專(zhuān)利名稱：時(shí)域并行數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種應(yīng)用于高速數(shù) 據(jù)傳輸領(lǐng)域，例如高速遙感衛(wèi)星信號(hào)傳輸以及接收等領(lǐng)域的釆用時(shí)域 并行解調(diào)算法的數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
進(jìn)入21世紀(jì)以后，航天技術(shù)的興起及其在軍事上的應(yīng)用，使 戰(zhàn)場(chǎng)空域迅速?gòu)拇髿鈱訑U(kuò)展到了外層空間，拓展了軍事活動(dòng)和國(guó) 防安全的領(lǐng)域，改變了現(xiàn)代戰(zhàn)爭(zhēng)的形態(tài)。遙感衛(wèi)星技術(shù)是其中的 重要組成部分，它是指在基于太空的衛(wèi)星平臺(tái)上，運(yùn)用各種傳感 器(如可見(jiàn)光、紅外探測(cè)、雷達(dá)等)獲取地面的信息，通過(guò)對(duì)數(shù) 據(jù)的處理，研究地面物體的形狀、尺寸、位置、性質(zhì)及其與環(huán)境 之間關(guān)系的一門(mén)應(yīng)用科學(xué)技術(shù)。
遙感衛(wèi)星運(yùn)用各種傳感器獲得的數(shù)據(jù)一般通過(guò)微波傳送回地 面，進(jìn)行進(jìn)一步處理，以獲得有用的信息。隨著遙感衛(wèi)星的傳感 器分辨率的提高，圖像數(shù)據(jù)的速率急劇提高，我國(guó)的"資源二號(hào)" 數(shù)據(jù)率達(dá)到了 2xl02.25Mbps, IKONOS (伊克諾斯)、QUIKBIRD (快鳥(niǎo))的數(shù)據(jù)率達(dá)到了 320Mbps。遙感衛(wèi)星空間對(duì)地高速數(shù)據(jù) 傳輸技術(shù)是遙感衛(wèi)星信息系統(tǒng)研究的重要組成部分。
由于星載發(fā)射機(jī)的數(shù)據(jù)率髙、功率和帶寬同時(shí)受到限制、發(fā) 射機(jī)的復(fù)雜度受到一定的限制，因此實(shí)現(xiàn)遙感衛(wèi)星的高速數(shù)據(jù)傳 輸系統(tǒng)面臨嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)，需要在遙感衛(wèi)星高速數(shù)據(jù)的通用解調(diào)技 術(shù)上取得突破。由于地面接收系統(tǒng)(特別是為不同遙感衛(wèi)星服務(wù) 的TDRSS地面接收系統(tǒng))需要一定的兼容性，因此要求接收解調(diào) 設(shè)備在 一定時(shí)間范圍內(nèi)和 一定的通信體制范圍內(nèi)具有通用性。目前常用的調(diào)制方式是BPSK、 QPSK、 OQPSK，數(shù)據(jù)率最高要求達(dá) 到300Mbps，下一代衛(wèi)星的最高傳輸速率將達(dá)到1000 -2000Mbps。由于采用常規(guī)數(shù)字解調(diào)方法需要的數(shù)字信號(hào)處理速度 超過(guò)了目前CMOS工藝的極限，因此無(wú)法簡(jiǎn)單地應(yīng)用比較成熟的 常規(guī)數(shù)字解調(diào)方法。
目前已有的高速數(shù)據(jù)的接收解調(diào)技術(shù)一般有三種第一種主 要由模擬電路構(gòu)成， 一般的實(shí)現(xiàn)方法是，共用載波恢復(fù)電路，設(shè) 計(jì)多個(gè)包括波形匹配濾波、時(shí)鐘恢復(fù)、數(shù)據(jù)抽樣等功能的比特同 步器，而每個(gè)比特同步器只能夠針對(duì)某一種數(shù)據(jù)速率設(shè)計(jì)，工程 上一般最多可以實(shí)現(xiàn)6種固定速率的數(shù)據(jù)解調(diào)，而且電路結(jié)構(gòu)復(fù) 雜、可靠性低，無(wú)法實(shí)現(xiàn)可變速率數(shù)據(jù)的接收解調(diào)，并且受到模 擬器件速率的影響，其最高速率只能達(dá)到幾百M(fèi)bps，已經(jīng)不能滿
足下一代衛(wèi)星通信傳輸速率的要求；第二種是加州噴氣推進(jìn)實(shí)驗(yàn) 室(JPL)的Andrew博士提出的APRX結(jié)構(gòu)，其基本思想是將高 速的采樣數(shù)據(jù)并行處理，通過(guò)DFT將信號(hào)轉(zhuǎn)換到頻域，進(jìn)行匹配 濾波、定時(shí)估計(jì)，然后通過(guò)IDFT變換回到時(shí)域，恢復(fù)出傳輸數(shù) 據(jù)。該方法可以將除釆樣、串并轉(zhuǎn)換之外的信號(hào)處理速度大大降 低，從而可以用CMOS工藝進(jìn)行并行處理，這樣由高速采樣電路、 高速串并轉(zhuǎn)換電路和CMOS并行處理電路共同實(shí)現(xiàn)高速數(shù)字解調(diào) 器。但是上述結(jié)構(gòu)能夠正常工作的前提是本地采樣時(shí)鐘與數(shù)據(jù)的 符號(hào)時(shí)鐘必須是2N， N是大于2的正整數(shù)，而一般的數(shù)字解調(diào)要 求本地的釆樣時(shí)鐘是固定的，因此Andrew提出的APRX結(jié)構(gòu)只
能夠處理固定的數(shù)據(jù)率，無(wú)法滿足通用解調(diào)要求；第三種是基于 常規(guī)的串行數(shù)字解調(diào)算法，采用高速的GaAs工藝實(shí)現(xiàn)，其優(yōu)點(diǎn) 是實(shí)現(xiàn)算法簡(jiǎn)單、成熟，缺點(diǎn)是需要定制專(zhuān)門(mén)的GaAs芯片，一 次性投資巨大，工藝條件高，而且由于GaAs工藝是受到嚴(yán)格管 制的軍用技術(shù)，基于我國(guó)目前的工業(yè)基礎(chǔ)來(lái)說(shuō)是不現(xiàn)實(shí)的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)并行全數(shù)字解調(diào)的系 統(tǒng)，其能實(shí)現(xiàn)可變數(shù)據(jù)率、低成本的通用接收解調(diào)，完成高達(dá)
1200Mbps的數(shù)字解調(diào)。
為實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，本發(fā)明的時(shí)域并行數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)包
括
時(shí)域并行釆樣率變換模塊，用于對(duì)由高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲得的采樣 數(shù)字信號(hào)進(jìn)行釆樣率變換；
