hào){xk，xk+1}的估計(jì)值

對(duì)第二用戶UE2接收信號(hào)矢量

的每個(gè)分量進(jìn)行最大似然檢測(cè)可得到第二用戶的發(fā)射符號(hào){ck，ck+1}的估計(jì)值

其中，

和 如果發(fā)射機(jī)在調(diào)制器前使用信道編碼器，則在接收端根據(jù)第一用戶接收信號(hào)矢量

可獲得發(fā)射符號(hào)的軟判決信息，軟判決信息進(jìn)一步送入信道譯碼器后可得到第一用戶發(fā)射比特序列的估計(jì)值，相應(yīng)地，采用相同方法，可得到第二用戶發(fā)射比特序列的估計(jì)值。
下面推導(dǎo)空時(shí)聯(lián)合均衡器的工作原理。
實(shí)施例一中采用了兩個(gè)接收天線，此時(shí)n取值為2，則信號(hào)矢量

可表示為 其中，Hm，n＝diag(Hm，n(1)，Hm，n(2)，...，Hm，n(j)，...Hm，n(N))代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，第j個(gè)對(duì)角元素Hm，n(j)代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)； Gm，n＝diag(Gm，n(1)，Gm，n(2)，...，Gm，n(j)，...Gm，n(N))代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，第j個(gè)對(duì)角元素Gm，n(j)代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)；其中，UE1傳輸信號(hào)為{Xk，Xk+1}，UE2傳輸信號(hào)為{Ck，Ck+1}。
通過(guò)觀測(cè)可知(3)式中的信道傳輸矩陣

具有類Alamouti特性。(3)式可進(jìn)一步表示為分塊矩陣形式 其中，






X＝[XkT Xk+1T]T，C＝[CkT Ck+1T]T。(4)式進(jìn)一步表示為 Y＝ΛZ+N(5) 其中，




進(jìn)一步引入兩用戶線性迫零矩陣 并構(gòu)造以下信號(hào)矢量 (7)展開表示為 其中， (8)式進(jìn)一步表示為 進(jìn)一步利用矩陣∑及Δ具有類Alamouti特性，(9)式按照以下方式處理 利用矩陣∑及Δ為類Alamouti矩陣特性，可知

及

為對(duì)角陣。則(10)和(11)可表示為 其中，




利用A和B矩陣為對(duì)角矩陣，(12)式和(13)式記為標(biāo)量形式 其中，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量。α(j)為A的第j個(gè)對(duì)角元素，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量；

及

分別為

及

的第j個(gè)分量。β(j)為B的第j個(gè)對(duì)角元素，

及

分別為

及

的第j個(gè)分量；對(duì)(14)式及(15)式分別進(jìn)行標(biāo)量均衡后得到Xk，j、Xk+1，j、Ck，j和Ck+1，j的估計(jì)量 其中，σs，t，j2為

的噪聲方差。將(16)及(17)得到的估計(jì)值表示為矢量形式得到

和

其中， 由上述推導(dǎo)過(guò)程可知，可按照公式(7)利用信號(hào)

和信道信息H1，1、H1，2、H2，1、H2，2、G1，1、G1，2、G2，1和G2，2進(jìn)行合并處理，得到第一次修正信號(hào)

和

再按照公式(10)、(11)對(duì)修正信號(hào)

和

進(jìn)行處理，得到第二次修正信號(hào)

和

再按照公式(16)和(17)對(duì)第二次修正信號(hào)

和

進(jìn)行均衡，從而獲取



和

的估計(jì)值。
具體接收機(jī)中通過(guò)空時(shí)聯(lián)合均衡算法得到

和

估計(jì)值的方式可以總結(jié)為 確定第k時(shí)刻第1接收通路N個(gè)子信道接收信號(hào)

確定第k+1時(shí)刻第1接收通路N個(gè)子信道接收信號(hào)

及共軛信號(hào)

確定第k時(shí)刻第2接收通路N個(gè)子信道接收信號(hào)

確定第k+1時(shí)刻第2接收通路N個(gè)子信道接收信號(hào)

及共軛信號(hào)

并將接收信號(hào)

和共軛信號(hào)

按列排列形成修正接收信號(hào)Y的形式，即
根據(jù)第一用戶終端UE1的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE1的所有發(fā)射天線分別到兩接收天線的傳輸矩陣


根據(jù)第二用戶終端UE2的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE2的所有發(fā)射天線到各接收天線的傳輸矩陣

根據(jù)所述傳輸矩陣，建立線性迫零矩陣
計(jì)算線性迫零矩陣與修正接收信號(hào)之積，將乘積結(jié)果作為第一等效接收信號(hào)

其中
利用

和

根據(jù)

和

對(duì)

和

進(jìn)行處理，得到第二等效接收信號(hào)

