專利名稱：：發(fā)射器中的比特壓縮的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及射頻發(fā)射，并且尤其涉及用于射頻發(fā)射的電路設(shè)計。
背景技術(shù)：
：典型地在射頻發(fā)射中，在例如包括在模數(shù)轉(zhuǎn)換之前進行有限脈沖響應(yīng)濾波的數(shù)字域中產(chǎn)生并處理數(shù)字基帶信號。用于執(zhí)行所述處理和數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)的電路通常在集成電路(IC)中實現(xiàn)。通常發(fā)射電路和接收電路在被稱為收發(fā)器的共用集成電路中實現(xiàn)?？偟膩碚f，需要將所使用的IC尺寸最小化以最小化生產(chǎn)費用。相反地，集成電路的尺寸只有在滿足所需要的性能參數(shù)的限制下才能被最小化。本發(fā)明涉及在滿足性能參數(shù)的同時最小化所使用的IC的尺寸的技術(shù)。作為例子，這樣的考慮出現(xiàn)在3G(3"generation,第三代數(shù)字通信)蜂窩電話中。最近在用于3G移動電話的收發(fā)器IC領(lǐng)域中的兩次變化是(1)對HSPA(HighSpeedPacketAccess,高速分組接入)適應(yīng)性的要求，和(2)基帶和收發(fā)器IC之間劃分的變化。先前，所有的數(shù)字基帶功能都在基帶IC中執(zhí)行，并且在基帶IC和收發(fā)器IC之間的接口是純模擬的。最近的標準要求該接口是數(shù)字的，以便于為用于高速串行接口的DigRF或相似的標準工作。這種劃分的變化意味著一些數(shù)字基帶功能將在收發(fā)器IC中執(zhí)行。信號轉(zhuǎn)換(例如用于發(fā)射器的數(shù)模轉(zhuǎn)換)現(xiàn)在也在收發(fā)器IC中執(zhí)行。
發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明，提供了一種對用于在將經(jīng)過處理的數(shù)字基帶信號提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器之前對射頻發(fā)射的輸入數(shù)字基帶信號的處理方法，輸入數(shù)字基帶信號具有多個比特，這些比特數(shù)多于經(jīng)過處理的、提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器的數(shù)字基帶信號，所述方法包括首先減少輸入數(shù)字基帶信號的比特數(shù)；在所述首先減少比特數(shù)之后，對輸入數(shù)字基帶信號進行濾波；在所述濾波之后，進一步減少輸入數(shù)字基帶信號的比特數(shù)。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供實施相似方法的集成電路來處理用于射頻發(fā)射的輸入數(shù)字基帶信號。因此，本發(fā)明包含在將經(jīng)過處理的數(shù)字基帶信號提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)之前減少數(shù)字基帶信號的比特數(shù)。這有利于減小用來執(zhí)行該轉(zhuǎn)換的DAC的尺寸。相當簡單地，減少的比特數(shù)減少了DAC的元件量。比特壓縮的程度因情況而異，但一般選擇依據(jù)發(fā)射電路的應(yīng)用使信號仍滿足所需要的性能參數(shù)。然而，除了比特壓縮本身之外，本發(fā)明還包括在對數(shù)字基帶信號進行濾波之前和濾波之后壓縮比特。已經(jīng)意識到，通過以這種方式分開進行比特壓縮可以實現(xiàn)特別的優(yōu)點。特別是已經(jīng)意識到，通過在濾波之前執(zhí)行一些比特壓縮，可以減小所使用的濾波電路的尺寸。再次地，比特數(shù)的減少也減少了濾波電路的元件量。然而，同樣已經(jīng)意識到，在濾波電路之前執(zhí)行所有的比特壓縮會使性能降低，從而不能滿足相關(guān)的性能參數(shù)。因此，在濾波之前只執(zhí)行部分的比特壓縮，剩余的比特壓縮在以后執(zhí)行。本發(fā)明特別適用于這種情況，即數(shù)據(jù)基帶信號包括多個具有不同增益因子的信道，典型地包括一個或多個數(shù)據(jù)信道和一個或多個控制信道，例如符合3GPP標準的數(shù)字基帶信號。