并行匹配濾波器模塊，用于對(duì)采樣率變換后的信號(hào)進(jìn)行匹配濾
波；
并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊，用于對(duì)匹配濾波后的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行定時(shí)恢復(fù) 及重新釆樣；
時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊，用于對(duì)所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的輸出信 號(hào)進(jìn)行相差、頻差恢復(fù)；
差分譯碼模塊，用于對(duì)所述時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊輸出的、且存 在相位模糊度的信號(hào)進(jìn)行差分譯碼。
其中，所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊可以為一環(huán)路，且包括
并行插值控制器，用于根據(jù)并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的環(huán)路濾波器的輸 出信號(hào)生成并行的采樣位置偏差信號(hào)以及數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)，并分別 送入所述插值濾波器和可變參數(shù)抽取器；
插值濾波器，用于根據(jù)所述并行插值控制器輸出的采樣位置偏差 信號(hào)，采用多項(xiàng)式內(nèi)插算法進(jìn)行插值得到4倍符號(hào)率的釆樣數(shù)據(jù)，其 包括數(shù)據(jù)符號(hào)的最佳采樣點(diǎn)；
可變參數(shù)抽取器，用于根據(jù)來(lái)自所述并行插值控制器的數(shù)據(jù)有效 指示信號(hào)對(duì)所述插值后的釆樣數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取，得到2倍符號(hào)率的采樣 數(shù)據(jù)，其包括數(shù)據(jù)符號(hào)的最佳釆樣點(diǎn)；
時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元，用于根據(jù)并行時(shí)鐘誤差檢測(cè)算法輸出并行的 時(shí)鐘誤差信號(hào)；
7環(huán)路濾波器，用于對(duì)經(jīng)抽取后的并行時(shí)鐘誤差信號(hào)進(jìn)行濾波，對(duì) 各并行支路的濾波結(jié)果求和作為所述環(huán)路濾波器的輸出；
其中，插值濾波器的插值范圍為[-k， k]，其中k為整數(shù)，其值由
并行支路的路數(shù)決定。
其中，經(jīng)所述可變參數(shù)抽取器調(diào)整后的信號(hào)經(jīng)一并行抽取器抽
取，得到兩倍符號(hào)率信號(hào)以及數(shù)據(jù)有效信號(hào)；所述數(shù)據(jù)有效信號(hào)為一 個(gè)lbk的信號(hào)；當(dāng)所述數(shù)據(jù)有效信號(hào)為1時(shí)，指示所有并行支路數(shù)據(jù) 有效；當(dāng)所述數(shù)據(jù)有效信號(hào)為o時(shí)，指示所有并行支路數(shù)據(jù)無(wú)效。
其中，插值濾波器在工作時(shí)，根據(jù)并行支路數(shù)的不同選擇不同的 插值濾波器系數(shù)，為得到采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行的釆樣點(diǎn)調(diào)整以并行支路數(shù)為 單位進(jìn)行處理，數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為i時(shí)，當(dāng)前時(shí)刻的各并行支路的 數(shù)據(jù)均有效，數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為o時(shí)，當(dāng)前時(shí)刻的各并行支路的數(shù) 據(jù)均無(wú)效。
其中，時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊為一環(huán)路且包括
并行復(fù)數(shù)相乘模塊，用于將來(lái)自并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的各支路并行 信號(hào)與從并行數(shù)控振蕩器獲得的各支路相位誤差估計(jì)值分別相乘，得
到各支路的并行復(fù)矢量信號(hào)；
并行鑒相器模塊，用于將各支路的并行復(fù)矢量信號(hào)與各自的判決 信號(hào)的共軛值相乘，取其虛部為載波相位誤差估計(jì)值；
環(huán)路累和計(jì)算模塊，用于對(duì)并行鑒相器模塊輸出的載波相位誤差 估計(jì)值進(jìn)行增益調(diào)整之后再對(duì)其進(jìn)行環(huán)路累和計(jì)算；
停走控制單元，用于檢測(cè)環(huán)路累和計(jì)算模塊輸出的信號(hào)，當(dāng)當(dāng)前 時(shí)刻與前一時(shí)刻輸出的信號(hào)的符號(hào)相同，則將當(dāng)前時(shí)刻輸出的信號(hào)送 入差分計(jì)算單元；
差分計(jì)算單元，用于對(duì)停走控制單元輸出的信號(hào)進(jìn)行差分運(yùn)算；
環(huán)路濾波器，用于對(duì)差分計(jì)算單元的輸出信號(hào)進(jìn)行濾波，濾波 后得到載波頻差信號(hào)，先將各并行支路的載波頻差信號(hào)相加，然后作為一單路信號(hào)輸出；
數(shù)控振蕩器，用于將來(lái)自環(huán)路濾波器的信號(hào)生成載波相位誤差估 計(jì)值。
其中，并行鑒相器模塊的判決信號(hào)為調(diào)制信號(hào)的最大似然估計(jì)。 其中，數(shù)控振蕩器并行計(jì)算得到并行的相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)，然后送到
并行復(fù)數(shù)相乘模塊。
其中，并行匹配濾波器模塊為釆用時(shí)域并行結(jié)構(gòu)的平方根升余弦
滾降濾波器。
本發(fā)明的技術(shù)方案和串行解調(diào)算法相比，雖然性能有所下降，但 是系統(tǒng)仿真結(jié)果表明，時(shí)域并行解調(diào)帶來(lái)的性能惡化非常小，在典型 條件下，性能惡化小于0.1dB，滿足實(shí)際應(yīng)用的要求。而且用FPGA