和
構(gòu)造對(duì)角陣

和

得到對(duì)角陣A和B； 利用公式(16)和(17)計(jì)算發(fā)射端信號(hào)矢量

和

的估計(jì)值。
上述即為兩接收天線情況下接收端對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行處理和檢測(cè)的具體方式。兩接收天線的上述接收原理可以推廣到4/8個(gè)接收天線的情況，而且隨著eNodeB處接收天線數(shù)目的增加，接收機(jī)獲得分集增益顯著增加，鏈路傳輸可靠性進(jìn)一步改善。鑒于4/8個(gè)接收天線的情況下的接收原理相同，具體的處理方式相似，在此不再贅述。
本發(fā)明對(duì)利用上述發(fā)送和接收方法構(gòu)成的信號(hào)傳輸進(jìn)行了仿真，以驗(yàn)證本發(fā)明的BST-DFT-S-OFDM系統(tǒng)的傳輸性能。以下從鏈路傳輸差錯(cuò)性能角度來(lái)對(duì)比現(xiàn)有傳輸方案與本發(fā)明基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)的傳輸方案。
圖7為QPSK調(diào)制方式下單用戶DFT-S-OFDM系統(tǒng)與基于單發(fā)射天線的DFT-S-OFDM兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)比特差錯(cuò)性能比較示意圖。具體仿真參數(shù)為TU信道、終端運(yùn)動(dòng)速度為3km/h、無(wú)信道編碼。曲線701為基于DFT-S-OFDM的虛擬MIMO系統(tǒng)中UE1的信噪比(SNR)與誤碼率(BER)的關(guān)系曲線，曲線702為基于DFT-S-OFDM的虛擬MIMO系統(tǒng)中UE2的信噪比與誤碼率的關(guān)系曲線，曲線703為基于DFT-S-OFDM的單用戶單發(fā)射天線兩接收天線系統(tǒng)的信噪比與誤碼率的關(guān)系曲線。由上述三條曲線的比較可見差錯(cuò)性能為10-3情況下，單用戶DFT-S-OFDM傳輸所需信噪比為10.5dB，而基于DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸所需要信噪比為16.5dB，即基于DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸需要額付出6分貝信噪比的代價(jià)，就可以使得上行鏈路頻帶利用率增加1倍。
圖8為QPSK調(diào)制方式下本發(fā)明基于BST-DFT-S-OFDM的兩用戶虛擬MIMO系統(tǒng)在低速TU信道環(huán)境下的比特差錯(cuò)性能示意圖。
具體仿真參數(shù)為TU信道、終端運(yùn)動(dòng)速度為3km/h、無(wú)信道編碼。曲線801和802分別為基于BST-DFT-S-OFDM的虛擬MIMO系統(tǒng)中UE1和UE2的信噪比與誤碼率的關(guān)系曲線。803為基于DFT-S-OFDM的單用戶2發(fā)射2接收天線系統(tǒng)的信噪比與差錯(cuò)傳輸性能。
比較圖7與圖8的曲線的可知比特差錯(cuò)性能為10-3情況下，基于BST-DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸所需要信噪比為14.5dB，而基于DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸所需要信噪比為16.5dB，可見本發(fā)明基于BST-DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸方案檢測(cè)門限低于傳統(tǒng)的基于DFT-S-OFDM的虛擬MIMO傳輸方案，即相對(duì)于單天線虛擬MIMO系統(tǒng)，本發(fā)明可獲得更高的鏈路傳輸可靠性。
綜上所述，以上僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種虛擬MIMO的發(fā)送方法，該方法包括
兩用戶終端UE1和UE2分別使用相同的時(shí)頻資源，按照相同的方法發(fā)送信息；
其特征在于，所述發(fā)送信息的方法為
將離散傅立葉變換DFT在兩個(gè)相鄰時(shí)刻k及k+1輸出的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)送入塊空時(shí)分組編碼，且以信號(hào)矢量為單位進(jìn)行塊空時(shí)分組編碼，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的前一時(shí)刻k輸出兩個(gè)碼字矢量{Xk，Xk+1}，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的后一時(shí)刻k+1輸出另兩個(gè)碼字矢量
將塊空時(shí)分組編碼輸出的碼字矢量Xk和
送入第一發(fā)射通路并進(jìn)行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環(huán)前綴、中頻及射頻發(fā)射處理；將塊空時(shí)分編碼輸出的碼字矢量Xk+1和
送入第二發(fā)射通路并進(jìn)行子信道映射、逆快速傅立葉變換IFFT、插入循環(huán)前綴、中頻與射頻發(fā)射處理。
2.一種虛擬MIMO的發(fā)射機(jī)，包括調(diào)制器、DFT預(yù)處理器、塊空時(shí)分組編碼器、第一映射器、第二映射器、第一IFFT處理器、第二IFFT處理器、第一循環(huán)前綴插入器、第二循環(huán)前綴插入器、第一中頻與射頻處理器、第二中頻與射頻處理器、第一發(fā)射天線和第二發(fā)射天線，其特征在于，