在這種情況下，在濾波電路之前執(zhí)行所有的比特壓縮可能降低涉及不同信道的相對功率的性能參數(shù)，例如碼域功率精度，因此在滿足這些參數(shù)的限制范圍內(nèi)，在濾波之前執(zhí)行盡可能多的比特壓縮并在濾波之后執(zhí)行進一步比特壓縮是有利的。在濾波之前和濾波之后進行的比特壓縮可以包括截斷數(shù)字基帶信號以消除一個或多個最低有效比特。然而，可以通過濾波之后的比特壓縮來實現(xiàn)進一步的優(yōu)點，該濾波進一步包括限制數(shù)字基帶信號以消除一個或多個最高有效比特。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，這能夠產(chǎn)生比特量的進一步減少而不會導(dǎo)致不能夠滿足某些性能參數(shù)，這時因為由這樣的限制所影響的最大信號峰值在實際中是相對罕見的事件。在附圖中圖1示出便攜式裝置中的發(fā)射電路圖2示出所述發(fā)射電路的發(fā)射器集成電路芯片的分支圖3示出3G信號的功率隨頻率變化的圖示；圖4示出對在接收器上的實際采樣和理想采樣的測量的星座圖5示出在數(shù)字基帶的輸出端上的EVM對比特數(shù)的圖示；圖6示出測試數(shù)字基帶信號的數(shù)據(jù)信道的圖示；圖7示出濾波之后相同測試信號的數(shù)據(jù)信道的圖示；圖8示出電流開關(guān)的DAC級圖9示出包括電流源的電流開關(guān)的DAC級的改進形式圖和IC中電流源的布局圖。具體實施例方式現(xiàn)在通過非限制性示例并參考附圖對本發(fā)明的實施例進行說明。圖1示出在例如移動電話的便攜式電子裝置2中的發(fā)射電路1。在該例中，所述發(fā)射電路l符合3G標準，尤其是符合3G伙伴項目(3GPP:3GPartnershipProject)標準，所述3G伙伴項目是滿足國際移動電信-2000(IMT-2000)規(guī)范的3G標準。所述便攜式電子裝置2也包括接收電路14。所述發(fā)射電路1包括數(shù)字基帶IC3和發(fā)射器IC4。接收功能(未說明)可以由數(shù)字基帶IC3和發(fā)射器4執(zhí)行，在這種情況下發(fā)射器IC4能夠被稱為收發(fā)器。在數(shù)字基帶IC3和發(fā)射器IC4之間進行劃分，從而在所述數(shù)字基帶IC3和所述發(fā)射器IC4之間傳遞的信號在數(shù)字域中是由數(shù)字基帶IC3所產(chǎn)生的數(shù)字基帶信號。使用接口5將所述數(shù)字基帶信號從數(shù)字基帶IC3傳遞至發(fā)射器IC4，所述接口5與HSUPA(HighSpeedUplinkPacketAccess,高速上行鏈路分組接入)兼容并更一般地與形成部分3G標準的HSPA(HighSpeedPacketAccess,高速分組接入)兼容。因此，所述接口5是高速串行接口，以便于為DigRF或者相似標準工作，在這些標準中數(shù)據(jù)以分組的形式發(fā)送。這與先前的標準形成對比，在先前的標準中所有的數(shù)字基帶處理都在具有通向發(fā)射器電路的模擬接口的基帶IC中執(zhí)行。因此，信號轉(zhuǎn)換在發(fā)射器IC4中通過在下面描述的DAC6來執(zhí)行。數(shù)字基帶IC3產(chǎn)生具有符合3GPP規(guī)范25.213第4部分的下述結(jié)構(gòu)的數(shù)字基帶信號。所述數(shù)字基帶信號由若干專用物理信道組成，即DPCCH，是控制信道；DPDCH，是數(shù)據(jù)信道，可以有若干條該數(shù)據(jù)信道；HS-DPCCH，是用于HSDPA(HighSpeedDownlinkPacketAccess,高速下行鏈路分組接入)的控制信道，該控制信道是HSPA的接收器部分；E-DPCCH，是用于HSUPA的控制信道；E-DPDCH，是用于HSUPA的數(shù)據(jù)信道，可以有若干條該數(shù)據(jù)信道。最簡單的3G信號可以只由DPCCH組成，而更復(fù)雜的信號可以包括所有信道。在數(shù)字基帶信號的結(jié)構(gòu)中，數(shù)字基帶IC對每條待發(fā)射的信道執(zhí)行下述步驟1.分酉己l一比特NRZ(non—returntozero,不歸零)數(shù)據(jù)序歹寸；2.擴展，即乘以擴頻碼；3.加權(quán)，即乘以增益因子；4.IQ分配，其中將每條信道分配給正交調(diào)制方案的I(同相)分量或Q(正交)分量。在此之后，將所有的信道加到一起，然后用復(fù)數(shù)擾碼(scramblingcode)'Is+jQs，擾亂(scramble)。