(Field Programmable Gate Array,現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列)實(shí)現(xiàn)的釆用本 發(fā)明系統(tǒng)的功能樣機(jī)工作正常，證明了本發(fā)明系統(tǒng)的可實(shí)現(xiàn)性。


圖i為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的八路并行解調(diào)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖； 圖2為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的結(jié)構(gòu)圖； 圖3為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的兩路并行FIR濾波器結(jié)構(gòu)圖； 圖4為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的四路并行FIR濾波器結(jié)構(gòu)圖； 圖5為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的八路并行FIR濾波器結(jié)構(gòu)圖； 圖6為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的插值濾波器結(jié)構(gòu)圖； 圖7為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的時(shí)域并行時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元的運(yùn)算 時(shí)序圖8為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的兩路并行環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)圖9為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的兩路并行載波恢復(fù)模塊環(huán)路結(jié)構(gòu)圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明提出的時(shí)域并行數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)，結(jié)合附圖和實(shí)施例說(shuō)明如下。本發(fā)明的時(shí)域并行全數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)數(shù)字解調(diào)的全 部功能，包括并行釆樣率變換模塊、匹配濾波模塊、時(shí)鐘恢復(fù)模塊、 載波恢復(fù)模塊以及差分譯碼模塊；適用于并行支路數(shù)為2的冪次方條 件下的并行解調(diào)，記并行支路數(shù)為2、 L為正整數(shù)。具體來(lái)說(shuō)，該系
統(tǒng)包括
模塊l:時(shí)域并行采樣率變換模塊，從高速ADC ( Analog-digital converter,模數(shù)轉(zhuǎn)換器)獲得的數(shù)字信號(hào)并行輸入該模塊，實(shí)現(xiàn)速 率的變換，使輸出速率略高于4倍符號(hào)率；該模塊的技術(shù)方案可參 見(jiàn)專(zhuān)利"時(shí)域并行抽樣率變換方法"；
模塊2:并行匹配濾波器模塊，將并行抽樣率變換之后的信號(hào)送 入該模塊進(jìn)行匹配濾波；具體來(lái)說(shuō)，該模塊可以為并行結(jié)構(gòu)的平方根 升余弦滾降濾波器，釆用經(jīng)典符號(hào)數(shù)(CSD (Canonic Signed-Digit)
數(shù))方法分解；
模塊3:并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊，接收由并行匹配濾波器模塊得到的 信號(hào)，通過(guò)反饋控制環(huán)路和數(shù)字信號(hào)處理算法，完成對(duì)匹配濾波后的 調(diào)制信號(hào)的定時(shí)恢復(fù)以及重新采樣；該模塊可以包括以下子模塊
插值濾波器，插值濾波器為時(shí)域并行結(jié)構(gòu)，可靠的插值范圍可以 為[-k，k]，其中k是一個(gè)整數(shù)，由并行的路數(shù)決定，k的數(shù)值為2L-1， 其中并行支路數(shù)為P-2L;
可變參數(shù)抽取器，根據(jù)來(lái)自并行插值控制器的數(shù)據(jù)有效指示信號(hào) 對(duì)所述插值后的信號(hào)進(jìn)行抽取，如果輸入的數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為1， 則數(shù)據(jù)信號(hào)輸出，如果數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為0，數(shù)據(jù)信號(hào)不輸出；
經(jīng)可變參數(shù)調(diào)整之后的信號(hào)經(jīng)由2:1并行抽取器抽取，得到兩倍 符號(hào)率信號(hào)以及數(shù)據(jù)有效信號(hào)，輸出信號(hào)的路數(shù)為原來(lái)的一半，即 2W，數(shù)據(jù)有效信號(hào)為一個(gè)lbit的信號(hào)，指示所有的并行支路數(shù)據(jù)是
否有效；
時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元，該單元在時(shí)域并行實(shí)現(xiàn)，輸入信號(hào)為上述2:1并行可變參數(shù)抽取器輸出的兩倍符號(hào)率信號(hào)，釆用Gardner算法 計(jì)算時(shí)鐘誤差，公式為
= ^ (w+r/2)[力(w+r)—^ (*r)]+& +r/2) +r) - & ,
其中"(^)表示kT時(shí)刻時(shí)鐘誤差的值，力()和^()分別表示同相路、正 交路信號(hào)。具體的信號(hào)流程參考圖7，共2L"個(gè)并行數(shù)據(jù)。
環(huán)路濾波器，將上述時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元輸出的數(shù)據(jù)經(jīng)2:1抽取后 輸入環(huán)路濾波器進(jìn)行濾波，輸出平滑的并行信號(hào)，對(duì)所有并行信號(hào)求 和，作為環(huán)路濾波器的輸出；該環(huán)路濾波器在時(shí)域并行實(shí)現(xiàn)。
并行插值控制器，根據(jù)環(huán)路濾波器的輸出信號(hào)按如下公式計(jì)算
1) 如果 一(A: — 1) >2W，貝寸
