專利名稱：自適應的輸入相關的二階截點的校準的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及射頻接收器，并且更具體地，涉及減小直接轉換接收器中的二階
互調(diào)失真。
背景技術：
射頻(RF)接收器使用低噪聲放大器(LNA)、表面聲波(SAW)濾波器和雙工器的頻率響應，來將遠離該接收器的中心頻率的信號充分衰減以不會破壞期望的信號。如果從接收器的模擬隊列(line-up)移除LNA和SAW濾波器，則會產(chǎn)生可能不利地影響接收器性能的問題。在包括發(fā)射器和接收器的收發(fā)器中，一個這樣的問題是發(fā)射器發(fā)射的信號泄漏入接收器中。在僅具有用于將接收器與發(fā)射器隔離的雙工器的收發(fā)器中，在接收器中處于發(fā)射頻率的信號存在相當小的衰減。沒有SAW濾波器的接收器要求附加的和/或更嚴格的對混頻器的二階截點(Π^)的限制。在混頻器沒有足夠高的ΙΡ2的情況下，二階互調(diào)失真 (IMD2)的存在實質(zhì)性地降低了接收器的靈敏度。IMD2是由所發(fā)射的信號在接收器的混頻器處的不希望的平方而產(chǎn)生的。大部分蜂窩無線收發(fā)器使用直接轉換接收器，這是因為可以獲得高水平的集成。然而，直接轉換接收器需要高的輸入相關的二階截點(ΙΙΡ2)，該輸入相關的二階截點 (ΙΙΡ2)是IMD2產(chǎn)物的功率在功率上等于期望信號的功率的理論輸入水平。當接收器靈敏并且發(fā)射器在最大輸出功率時，發(fā)射器的自阻斷(self-blocking) 效應可以通過混頻器的二階非線性而使得接收器不靈敏。在這樣的接收器中，所發(fā)射的信號經(jīng)由雙工器被衰減大約50dB ；盡管如此，衰減后的發(fā)射信號仍泄漏到前端放大器之前的接收信號路徑。例如，在接收器中，雙工器將收發(fā)器的發(fā)射器發(fā)射的、位于距中心頻率190MHz的、+25dBm(316毫瓦)的強信號僅衰減50dB，從而在前端放大器的輸入處導致-25dBm(3. 16微瓦)的信號。該_25daii的信號產(chǎn)生落于期望信號上的強IMD2產(chǎn)物，從而產(chǎn)生干擾。沒有SAW的直接轉換接收器中的混頻器的IP2可以由于制造過程中和/或溫度改變而變化?；祛l器中的差分信號之間的任何失配導致IP2從最優(yōu)IP2開始下降。失配可以是由于制造過程中的變化或者由于接收器操作期間的溫度改變，或者由于這兩個原因。失配也可以由于直流(DC)偏移、局部振蕩器泄露、或者其它因素而發(fā)生。當混頻器中的差分信號之間存在較大的失配時，可能會出現(xiàn)大約為25dBm的最壞情況IP2。以下示例使用來自已知的3G接收器的測得數(shù)據(jù)的25dBm的最壞情況IP2。IMD2 = Pin-(IP2-(Pin)) = -25-(25-(-25)) = _75dBm = 3. 16 微瓦當發(fā)射信號處于最大功率25dBm時，被稱為跨導放大器(未示出)的輸入的IMD2 為-75daii。按照在第三代合作伙伴項目(3GPP)標準中提出的靈敏度規(guī)范，接收功率譜密度Ior應該為或者低于-106. 7dBm以實現(xiàn)0. 1 %的誤碼率。熱噪聲kTBF在該示例中是大約-99dBm。由于IMD2在期望信號的帶寬上的功率遠大于kTBF，因此靈敏度上升到_82. 7dB， 即在所需靈敏度以上MdB。因此，接收器(特別地包括沒有SAW的直接轉換接收器)應該具有足夠大的IP2，以滿足3GPP標準的規(guī)范。


本發(fā)明是通過示例來說明的并且不受附圖的限制，在附圖中，相同的附圖標記指示相似的元件。圖中的元件是為了簡單和清楚而示出的，并不必然按比例繪制。圖1示出了直接轉換收發(fā)器的諸部分的簡化功能框圖和包括估計器和控制器的 IIP2校準系統(tǒng)的簡化功能框圖；圖2是估計器的功能框圖；圖3是控制器的功能框圖；圖4是示出IIP2校準系統(tǒng)的操作的流程圖；圖5是所接收的信號的實分量的IIP2系數(shù)與I通道數(shù)字模擬轉換器的電壓的關系的圖；圖6是所接收的信號的虛分量的IIP2系數(shù)與Q通道數(shù)字模擬轉換器的電壓的關系的圖；圖7是IIP2系數(shù)與由I通道和Q通道數(shù)字模擬轉換器之一輸出的碼的關系的圖； 以及圖8是步長與IIP2的關系的圖。