擾亂的優(yōu)選方法是使用下面列出的映射函數(shù)<table>tableseeoriginaldocumentpage8</column></row><table>其中Iin和Qin是擾亂前的I分量和Q分量，TXI，和TXQ，是擾亂后的I分量和Q分量。數(shù)字基帶IC3具有并行-串行轉(zhuǎn)換器7，用來將數(shù)字基帶信號的I分量和Q分量轉(zhuǎn)換為接下來提供給接口的串行數(shù)據(jù)。相似地，發(fā)射器IC4具有串行-并行轉(zhuǎn)換器8，該轉(zhuǎn)換器8將數(shù)字基帶信號轉(zhuǎn)換回并行的I分量和Q分量。在提供給各個DAC6之前，每個I分量和Q分量都通過在下面描迷的各個處理電路9，所述DAC6執(zhí)行數(shù)模轉(zhuǎn)換來將數(shù)字基帶信號轉(zhuǎn)換到模擬域。將從DAC6輸出的模擬基帶信號的I分量和Q分量提供給調(diào)制電路10，該調(diào)制電路10根據(jù)正交調(diào)制方案將模擬基帶信號調(diào)制到栽波上以產(chǎn)生發(fā)射信號。然后，將發(fā)射信號從發(fā)射器IC4經(jīng)過放大器12和雙工器13提供給便攜式電子裝置2的天線11以用于發(fā)射。雙工器13也與接收電路14連接用于提供來自天線11的接收信號?，F(xiàn)在將說明發(fā)射器IC4的處理電路9。在每個I分量和Q分量中的處理電路9是相同的，并如圖2所示那樣配置。由數(shù)字基帶IC3提供并輸入處理電路9的數(shù)字基帶信號20由具有采樣速率3.84MHz的16比特的樣本組成。處理電路9包括濾波電路21以根據(jù)3GPP規(guī)范對數(shù)字基帶信號20濾波。濾波電路21的響應(yīng)是RRC(RootRaisedCosine,根升余弦)，它的脈沖響應(yīng)在3GPP25.101第6.8.1章中進行說明。為滿足該規(guī)范，濾波電路21通常作為FIR(FiniteImpulseResponse,有限脈沖響應(yīng))濾波器實現(xiàn)。處理電路9也包括上采樣電路22，該上采樣電路22在數(shù)字基帶信號20被提供給濾波電路21之前對所述數(shù)字基帶信號20進行上采樣。上采樣的速率是4倍于數(shù)字基帶信號20的現(xiàn)有采樣速率的，并因此提供具有采樣速率為15.36MHz的數(shù)字基帶信號20。這保持了數(shù)字基帶信號20被提供給DAC6時的采樣速率。處理電路9也執(zhí)行比特壓縮來減少數(shù)字基帶信號20的比特數(shù)。執(zhí)行比特壓縮來使DAC6的尺寸最小化，這對使生產(chǎn)費用最小化是有利的。特別是可以將比特從16壓縮到11,從而數(shù)字基帶信號在從處理電路9輸出時具有l(wèi)l比特。然而，比特壓縮也以現(xiàn)在將要描述的、滿足3GPP標準的相關(guān)性能參數(shù)的方式來執(zhí)行。對比特壓縮的執(zhí)行分成設(shè)置于濾波電路21之前的第一比特壓縮電路23和設(shè)置于濾波電路21之后的第二比特壓縮電路24。在本例中，第一比特壓縮電路23被設(shè)置在上采樣電路22之前。第一比特壓縮電路23和上采樣電路22的次序可以顛倒，盡管這將增加第一比特壓縮電路23需要執(zhí)行的處理量。第一比特壓縮電路23通過截斷(truncate)數(shù)字基帶信號20以消除兩個最低有效比特來減少該數(shù)字基帶信號20的比特數(shù)。因此，從第一比特壓縮電路23輸出的數(shù)字基帶信號20具有14比特。第二比特壓縮電路24包括第一級25和第二級26。第一級25通過截斷數(shù)字基帶信號20以消除兩個最低有效比特來減少從濾波電路9輸出的數(shù)字基帶信號20的比特數(shù)。因此從第一級25輸出的數(shù)字基帶信號20具有12比特。第二級26通過限制數(shù)字基帶信號20以消除最高有效比特來減少從第一級25輸出的數(shù)字基帶信號20的比特數(shù)。因此，從第二級26輸出的數(shù)字基帶信號20具有11比特。通過在濾波電路21執(zhí)行濾波之前執(zhí)行一些比特壓縮，與在濾波電路21之后執(zhí)行比特壓縮相比，達到了將濾波電路21的尺寸減小的優(yōu)點，特別是，將比特從16壓縮到14意味著由濾波電路21占據(jù)的硅面積減少了多于12.5%。這減少了生產(chǎn)費用。然而，達到這個優(yōu)點的同時仍然可以滿足3GPP標準的相關(guān)性能參數(shù)。這通過由濾波器電路21將比特壓縮的執(zhí)行分開在執(zhí)行濾波之前和濾波之后來實現(xiàn)，正如將要描述的那樣。