M,(/t) = M,(/t —1) — 2￡
O = o
2) 如果^—^-l)〈2"，則:
i 附(/t) = 1
其中？ = 21為并行支路數(shù)，1為并行支路的序號(hào)，—0,1，...，？，",(" 和分別表示k時(shí)刻第i條支路對(duì)應(yīng)的時(shí)間誤差信號(hào)與數(shù)據(jù)有效信 號(hào)， <"為k時(shí)刻環(huán)路濾波器輸出的誤差估計(jì)。
可變參數(shù)抽取器輸出的數(shù)據(jù)經(jīng)兩次2:1抽取后作為時(shí)鐘恢復(fù)模塊 輸出的數(shù)據(jù)信號(hào)。
模塊4:時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊，用于完成對(duì)信號(hào)的載波相差、 頻差的恢復(fù)；其輸入信號(hào)為上述時(shí)鐘恢復(fù)模塊的輸出信號(hào)，其輸出信 號(hào)為載波頻差相差補(bǔ)償后的信號(hào)；該模塊通過(guò)環(huán)路跟蹤以及補(bǔ)償技術(shù) 計(jì)算出沒(méi)有載波相差、頻差時(shí)采樣點(diǎn)的數(shù)值，其中，載波恢復(fù)環(huán)路為 時(shí)域并行結(jié)構(gòu)，采用兩路并行算法；載波相位誤差檢測(cè)方法采用帶有 停走控制的聯(lián)合頻差相差方法，為閉環(huán)結(jié)構(gòu)；該模塊進(jìn)一步包括以下 子模塊
并行復(fù)數(shù)相乘模塊，對(duì)將來(lái)自所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的各支路并行信號(hào)與載波相位誤差的估計(jì)值分別相乘，得到并行復(fù)矢量信號(hào)；
并行鑒相器模塊，將各支路并行復(fù)矢量信號(hào)與各自的判決信號(hào)的
共軛值相乘，取其虛部作為載波相差的估計(jì)值；其中判決信號(hào)為調(diào)制 信號(hào)的最大似然估計(jì)，例如，對(duì)于QPSK信號(hào)，l+0.99i則判決為l+i, -l + 0.5i則判決為-l+i;
環(huán)路累和計(jì)算模塊，對(duì)通過(guò)并行鑒相器模塊得到的信號(hào)進(jìn)行增益 調(diào)整，再對(duì)其做環(huán)路累和計(jì)算；
停走控制單元，該單元檢測(cè)由環(huán)路累和計(jì)算模塊得到的信號(hào)，當(dāng) 當(dāng)前時(shí)刻與前一時(shí)刻輸出的信號(hào)的符號(hào)相同，則將當(dāng)前時(shí)刻輸出的信 號(hào)送入差分計(jì)算單元；若當(dāng)前時(shí)刻與前一時(shí)刻數(shù)值的符號(hào)相反，則不 把該時(shí)刻信號(hào)送入差分計(jì)算單元；
差分計(jì)算單元，對(duì)由停走控制單元傳送的信號(hào)做差分運(yùn)算；
環(huán)路濾波器，差分運(yùn)算后得到的信號(hào)送入環(huán)路濾波器進(jìn)行濾波， 濾波后的并行載波頻差信號(hào)相加，得到單路歸一化的載波頻差信號(hào)， 作為環(huán)路濾波器的輸出；
數(shù)控振蕩器，將環(huán)路濾波器輸出的單路信號(hào)送入數(shù)控振蕩器，該 數(shù)控振蕩器并行計(jì)算得到并行的相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)，然后送入并行復(fù)數(shù)相 乘模塊中與各并行支路信號(hào)相乘。
其中，并行復(fù)數(shù)相乘模塊的信號(hào)取各支路的最高位，作為所述并 行載波恢復(fù)模塊的輸出；
模塊5:并行差分譯碼模塊，將由時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊得到的 并行信號(hào)送入并行差分譯碼模塊，設(shè)該模塊的數(shù)據(jù)為P路并行輸入，
將輸入數(shù)據(jù)記為Ii(k)、 Qi(k)，分別表示k時(shí)刻第i條支路的I、 Q輸
入，各為lbit數(shù)據(jù)，將該數(shù)據(jù)按如下方式進(jìn)行差分譯碼-.
121) 當(dāng)/>0
<formula>formula see original document page 13</formula>
2) 當(dāng)i-0
<formula>formula see original document page 13</formula>
其中/''("和2'' 分別表示1、 Q兩路輸入在第k時(shí)刻、第i條支路的
并行差分譯碼輸出。
下面將通過(guò)具體實(shí)施例，結(jié)合解調(diào)方法對(duì)本發(fā)明的解調(diào)系統(tǒng)進(jìn) 行進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。
實(shí)施例l
在本實(shí)施案例中，將以8路并行QPSK 4倍符號(hào)率數(shù)字解調(diào)為例， 闡述本發(fā)明系統(tǒng)的解調(diào)方法的實(shí)施方式。圖l所示為8路并行解調(diào)的 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，包括并行采樣率變換模塊、并行匹配濾波器，并行時(shí) 鐘恢復(fù)環(huán)路，并行載波恢復(fù)環(huán)路，并行差分譯碼器；以上模塊按照?qǐng)D l所示順序連接。
模塊1:從高速ADC獲得的采樣信號(hào)，經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換，變?yōu)? 路并行信號(hào)，按照時(shí)間順序，分別以相位O,相位l，...，相位7來(lái) 表示。本實(shí)施例中的ADC采用2000MHz的釆樣速率。對(duì)應(yīng)的并行信 號(hào)為每路250MHz，該信號(hào)首先經(jīng)過(guò)時(shí)域并行采樣率變換模塊，完成 大范圍的釆樣率變換，比如從2000MHz變?yōu)?.02MHz,對(duì)應(yīng)QPSK 信息速率為1Mbps。
模塊2:對(duì)經(jīng)過(guò)釆樣率變換之后的信號(hào)進(jìn)行匹配濾波，匹配濾波 器為平方根升余弦滾降濾波器，滾降系數(shù)為0.5,濾波器階數(shù)為15階。 表1、 2給出了量化之后平方根升余弦滾降濾波器系數(shù)以及多相分解 之后的濾波器系數(shù)。在FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí)，采用了經(jīng)典符號(hào)數(shù)(以下簡(jiǎn)稱 CSD數(shù))表示，表2給出了每個(gè)系數(shù)對(duì)應(yīng)的CSD數(shù)。表1