所述DFT預(yù)處理器，用于將在兩個(gè)相鄰時(shí)刻k及k+1產(chǎn)生的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)送入所述塊空時(shí)分組編碼器；
所述塊空時(shí)分組編碼器，用于接收所述DFT預(yù)處理器的信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}，且以信號(hào)矢量為單位進(jìn)行塊空時(shí)分組編碼，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的前一時(shí)刻k輸出兩個(gè)碼字矢量{Xk，Xk+1}，在所述相鄰兩個(gè)時(shí)刻的后一時(shí)刻k+1輸出另兩個(gè)碼字矢量
其中，將碼字矢量Xk和
輸出給所述第一映射器，將碼字矢量Xk+1和
輸出給所述第二映射器。
3.一種虛擬MIMO的接收方法，其特征在于，該方法包括
來(lái)自兩根接收天線的射頻信號(hào)分別經(jīng)射頻、中頻處理、采樣、循環(huán)前綴移除、快速傅立葉變換FFT和解映射，得到第一根天線上的接收信號(hào)矢量
和第二根天線上的接收信號(hào)矢量
對(duì)每根接收天線，將k時(shí)刻接收信號(hào)矢量
和k+1時(shí)刻接收信號(hào)矢量
的共軛
按列排列形成每根接收天線的修正接收信號(hào)
n為接收天線編號(hào)；將兩根接收天線的修正接收信號(hào)按列排列形成總的修正接收信號(hào)
根據(jù)第一用戶終端UE1的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE1的所有發(fā)射天線分別到兩接收天線的傳輸矩陣
根據(jù)第二用戶終端UE2的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE2的所有發(fā)射天線到各接收天線的傳輸矩陣
其中，Hm，n＝diag(Hm，n(1)，Hm，n(2)，..，Hm，n(j)，...Hm，n(N))代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Hm，n(j)代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)；Gm，n＝diag(Gm，n(1)，Gm，n(2)，...，Gm，n(j)，...Gm，n(N))代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Gm，n(j)代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，m＝1或2，l＝f(j)為發(fā)射信號(hào)時(shí)在任一發(fā)射通路內(nèi)的信道映射關(guān)系，l為映射到的子信道編號(hào)，j為所述任一發(fā)射通路內(nèi)碼字矢量的第j個(gè)分量，j＝1，...，N，N為發(fā)射信號(hào)DFT變換的點(diǎn)數(shù)；
根據(jù)所述傳輸矩陣，建立線性迫零矩陣
計(jì)算線性迫零矩陣與修正接收信號(hào)之積，將乘積結(jié)果作為第一等效接收信號(hào)
其中
利用
和
按照
和
得到第二等效接收信號(hào)
和
構(gòu)造對(duì)角陣
和
得到對(duì)角陣A和B；
根據(jù)
j＝1，..，N，計(jì)算UE1的發(fā)射端信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}的估計(jì)值
其中，α(j)為A的第j個(gè)對(duì)角元素，
及
分別為
及
的第j個(gè)分量，
及
分別為
的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量；
根據(jù)
j＝1，...，N計(jì)算UE2的發(fā)射端信號(hào)矢量{Ck，Ck+1}的估計(jì)值
其中，β(j)為B的第j個(gè)對(duì)角元素，
及
分別為
及
的第j個(gè)分量，
及
分別為
的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量；
對(duì)所述發(fā)射端信號(hào)矢量的估計(jì)值
和
進(jìn)行逆傅立葉變換IDFT，再進(jìn)行檢測(cè)得到UE1和UE2的發(fā)射符號(hào)的估計(jì)值。
4.一種虛擬MIMO的接收機(jī)，其特征在于，該接收機(jī)包括與2根接收天線一一對(duì)應(yīng)的2個(gè)接收器、2個(gè)循環(huán)前綴移除器、2個(gè)FFT處理器、2個(gè)解映射器、空時(shí)聯(lián)合均衡器、2個(gè)IDFT處理器和2個(gè)解調(diào)器；
任一接收器，用于接收發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)，并進(jìn)行射頻、中頻以及采樣處理后輸出給與其相連的循環(huán)前綴移除器；
任一循環(huán)前綴移除器，用于從接收的信號(hào)中移除循環(huán)前綴，并輸出給與其相連的FFT處理器；
任一FFT處理器，用于對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行FFT處理，并輸出給與其相連的解映射器；