受比特壓縮影響的3GPP標準的相關(guān)性能參數(shù)是ACLR(AdjacentChannelLeakageRatio,相鄰信道泄漏比)、EVM(ErrorVectorMagnitude,誤差矢量幅度)和CDPA(CodeDomainPowerAccuracy,碼域功率精度)。現(xiàn)在將給出對這些性能參數(shù)的解釋。根據(jù)示出3G信號譜的圖3來解釋ACLR。在圖3中，給定信道30具有頻率為Fc的載波信號而相鄰信道31具有頻率為Fc+5MHZ的載波信號，所述信道30和31都具有帶寬3.84MHZ。ACLR是在給定信道30中所測量的功率與在相鄰信道31中所測量的功率的比值(以dB為單位)。對整個發(fā)射電路1的ACLR的典型規(guī)定是42dB。只基于對數(shù)字基帶信號的處理的ACLR必須顯著地好于42dB，例如好于50dB。對EVM根據(jù)圖4進行解釋，圖4示出當被理想接收器接收時，在I個樣本對Q個樣本的虛擬空間中的星座圖。相比于表示在發(fā)射器電路1是理想的情況下可能被接收器測量的信號的參考樣本42，圖4示出表示在由發(fā)射電路1發(fā)射的情況下由接收器真實測量的信號的被測樣本41。誤差矢量43從每個被測樣本41指向?qū)?yīng)的參考樣本42。參考矢量44從原點指向每個參考樣本42。為清楚起見，圖4只示出基于兩個樣本的點，但是實際上典型地考慮成千上萬個樣本。EVM定義為誤差矢量43的RMS功率和參考矢量44的RMS功率的比值。因此EVM(作為百分比)由下面的等式給出100x)(l誤差向量43f)的平均值/(l參考向量f的平均值))對整個發(fā)射電路1的EVM的典型規(guī)定是9%。只基于對數(shù)字基帶信號的處理的EVM必須顯著地好于該典型規(guī)定，例如低于1%。CDPA涉及數(shù)字基帶信號的不同信道的功率精度。對CDPA的典型規(guī)定是控制信道(DPCCH信道之一)中的功率與在另一條信道中的功率的比值必須在理想比值的土O.ldB范圍內(nèi)。例如，如果信號結(jié)構(gòu)包括用增益因子15加權(quán)的DPCCH和用增益因子1加權(quán)的DPDCH，則理想比值是201ogl0(1/15)-23.52dB。在量化之后，所述增益因子的比值也許并不正好是1/15，但是必須保持在該值的0.ldB的范圍內(nèi)。該規(guī)定涉及數(shù)字基帶的輸出，即涉及提供給DAC6的數(shù)字基帶信號。這些性能參數(shù)可以使用測試信號來評估(evaluate),有許多可能的測試信號配置，但是可以選擇兩種作為針對前述性能參數(shù)的最壞情況。針對ACLR的最壞情況信號在表1中給出<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>在濾波電路21中濾波之后，該測試信號具有高的波峰因子(crestfactor)(達到12dB)和高的立方度量(cubicmetric)(大約為3)，這產(chǎn)生了對于ACLR的最壞情況。波峰因子是信號峰值與該信號的RMS值的比值。立方度量在3GPP25.101第6.2.2章中定義，它是當信號通過非線性裝置時與由于失真而與ACLR部分強烈相關(guān)的信號度量。立方度量越高，由于失真所產(chǎn)生的相鄰信道功率越高。針對CDPA的最壞情況信號在表2中給出<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>表2該信號是對于CDPA的最壞情況，這是因為DPDCH處在它的最小加權(quán)因子而所有其他信道處在它們的最大加權(quán)因子。如果分辨率不足，則增益因子的量化可能使DPDCH和DPCCH之間的比值失真，從而該比值不在理想值-23.52dB的0.ldB的范圍內(nèi)。這兩個測試信號也用于驗證EVM。上面給出的加權(quán)因子是理想值。然而，當在基帶IC中實施時，這些加權(quán)因子是經(jīng)過量化的值。選擇這些增益因子，使得擾亂之后的整個信號RMS是214-0.5=16383.5。例如，量化后的針對CDPA的最壞情況信號(也就是表2)的加權(quán)因子在表3中給出<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>表3在擾亂之后，I分量上的RMS等于Q分量上的RMS，兩者都等于16383.5/(V^)。這允許最壞情況波峰因子信號被包含在16比特中。最壞情況波峰因子在濾波電路22中的濾波之前是9dB或2.82。對于最壞情況測試信號，實現(xiàn)下述性能。