n12345678
h(n)0-1-3-36316073
n9101112131415
h(n)60316-3-3-l0
表2
相位h(O)h(l)CSD分解
060064-4
-l31-I32-1
-36-4+14+2
3-3-4+1-4+1
6-34+2-4+1
31-l32-1-l
/26(")60064-40
73064+8+10
對(duì)h,(n)進(jìn)行傅里葉變換得到Hi(Z)，通過(guò)對(duì)Hi(Z)的合理組合，可 以實(shí)現(xiàn)高效FIR (Finite Impulse Response,有限沖激響應(yīng))并行濾波 運(yùn)算。如圖5所示的結(jié)構(gòu)中，G0，G1，G0+G1為圖4中所示的4路并 行FIR濾波器，GO表示偶數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，Gl表示奇數(shù)時(shí)刻的 濾波器系數(shù)，G0+G1則為相鄰奇、偶時(shí)刻的系數(shù)和。信號(hào)首先被分 為奇偶兩個(gè)部分，分別輸入G0,G1,G0+G1模塊，然后分別對(duì)以上三 個(gè)模塊的輸出信號(hào)進(jìn)行延遲相加等運(yùn)算；其具體信號(hào)流程如圖5所 示。
圖4所示的結(jié)構(gòu)中，F(xiàn)0,F1,F0+F1為圖3所示的2路并行FIR濾 波器，F(xiàn)O表示偶數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，F(xiàn)l表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系 數(shù)，F(xiàn)0+F1則為相鄰奇、偶數(shù)時(shí)刻的系數(shù)之和。信號(hào)首先被分為奇偶
14兩個(gè)部分，分別輸入FO, Fl， F0+F1模塊，然后分別對(duì)以上三個(gè)模塊 的輸出信號(hào)進(jìn)行延遲相加等運(yùn)算；其具體信號(hào)流程如圖4所示。
圖3給出了兩種2路并行FIR濾波器的結(jié)構(gòu)。在圖3(a)中，奇偶 時(shí)刻的信號(hào)分別被送入HO， Hl， H0+H1模塊，其中HO表示偶數(shù)時(shí)刻 的濾波器系數(shù)，Hl表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，H0+H1則為相鄰奇、 偶數(shù)時(shí)刻的系數(shù)和，然后對(duì)以上三個(gè)模塊的輸出信號(hào)分別進(jìn)行延遲相 加等運(yùn)算；其具體信號(hào)流程如圖3(a)所示。在圖3(b)中，奇偶時(shí)刻的 信號(hào)分別被送入H0，H1，H0-H1模塊，其中HO表示偶數(shù)時(shí)刻的濾波
器系數(shù)，m表示奇數(shù)時(shí)刻的濾波器系數(shù)，ho-m則為相鄰奇、偶數(shù)
時(shí)刻的系數(shù)差，然后對(duì)以上三個(gè)模塊的輸出信號(hào)分別進(jìn)行延遲相加等
運(yùn)算；其具體信號(hào)流程如圖3(b)所示。
模塊3:將匹配濾波之后的信號(hào)送入并行時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路；在本實(shí) 施例中，時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路輸入的I、 Q兩路信號(hào)均為8路并行信號(hào)，輸 出信號(hào)為最佳釆樣時(shí)刻的信號(hào)幅度，2路并行輸出。并行時(shí)鐘恢復(fù)環(huán) 路包括時(shí)域并行插值濾波器，2:1并行抽取器，時(shí)域并行時(shí)鐘誤差 檢測(cè)單元，時(shí)域并行環(huán)路濾波器，并行內(nèi)插控制器。圖2所示為并行 時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。
具體地，在本實(shí)施例的時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路中，插值濾波器的插值范圍 為[_4, 4]。輸入信號(hào)分為8個(gè)支路分別輸入的信號(hào)，對(duì)應(yīng)的8個(gè)內(nèi)插 時(shí)刻由并行內(nèi)插控制器輸出，輸出信號(hào)為對(duì)釆樣時(shí)刻調(diào)整之后的信 號(hào)。插值濾波器為時(shí)域并行結(jié)構(gòu)，釆用Farrow結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。圖6所示 為本實(shí)施例插值濾波器的結(jié)構(gòu)，表3所示為該插值濾波器的系數(shù)。
表3
0123
-41-38140
-3-358-3-61
-25-1247162
-l1210-13700 5 124 71 -62
1 -3 -58 -3 61
2 1 38 1 -40
3 -1 -28 -1 30
插值后的數(shù)據(jù)信號(hào)首先經(jīng)過(guò)一個(gè)可變參數(shù)抽取器，其根據(jù)輸入的 數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)對(duì)信號(hào)進(jìn)行抽取，如果輸入的數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)
為1，則將數(shù)據(jù)信號(hào)輸出，如果數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為o，數(shù)據(jù)信號(hào)不輸
出?？勺儏?shù)調(diào)整之后的信號(hào)經(jīng)由2:1并行抽取器抽取，得到兩倍符 號(hào)率信號(hào)以及數(shù)據(jù)有效信號(hào)，輸出信號(hào)的路數(shù)為原來(lái)的一半，數(shù)據(jù)有 效信號(hào)為 一個(gè)1 bit的信號(hào)，指示所有并行支路數(shù)據(jù)是否有效。
時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元，輸入信號(hào)為4個(gè)支路的兩倍符號(hào)率信號(hào)，輸
出信號(hào)為4路并行的時(shí)鐘誤差信號(hào)。時(shí)鐘誤差檢測(cè)算法釆用Gardner
算法，公式為
= y, (w+:r/2) h (w+:r)—少,^r)]+& (w+r/2) [ & (w+r)—&
，其中L-3， "(^r)表示kT時(shí)刻時(shí)鐘誤差的值，力()和&()分別表示同