任一解映射器，用于對(duì)接收的信號(hào)按照與發(fā)送端相應(yīng)的方式進(jìn)行解映射，得到兩個(gè)接收信號(hào)矢量
和
n為本解映射器對(duì)應(yīng)的接收天線編號(hào)；
所述空時(shí)聯(lián)合均衡器，針對(duì)每根接收天線，將k時(shí)刻接收信號(hào)矢量
和k+1時(shí)刻接收信號(hào)矢量
的共軛
按列排列形成每根接收天線的修正接收信號(hào)
n為接收天線編號(hào)；將兩根接收天線的修正接收信號(hào)按列排列形成總的修正接收信號(hào)
根據(jù)第一用戶終端UE1的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE1的所有發(fā)射天線分別到兩接收天線的傳輸矩陣
根據(jù)第二用戶終端UE2的每根發(fā)射天線與每根接收天線間各個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，構(gòu)造UE2的所有發(fā)射天線到各接收天線的傳輸矩陣
其中，Hm，n＝diag(Hm，n(1)，Hm，n(2)，...，Hm，n(j)，...Hm，n(N))代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Hm，n(j)代表UE1第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)；Gm，n＝diag(Gm，n(1)，Gm，n(2)，..，Gm，n(j)，...Gm，n(N))代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線所有N個(gè)子信道的頻率響應(yīng)所構(gòu)成的對(duì)角矩陣，其中第j個(gè)對(duì)角元素Gm，n(j)代表UE2第m個(gè)發(fā)射天線到基站第n個(gè)接收天線第l＝f(j)個(gè)子信道的頻率響應(yīng)，m＝1或2，l＝f(j)為發(fā)射信號(hào)時(shí)在任一發(fā)射通路內(nèi)的信道映射關(guān)系，l為映射到的子信道編號(hào)，j為所述任一發(fā)射通路內(nèi)碼字矢量的第j個(gè)分量，j＝1，...，N，N為發(fā)射信號(hào)DFT變換的點(diǎn)數(shù)；
根據(jù)所述傳輸矩陣，建立線性迫零矩陣
計(jì)算線性迫零矩陣與修正接收信號(hào)之積，將乘積結(jié)果作為第一等效接收信號(hào)
其中
利用
和
根據(jù)
和
對(duì)
和
進(jìn)行處理，得到第二等效接收信號(hào)
和
構(gòu)造對(duì)角陣
和
得到對(duì)角陣A和B；根據(jù)
j＝1，...，N，計(jì)算UE1的發(fā)射端信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}的估計(jì)值
并輸出給與其相連的IDFT處理器，其中，α(j)為A的第j個(gè)對(duì)角元素，
及
分別為
及
的第j個(gè)分量，
及
分別為
的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量；根據(jù)
j＝1，...，N計(jì)算UE2的發(fā)射端信號(hào)矢量{Ck，Ck+1}的估計(jì)值
并輸出給與其相連的IDFT處理器，其中，β(j)為B的第j個(gè)對(duì)角元素，
及
分別為
及
的第j個(gè)分量，
及
分別為
的前N個(gè)分量和后N個(gè)分量所構(gòu)成的矢量；
所述IDFT處理器，用于對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行逆離散傅立葉變換IDFT，并將變換結(jié)果輸出給與其相連的解調(diào)器；
所述解調(diào)器，用于對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)得到發(fā)射符號(hào)的估計(jì)值。
全文摘要
本發(fā)明公開了虛擬MIMO的發(fā)送方法，用戶終端UE1和UE2使用相同時(shí)頻資源按照相同方法發(fā)送信息，其中UE l將第k及第k+1時(shí)刻的DFT預(yù)處理信號(hào)矢量{Xk，Xk+1}同時(shí)送入塊空時(shí)分組編碼器以矢量形式進(jìn)行空時(shí)二維分組編碼處理，并在k時(shí)刻輸出兩個(gè)碼字矢量{Xk，Xk+1}，在k+1時(shí)刻輸出另兩個(gè)碼字矢量將k和k+1時(shí)刻分別得到的碼字矢量Xk和通過(guò)第一發(fā)射通路進(jìn)行子信道映射、IFFT運(yùn)算、插入循環(huán)前綴和發(fā)射處理；將k和k+1時(shí)刻分別得到的碼字矢量Xk+1和通過(guò)第二發(fā)射通路進(jìn)行子信道映射、IFFT運(yùn)算、插入循環(huán)前綴和發(fā)射處理。本發(fā)明還公開了虛擬MIMO的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。本發(fā)明能夠充分利用多天線系統(tǒng)提供空間發(fā)射分集增益，提高鏈路傳輸?shù)目煽啃浴?br> 文檔編號(hào)H04L25/03GK101783722SQ20091007751
公開日2010年7月21日 申請(qǐng)日期2009年1月21日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月21日
發(fā)明者劉海濤, 莫勇, 馮紹鵬 申請(qǐng)人:普天信息技術(shù)研究院有限公司