針對好于50dB的要求，實現(xiàn)ACLR為51.6dB。針對小于1%的要求，實現(xiàn)EVM為O.76%。CDPA合格，在DPDCH中的功率與在DPCCH中的功率的比值是-23.49dB，該比值在-23.52±0.ldB的限制范圍內(nèi)。為什么比特壓縮使得這些性能參數(shù)能被滿足的原因在下面給出。考慮ACLR，有幾個原因?qū)е略谙噜徯诺乐杏捎跀?shù)字基帶而產(chǎn)生的非需要功率。它們包括失真、由于濾波電路21的相鄰信道拒絕量(取決于分接頭(tap)的數(shù)量)和量化噪聲。量化噪聲取決于比特數(shù)，在這種情況下，取決于經(jīng)過在濾波電路21的輸出端的第二比特壓縮電路24的第一級25截斷后的比特數(shù)。在達到總體上好的ACLR的情況下量化噪聲的好的數(shù)字(figure)是低于信號RMS66dB。已知這點和最壞情況信號波峰因子，可以計算出在濾波電路21的輸出端的所需要的系統(tǒng)動態(tài)范圍。由于波峰因子(注意到濾波使波峰因子增加)，需要附加的12dB的動態(tài)范圍，并且由于峰間的比值是峰值大小的兩倍，需要附加的6dB的動態(tài)范圍，因此系統(tǒng)的動態(tài)范圍等于84dB。當過采才羊t匕(over—samplingratio)是4時，11t匕特寸吏得系統(tǒng)的動態(tài)范圍是83dB,而12比特使得系統(tǒng)的動態(tài)范圍是89dB。因此，在第二比特壓縮電路24的第一級25中發(fā)生截斷之后，需要12比特用于數(shù)字基帶信號20。然而，已經(jīng)意識到可以通過在第二比特壓縮電路24的第二級26中執(zhí)行限制來達到進一步的比特壓縮。這是因為最大的信號峰值是非常罕見的事件，典型地存在超過RMS9dB的事件的時候少于0.1%。換句話說，99.9%的時候，波峰因子是9dB或更少。這意味著，可以執(zhí)行在第二比特壓縮電路24的第二級26中的限制來消除最高有效比特。雖然所述限制產(chǎn)生失真，但這在可接受范圍內(nèi)，從而大于50dB的ACLR仍可以在處理電路9的輸出端實現(xiàn)。在第二比特壓縮電路24中截斷至11比特將實現(xiàn)相似的ACLR性能，但是CDPA將變得不重要(marginal)。通過限制所實現(xiàn)的從12比特壓縮至11比特的附加壓縮意味著DAC6的尺寸被進一步減小。11比特DAC的面積近似地比12比特DAC所需要的面積小33%，這減少了生產(chǎn)費用?，F(xiàn)在參考圖5來考慮EVM，圖5是EVM相對于每個測試信號在處理電路9的輸出端的比特數(shù)的圖形，并且圖5示出EVM如何由于比特壓縮而降級。圖5示出EVM對比特數(shù)的壓縮不像ACLR那樣敏感。由于壓縮到11比特而產(chǎn)生的EVM小于0.1%，這與針對數(shù)字基帶的1%的限制相比是小的。CDPA與ACLR要求和EVM要求形成對比，對ACLR要求和EVM要求來說，所有的比特壓縮都可以在數(shù)字基帶的輸入時完成。已經(jīng)考慮到，出于下述原因，為了滿足CDPA,在濾波電路21之前的最大比特壓縮是2比特。最壞情況CDPA測試信號的量化加權(quán)因子在表4中示出<table>tableseeoriginaldocumentpage14</column></row><table>表4在此，DPDCH功率與DPCCH功率的比值是201ogl0(68/1016)=-23.49dB。這在理想比值為20*logl0(1/15)=-23.52dB的±0.ldB的范圍內(nèi)。因為68和1016都能被22整除，截斷2比特(從16到14)將仍然保持該比值，因為DPCCH和DPDCH承受比例因子2的相同乘方(power),從而提供在表5中示出的加權(quán)因子<table>tableseeoriginaldocumentpage14</column></row><table>表5這意味著DPDCH功率與DPCCH功率的比值仍然是相同的值，即201ogl0(17/254)=-23.49dB。由于17不能被2整除而254能被2整除，在這點上的進一步截斷將意味著DPCCH和DPDCH不再承受相同的比例因子，所述比值不再保持，并且將不滿足CDPA。然而，可以在濾波電路21的輸出端上進行進一步的比特壓縮。為了對此進行闡釋，圖6僅示出上述測試信號被擾亂后的DPDCH信道的例子。只呈現(xiàn)3種狀態(tài)，即+68，-68和0。RMS是68/()。通過乘方2(即22)，截斷至14比特使RMS縮減至17/(V^)。由于量化誤差，進一步的截斷將不對RMS伸縮乘方2，從而導(dǎo)致CDPA出于上述原因而不被滿足。