相路、正交路信號(hào)。該單元在時(shí)域并行實(shí)現(xiàn)，具體信號(hào)流程參見(jiàn)圖7。
4路并行時(shí)鐘誤差信號(hào)通過(guò)2:1并行抽取器，得到一倍符號(hào)率的 信號(hào)，輸出信號(hào)并行路數(shù)變?yōu)?路。
經(jīng)抽取器抽取之后的時(shí)鐘誤差信號(hào)通過(guò)環(huán)路濾波器，輸出平滑之 后的2路并行信號(hào)；對(duì)兩路并行信號(hào)求和，得到環(huán)路濾波器的輸出信 號(hào)。該環(huán)路濾波器在時(shí)域并行實(shí)現(xiàn)，本實(shí)施例中環(huán)路濾波器的結(jié)構(gòu)如
，-14 10
圖8所示。在FPGA實(shí)現(xiàn)中，環(huán)路參數(shù)為，&=2 ，其中^ 為直通路參數(shù)，g'為累和路參數(shù)。
并行插值控制器對(duì)平滑之后的時(shí)鐘誤差信號(hào)按如下公式計(jì)算 3)如果"7(it —1) >4，則M; = w; (A: — 1) 一 8 = 0
4)如果1/7(" 1)<4,貝U:
= w,. (A: — 1) + (/ +1) x
其中i為各并行支路序號(hào)，i=0,l，...，7，"'詢表示k時(shí)刻第i條支 路對(duì)應(yīng)的時(shí)間誤差信號(hào)， <"為k時(shí)刻環(huán)路濾波器輸出的誤差估計(jì)。
通過(guò)上述計(jì)算得到8路并行的時(shí)鐘誤差估計(jì)",.("以及數(shù)據(jù)有效 信號(hào)wW，并分別送入并行插值濾波器和可變參數(shù)抽取器模塊。
時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元中得到的兩倍符號(hào)率信號(hào)經(jīng)過(guò)2:1抽取，得到 一倍符號(hào)率信號(hào)，作為并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的輸出，其為2路信號(hào)。
模塊4:本實(shí)施例中載波恢復(fù)環(huán)路的結(jié)構(gòu)如圖9所示。
并行復(fù)數(shù)相乘模塊，由并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊輸出的2路信號(hào)與載波
相位誤差的估計(jì)值分別相乘，得到并行復(fù)矢量信號(hào)。
并行鑒相器模塊，將并行復(fù)數(shù)相乘模塊輸出的各支路并行復(fù)矢量 信號(hào)與各自判決信號(hào)的共軛值相乘，取其虛部作為載波相位誤差估計(jì)
值。其中判決信號(hào)為調(diào)制信號(hào)的最大似然估計(jì)，例如，對(duì)于QPSK信 號(hào)，l+0.99i則判決為l+i， -l + 0，5i則判決為-l+i。
對(duì)由并行鑒相器模塊得到的信號(hào)進(jìn)行增益調(diào)整之后，再對(duì)其做環(huán) 路累和計(jì)算，累和計(jì)算為2路并行計(jì)算。本實(shí)施案例中，典型的增益 因子為0.1。
停走控制單元對(duì)經(jīng)環(huán)路累和計(jì)算后得到的信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，若當(dāng)前 時(shí)刻與前一時(shí)刻數(shù)值的符號(hào)相反，則不把該時(shí)刻信號(hào)送入差分計(jì)算單 元。
差分計(jì)算單元對(duì)由停走控制單元傳送的信號(hào)做差分運(yùn)算。 經(jīng)差分運(yùn)算后得到的信號(hào)被送入環(huán)路濾波器，典型的環(huán)路濾波器 的參數(shù)為0.04, 0.004,其中g(shù)p為直通路參數(shù)，g,為累和路參 數(shù)。環(huán)路濾波器為2路時(shí)域并行結(jié)構(gòu)，將濾波后的并行信號(hào)相加，作
17為環(huán)路濾波器的輸出信號(hào)。本實(shí)施例中環(huán)路濾波器的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖8 所示。
由環(huán)路濾波器輸出的單路信號(hào)被送入數(shù)控振蕩器，該數(shù)控振蕩器 并行計(jì)算得到并行的相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)，然后送入并行復(fù)數(shù)相乘模塊中與 各并行支路信號(hào)相乘。
其中，并行復(fù)數(shù)相乘模塊的信號(hào)取各支路的最高位輸出，作為并 行載波恢復(fù)環(huán)路模塊的輸出。
模塊5:并行載波恢復(fù)環(huán)路模塊輸出的并行信號(hào)送入并行差分譯碼模 塊，設(shè)該模塊數(shù)據(jù)為2路并行輸入，輸入數(shù)據(jù)記為Ii(k)、 Qi(k)，分別 表示k時(shí)刻第i條支路的I、 Q輸入，各為lbit數(shù)據(jù)，i-O或l,按如 下方式進(jìn)行差分譯碼
其中CW和"W分別表示I、 Q兩路輸入在第k時(shí)刻、第i條支 路的并行差分譯碼輸出。
本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案和串行解調(diào)算法相比，雖然性能有所下 降，但是系統(tǒng)仿真結(jié)果表明，時(shí)域并行解調(diào)帶來(lái)的性能惡化非常小， 在典型條件下，性能惡化小于O.ldB，滿足實(shí)際要求。
用現(xiàn)場(chǎng)可編程器件(FPGA)實(shí)現(xiàn)的釆用本實(shí)施例的功能樣機(jī)工 作正常，證明了本發(fā)明技術(shù)方案的可實(shí)現(xiàn)性。
在本實(shí)施例中，將以4路并行數(shù)字解調(diào)為例，闡述本發(fā)明系統(tǒng)的 調(diào)方法的實(shí)施方式。
實(shí)施例2模塊l:從高速ADC獲得的釆樣信號(hào)信號(hào)，經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換，變 成4路并行信號(hào)。通過(guò)4路并行采樣率變換模塊，使信號(hào)釆樣率略高 于4倍符號(hào)率，本實(shí)施例取4.02倍符號(hào)率。
模塊2:對(duì)經(jīng)過(guò)采樣率變換的信號(hào)進(jìn)行匹配濾波，匹配濾波器的 系數(shù)與實(shí)施案例l相同，采用圖4所示的結(jié)構(gòu)，該模塊位于并行時(shí)鐘 恢復(fù)環(huán)路之前。