通過比較，圖7示出在濾波電路21的輸出端的相同測試信號的DPDCH信道，這通過未限幅軌跡(undippedtrace)71闡釋并呈現(xiàn)許多種狀態(tài)。在第二比特壓縮電路24的第一級25中截斷至12比特之后的信號由限幅軌跡72示出。因此，圖7示出在截斷之后DPDCH信號使用更多的狀態(tài)，特別是7種狀態(tài)，即±3，±2，±1和0。雖然經(jīng)過截斷的DPDCH信道只行使7種狀態(tài)，遠少于在濾波電路21的輸出端的DPDCH信道的許多級，但是該經(jīng)過截斷的DPDCH信道的RMS除了乘方2的伸縮之外近似相同。將濾波電路21輸出端的DPDCH信道的RMS與截斷之后的DPDCH信道的RMS相關(guān)的乘方2的伸縮等于2exp(累加器中的比特數(shù)-12),"累加器中的比特數(shù)，，典型地為27。DPCCH信道中的RMS承受相同的比例因子。因此，在DPDCH信道中的功率與在DPCCH信道中的功率的比值保持相同，并且滿足CDPA。也注意到，在第二比特壓縮電路24的第二級26中將比特數(shù)限制到11比特只影響信號峰值而不影響RMS，從而不影響CDPA。如果在濾波電路21之后截斷到11,則CDPA將變得不重要，如果截斷到10比特或者更少，則不滿足CDPA。雖然上述解釋說明一個具體例子，其中發(fā)射電路1符合3GPP標準并具有指定的性能參數(shù)值，但是所述原理可以一般性地用于其他標準和其他相關(guān)性能參數(shù)值。在這樣的其他情況中，比特壓縮的程度可能改變，但是可以通過將比特壓縮分開在濾波之前和濾波之后執(zhí)行來實現(xiàn)優(yōu)點。最后一點，現(xiàn)在將說明一些具體例子用于設(shè)計發(fā)射電路1中的DAC6,所述DAC是相同的。每個DAC6都接收到11比特的數(shù)字基帶信號并且將它轉(zhuǎn)換成模擬信號。DAC6由與4比特電流開關(guān)的DAC級相結(jié)合的7比特二進制加權(quán)的DAC級組成。所述7比特二進制加權(quán)的DAC級具有常規(guī)結(jié)構(gòu)，其中對與相加點連接的DAC級的每個比特都包括一個電阻器或者電流源。所述4比特電流開關(guān)的DAC級在圖8中示出。它包括將數(shù)字基帶信號從二進制編碼轉(zhuǎn)換成溫度計編碼(或一元碼)的溫度計編碼器80，其中每個比特具有相同的加權(quán)。因此溫度計編碼具有16比特。所述溫度計編碼的各個比特控制相應(yīng)開關(guān)81的開和關(guān)，每個開關(guān)81分別對相應(yīng)的電流源83進行開關(guān)。電流源83的輸出被加到一起以產(chǎn)生模擬信號。在該設(shè)置中，高的比特數(shù)意味著存在大量裝置。例如，兩級可能典型地需要22個電流源，即需要88個裝置。如此大量的裝置導(dǎo)致不準確的風險，原因在于主要參數(shù)是DNL(differentialnon-1inearity，不對稱非線性)和INL(integralnon-1inearity，積分非線性)。DNL和INL與在電流源中使用的裝置(典型地是MOS晶體管)的寬度和長度成反比。由于加工的變化，裝置性能隨著模具上的物理位置而改變，這又導(dǎo)致DNL和INL'DAC6的精度可以通過改變在圖9中示出的電流開關(guān)的DAC級的電流源82以改善電流匹配來得到改善。特別是，每個電流源83都由一組4個電流源84(或者一般來說任意數(shù)量的電流源)代替。然后，將電流源84設(shè)置為晶片上的布局85,其中與每個溫度計編碼比特相對應(yīng)的電流源84在晶片上展開。在布局85中，電流源84的位置由標簽Dx指示，其中x表示驅(qū)動電流源84的溫度計編碼比特。通過展開電流源84,實現(xiàn)了在溫度計編碼比特之間的更好匹配，因此減小了DNL和INL。理想地，與每個溫度計編碼比特相對應(yīng)的一組電流源84均勻地分布在晶片的水平方向和垂直方向上。到晶片變化在水平方向和垂直方向是線性的程度，該均勻分布基本上消除了DNL和INL。所述均勻分布在圖9中通過在晶片上分布的各個區(qū)域86中設(shè)置電流源84實現(xiàn)，每個區(qū)域86包括該溫度計編碼的每個比特的電流源84。區(qū)域86以4x4矩陣的形式包括電流源84。將溫度計編碼的每個比特的電流源84設(shè)置在每個區(qū)域86的不同行和列中。當然可以使用其他分布來均勻分布電流源84。權(quán)利要求1.一種在將經(jīng)過處理的數(shù)字基帶信號提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器之前對用于射頻發(fā)射的輸入數(shù)字基帶信號進行處理的方法，該輸入數(shù)字基帶信號具有多于經(jīng)過處理的、被提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器的數(shù)字基帶信號的比特數(shù)，所述方法包括首先減少輸入數(shù)字基帶信號的比特數(shù)；在所述首先減少比特數(shù)之后，對輸入數(shù)字基帶信號進行濾波；在所述濾波之后，進一步減少輸入數(shù)字基帶信號的比特數(shù)。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述首先減少比特數(shù)包括截斷輸入數(shù)字基帶信號以消除至少一個最低有效比特。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中所述首先減少比特數(shù)包括截斷輸入數(shù)字基帶信號以消除兩個最低有效比特。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述進一步減少比特數(shù)包括截斷輸入數(shù)字基帶信號以消除至少一個最低有效比特。5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中所述進一步減少比特數(shù)包括截斷輸入數(shù)字基帶信號以消除兩個最低有效比特。6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中所述進一步減少比特數(shù)附加地包括限制輸入數(shù)字基帶信號以消除至少一個最高有效比特。7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中在所述濾波之后進一步減少比特數(shù)附加地包括在所述濾波后限制輸入數(shù)字基帶信號以消除最高有效比特。8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，進一步包括在對輸入數(shù)字基帶信號進行所述濾波之前，對該數(shù)字基帶信號進行上采樣。9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中所述上采樣是以至少4倍于輸入數(shù)字基帶信號的現(xiàn)有采樣速率的速率來進行的。10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中對數(shù)字基帶信號進行的上采樣是在所述首先減少比特數(shù)之后執(zhí)行的。11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中輸入數(shù)字基帶信號具有16比特。12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中數(shù)字基帶信號包括多個具有不同增益因子的信道。13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中所述多個信道包括至少一個數(shù)據(jù)信道和至少一個控制信道。14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中輸入數(shù)字基帶信號符合3GPP標準。15.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述濾波包括有限脈沖響應(yīng)濾波。16.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，進一步包括在數(shù)模轉(zhuǎn)換器中對經(jīng)過處理的數(shù)字基帶信號執(zhí)行數(shù)模轉(zhuǎn)換。17.—種處理用于射頻發(fā)射的輸入數(shù)字基帶信號的集成電路，所述輸入數(shù)字基帶信號具有預(yù)定的比特數(shù)，所述集成電路包括被設(shè)置于用來減少輸入數(shù)字基帶信號的比特數(shù)的第一比特壓縮電路；被設(shè)置于用來對從第一比特壓縮電路輸出的數(shù)字基帶信號進行濾波的濾波電路；被設(shè)置于用來減少從濾波電路輸出的數(shù)字基帶信號的比特數(shù)的第二比特壓縮電路；被設(shè)置于用來對從第二比特壓縮電路輸出的數(shù)字基帶信號進行數(shù)模轉(zhuǎn)換的數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述從第二比特壓縮電路輸出的數(shù)字基帶信號具有少于輸入數(shù)字基帶信號的預(yù)定比特數(shù)的比特數(shù)。