模塊3:將匹配濾波之后的信號(hào)送入并行時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路。本實(shí)施 例中時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路的輸入信號(hào)為4路并行信號(hào)，輸出信號(hào)為最佳采樣 時(shí)刻的信號(hào)幅度，l路串行輸出，大致每個(gè)時(shí)鐘周期有一個(gè)釆樣點(diǎn)輸 出，代表QPSK符號(hào)。并行時(shí)鐘恢復(fù)環(huán)路的模塊與實(shí)施案例l相同。
具體地，插值濾波器的插值范圍為[-2, 2]，輸入信號(hào)分為4個(gè)支 路分別輸入；釆用4路時(shí)域并行Farrow結(jié)構(gòu)，圖6中的四個(gè)FIR濾 波器均采用與如圖4所示的匹配濾波器相同的結(jié)構(gòu)；插值濾波器系數(shù) 如表4所示。
表4
1012
-46-1114
-3-4378-62
-21403102
-l255-1450
01403-102
1-437862
26-11-14
3-359
插值后的數(shù)據(jù)信號(hào)首先經(jīng)過(guò)一個(gè)可變參數(shù)抽取器，根據(jù)輸入的數(shù) 據(jù)有效指示信號(hào)對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)進(jìn)行抽取，如果輸入的數(shù)據(jù)有效指示信
號(hào)為1，則數(shù)據(jù)信號(hào)輸出，如果數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為o，數(shù)據(jù)信號(hào)不輸
出?？勺儏?shù)調(diào)整之后的信號(hào)經(jīng)由2:1并行抽取器抽取，抽取之后的信號(hào)為2路并行輸出。
時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元與實(shí)施案例l相同，為2路并行結(jié)構(gòu)。
由時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元得到的信號(hào)經(jīng)過(guò)一個(gè)2:1抽取器，串行輸出。
環(huán)路濾波器的系數(shù)與實(shí)施案例l相同，為串行結(jié)構(gòu)。
并行插值控制器對(duì)平滑之后的時(shí)鐘誤差信號(hào)按如下公式計(jì)算
1) 如果"3(yt-l) >2，貝'J:
z/,.(" = w,.(A;-1) — 4 = 0
2) 如果a(A:-1)〈2，貝'j:
w,. 0) = m, (A: — 1) + (/ +1) x m(A;) = 1
其中i為各并行支路序號(hào)，i=0，l，2,3，"'("表示k時(shí)刻第i條支 路對(duì)應(yīng)的時(shí)間誤差信號(hào)，e(^為k時(shí)刻環(huán)路濾波器輸出的誤差估計(jì)。
通過(guò)上述計(jì)算得到4路并行的時(shí)鐘誤差估計(jì)",("以及數(shù)據(jù)有效 信號(hào)mW ,分別送入并行插值濾波器和可變參數(shù)抽取器模塊。
可變參數(shù)抽取器輸出的數(shù)據(jù)經(jīng)兩次2:1抽取后作為時(shí)鐘恢復(fù)模塊 輸出的數(shù)據(jù)信號(hào)。
模塊4:本實(shí)施例中的載波恢復(fù)環(huán)路為串行結(jié)構(gòu)，與實(shí)施例l完 全相同。
模塊5:由載波恢復(fù)環(huán)路得到的串行信號(hào)送入串行差分譯碼模塊， 方法與實(shí)施例1 一致，最終完成調(diào)制信號(hào)的時(shí)域并行解調(diào)。
以上實(shí)施方式僅用于說(shuō)明本發(fā)明，而并非對(duì)本發(fā)明的限制，有關(guān) 技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下， 還可以做出各種變化和變型，因此所有等同的技術(shù)方案也屬于本發(fā)明 的范疇，本發(fā)明的專(zhuān)利保護(hù)范圍應(yīng)由權(quán)利要求限定。
20
權(quán)利要求
1、一種時(shí)域并行數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)，其包括時(shí)域并行采樣率變換模塊，用于對(duì)由高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲得的采樣數(shù)字信號(hào)進(jìn)行采樣率變換；并行匹配濾波器模塊，用于對(duì)采樣率變換后的信號(hào)進(jìn)行匹配濾波；并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊，用于對(duì)匹配濾波后的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行定時(shí)恢復(fù)及重新采樣；時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊，用于對(duì)所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的輸出信號(hào)進(jìn)行相差、頻差恢復(fù)；和差分譯碼模塊，用于對(duì)所述時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊輸出的、且存在相位模糊度的信號(hào)進(jìn)行差分譯碼。
2、 如權(quán)利要求l所述的時(shí)域并行數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)，其特征在于，所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊為一環(huán)路，且包括并行插值控制器，用于根據(jù)并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的環(huán)路濾波器的輸出信號(hào)生成并行的釆樣位置偏差信號(hào)以及數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)，并分別送入所述插值濾波器和可變參數(shù)抽取器；插值濾波器，用于根據(jù)所述并行插值控制器輸出的釆樣位置偏差信號(hào)，釆用多項(xiàng)式內(nèi)插算法進(jìn)行插值得到4倍符號(hào)率的采樣數(shù)據(jù)，其包括數(shù)據(jù)符號(hào)的最佳釆樣點(diǎn)；可變參數(shù)抽取器，用于根據(jù)來(lái)自所述并行插值控制器的數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)對(duì)所述插值后的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取，得到2倍符號(hào)率的釆樣數(shù)據(jù)，其包括數(shù)據(jù)符號(hào)的最佳采樣點(diǎn)；時(shí)鐘誤差檢測(cè)單元，用于根據(jù)并行時(shí)鐘誤差檢測(cè)算法輸出并行的時(shí)鐘誤差信號(hào)；環(huán)路濾波器，用于對(duì)經(jīng)抽取后的并行時(shí)鐘誤差信號(hào)進(jìn)行濾波，對(duì)各并行支路的濾波結(jié)果求和作為所述環(huán)路濾波器的輸出；
3、 如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述插值濾波器的插值范圍為[-k，k]，其中k為整數(shù)，其值由并行支路的路數(shù)決定。
4、 如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其特征在于，經(jīng)所述可變參數(shù)抽取器調(diào)整后的信號(hào)經(jīng)一并行抽取器抽取，得到兩倍符號(hào)率信號(hào)以及數(shù)據(jù)有效信號(hào)；所述數(shù)據(jù)有效信號(hào)為一個(gè)lbit的信號(hào)；當(dāng)所述數(shù)據(jù)有效信號(hào)為1時(shí)，指示所有并行支路數(shù)據(jù)有效；當(dāng)所述數(shù)據(jù)有效信號(hào)為0時(shí)，指示所有并行支路數(shù)據(jù)無(wú)效。
5、 如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述插值濾波器在工作時(shí)，根據(jù)并行支路數(shù)的不同選擇不同的插值濾波器系數(shù)，為得到釆樣數(shù)據(jù)進(jìn)行的釆樣點(diǎn)調(diào)整以所述并行支路數(shù)為單位進(jìn)行處理，所述數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為1時(shí)，當(dāng)前時(shí)刻的各并行支路的數(shù)據(jù)均有效，所述數(shù)據(jù)有效指示信號(hào)為0時(shí)，當(dāng)前時(shí)刻的各并行支路的數(shù)據(jù)均無(wú)效。
6、 如權(quán)利要求l所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊為一環(huán)路且包括并行復(fù)數(shù)相乘模塊，用于將來(lái)自所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的各支路并行信號(hào)與從并行數(shù)控振蕩器獲得的各支路相位誤差估計(jì)值分別相乘，得到各支路的并行復(fù)矢量信號(hào)；并行鑒相器模塊，用于將所述各支路的并行復(fù)矢量信號(hào)與各自的判決信號(hào)的共軛值相乘，取其虛部為載波相位誤差估計(jì)值；環(huán)路累和計(jì)算模塊，用于對(duì)所述并行鑒相器模塊輸出的載波相位誤差估計(jì)值進(jìn)行增益調(diào)整之后再對(duì)其進(jìn)行環(huán)路累和計(jì)算；停走控制單元，用于檢測(cè)所述環(huán)路累和計(jì)算模塊輸出的信號(hào)，當(dāng)當(dāng)前時(shí)刻與前一時(shí)刻輸出的信號(hào)的符號(hào)相同，則將當(dāng)前時(shí)刻輸出的信號(hào)送入差分計(jì)算單元；差分計(jì)算單元，用于對(duì)所述停走控制單元輸出的信號(hào)進(jìn)行差分運(yùn)算；環(huán)路濾波器，用于對(duì)所述差分計(jì)算單元的輸出信號(hào)進(jìn)行濾波，濾波后得到載波頻差信號(hào)，先將各并行支路的載波頻差信號(hào)相加，然后作為一單路信號(hào)輸出；數(shù)控振蕩器，用于將來(lái)自所述環(huán)路濾波器的信號(hào)生成載波相位誤差估計(jì)值。
7、 如權(quán)利要求6所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述并行鑒相器模塊的判決信號(hào)為所述調(diào)制信號(hào)的最大似然估計(jì)。
8、 如權(quán)利要求6所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述數(shù)控振蕩器并行計(jì)算得到并行的相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)，然后送到所述并行復(fù)數(shù)相乘模塊。
9、 如權(quán)利要求l所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述并行匹配濾波器模塊為釆用時(shí)域并行結(jié)構(gòu)的平方根升余弦滾降濾波器。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種時(shí)域并行數(shù)字解調(diào)系統(tǒng)，包括時(shí)域并行采樣率變換模塊，用于對(duì)由高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲得的采樣數(shù)字信號(hào)進(jìn)行采樣率變換；并行匹配濾波器模塊，用于對(duì)采樣率變換后的信號(hào)進(jìn)行匹配濾波；并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊，用于對(duì)匹配濾波后的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行定時(shí)恢復(fù)及重新采樣；時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊，用于對(duì)所述并行時(shí)鐘恢復(fù)模塊的輸出信號(hào)進(jìn)行相差、頻差恢復(fù)；和差分譯碼模塊，用于對(duì)所述時(shí)域并行載波恢復(fù)模塊輸出的、且存在相位模糊度的信號(hào)進(jìn)行差分譯碼。本發(fā)明的技術(shù)方案能實(shí)現(xiàn)可變數(shù)據(jù)率、低成本的通用接收解調(diào)，完成高達(dá)1200Mbps的數(shù)字解調(diào)。
文檔編號(hào)H04B1/16GK101674050SQ20091009309
公開(kāi)日2010年3月17日 申請(qǐng)日期2009年9月21日 優(yōu)先權(quán)日2009年9月21日
發(fā)明者彧 張, 張維良, 楊再初, 楊知行, 潘長(zhǎng)勇 申請(qǐng)人:清華大學(xué)