18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，其中第一比特壓縮電路被設(shè)置來截斷基帶信號以消除至少一個最低有效比特。19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的集成電路，其中第一比特壓縮電路被設(shè)置來截斷基帶信號以消除兩個最低有效比特。20.根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，其中第二比特壓縮電路被設(shè)置來截斷基帶信號以消除至少一個最低有效比特。21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的集成電路，其中第二比特壓縮電路被設(shè)置來截斷從濾波電路輸出的數(shù)字基帶信號以消除兩個最低有效比特。22.根據(jù)權(quán)利要求20所述的集成電路，其中第二比特壓縮電路被附加地設(shè)置來限制從濾波電路輸出的數(shù)字基帶信號以消除至少一個最高有效比特。23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的集成電路，其中第二比特壓縮電路被附加地設(shè)置來限制從濾波電路輸入的數(shù)字基帶信號以消除最高有效比特。24.根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，進一步包括被設(shè)置于用來在提供給濾波電路之前對數(shù)字基帶信號進行上采樣的上采樣電路。25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的集成電路，其中上采樣電路被設(shè)置來以至少4倍于數(shù)字基帶信號的現(xiàn)有采樣速率的速率執(zhí)行上采樣。26.根據(jù)權(quán)利要求24所述的集成電路，其中上采樣電路被設(shè)置來對從第一比特壓縮電路輸出的數(shù)字基帶信號執(zhí)行上采樣。27.根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，其中預(yù)定的比特數(shù)是16比特。28.根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，其中輸入數(shù)字基帶信號包括多個具有不同增益因子的信道。29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的集成電路，其中所述多個信道包括至少一個數(shù)據(jù)信道和至少一個控制信道。30.根據(jù)權(quán)利要求28所述的集成電路，其中所述輸入數(shù)字基帶信號符合3GPP標準。31.根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，其中濾波電路是有限脈沖響應(yīng)濾波電路。32.—種射頻發(fā)射電路，包括被設(shè)置于用來產(chǎn)生數(shù)字基帶信號的數(shù)字基帶集成電路；和發(fā)射器集成電路，所述發(fā)射器集成電路是根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路，向該發(fā)射器集成電路提供由數(shù)字基帶集成電路產(chǎn)生的數(shù)字基帶信號。33.—種包含根據(jù)權(quán)利要求17所述的集成電路的便攜式電子裝置。全文摘要本發(fā)明涉及發(fā)射器中的比特壓縮。在執(zhí)行數(shù)模轉(zhuǎn)換之前，對用于射頻發(fā)射的數(shù)字基帶信號進行處理。所述數(shù)字基帶信號被濾波。將所述數(shù)字基帶信號的比特數(shù)減少以使得數(shù)模轉(zhuǎn)換器的尺寸最小化。通過在濾波之前執(zhí)行一些比特壓縮，濾波電路的尺寸被減小了，與此同時仍然滿足相關(guān)的性能參數(shù)。文檔編號H04L25/03GK101562586SQ200910133180公開日2009年10月21日申請日期2009年4月15日優(yōu)先權(quán)日2008年4月15日發(fā)明者S·F·格林,S·塔南貝申請人:索尼株式會社