具體實施例方式圖1示出了包括發(fā)射器104的一部分和接收器106的一部分的直接轉換收發(fā)器 102的諸部分的簡化功能框圖。發(fā)射器104和接收器106共用雙工器108和天線110。發(fā)射器104包括基準發(fā)射基帶信號，該基準發(fā)射基帶信號包括從發(fā)射器的另一部分(未示出) 輸出的I通道基準信號Iref和Q通道基準信號(^f。I通道基準信號Iref和Q通道基準信號 Qref被饋入相應的數(shù)字模擬(D/A)轉換器120。為了簡化圖示，在圖1中對于D/A轉換器120 以及對于在發(fā)射器104和接收器106的I通道和Q通道信號路徑中成對出現(xiàn)的若干其它部件僅示出了一個示意符號。來自D/A轉換器120的輸出被饋入模擬低通濾波器124。發(fā)射器包括發(fā)射振蕩器126。來自低通濾波器124的處于基帶的輸出在混頻器1 處與來自發(fā)射振蕩器126的輸出相乘。來自混頻器128的輸出被功率放大器130放大。來自功率放大器130的輸出是所發(fā)射的射頻(RF)信號，該射頻信號通過雙工器108被饋入天線110中。接收器106通過雙工器108耦合到天線110。在有限的程度上，雙工器108將接收器106與發(fā)射器104隔離。在示例性實施例中，雙工器108提供大約50dB的隔離。所接收的RF信號被饋入I通道混頻器140和Q通道混頻器141中。所接收的RF信號處于與所發(fā)射的RF頻率不同的頻率。在示例性實施例中，取決于頻帶，所接收的RF信號的頻率和所發(fā)射的RF信號的頻率相隔大約45至180MHz。在示例性實施例中，收發(fā)器102工作在大約 800MHz和大約2GHz之間的一個或更多個頻帶中。在示例性實施例中，收發(fā)器102發(fā)射和接收擴展頻譜調(diào)制后的RF信號，諸如與寬帶碼分多址(WCDMA)協(xié)議兼容的信號。接收器106 包括直接耦合到I通道混頻器140并且經(jīng)由相移器146耦合到Q通道混頻器141的接收振蕩器144，相移器146將去往Q通道混頻器141的信號移動90°。從每個混頻器140和141 輸出的信號處于基帶，并且來自每個混頻器的輸出耦合到相應的模擬低通濾波器148。
除了從期望的接收RF信號下變頻到基帶的期望分量之外，由于混頻器中的非線性，因此I通道混頻器140和Q通道混頻器141輸出的信號也可具有處于其它頻率的分量， 諸如從發(fā)射器104所發(fā)射的RF信號下變頻到基帶并且通過雙工器108泄漏入接收器106 中的不期望的問題分量。除從期望的接收信號下變頻的分量之外的任何處于基帶的分量不利地提高了接收器106的噪聲指數(shù)(noise figure)。一般而言，非線性裝置的輸出ζ (t)可以被表示為如下 z(t) = B1S (t) -B2S2 (t) -B3S3 (t) -B4S4 (t) -B5S5 (t) · · · (I)其中，s(t)是非線性裝置的輸入處的信號，并且％是與該非線性裝置相關聯(lián)的無量綱增益項。如果忽略所有高于二階的非線性，則上式變?yōu)閦(t) = B1S (t)-a2s2 (t)(2)其中，a2s2 (t)表示二階互調(diào)失真產(chǎn)物。I通道混頻器140的輸出yi(t)和Q通道混頻器141的輸出yQ(t)可包括由混頻器中的二階非線性引起的二階互調(diào)失真產(chǎn)物。因此，I通道混頻器140是非線性裝置，并且其輸出yi(t)可以被表示為如下(如果忽略所有高于二階的非線性的話)Y1 (t) = B11S1 (t)-B21S12 (t)(3)作為非線性裝置的實際I通道混頻器141可以被建模為接收與接收振蕩器信號 Coscont相乘的輸入信號IrefCOs txt的理想混頻器。理想混頻器的輸出沒有二階或更高的非線性；因此，理想混頻器的輸出是(IMfCOs txt) (C0S Mt)。該模型還包括將二階互調(diào)失真產(chǎn)物^1S12U)與理想混頻器的輸出相加，以使得實際混頻器的輸出變?yōu)?IMfC0S cotxt) (coscorxt)+a2Is/(t) ο還可以得到，I通道混頻器的二階互調(diào)失真產(chǎn)物為y2I (t) = B21S12 (t) = |x(t)cos(corxt+<j50) I2 = ArefCos ( ω txt+Φ ref) cos(corxt+(K) 2 (4)發(fā)射器104發(fā)射的、可通過雙工器108泄漏入接收器106中的信號x(t)可以被表示為x(t) = IrefCos (ω txt)+QrefSin (ω txt)(5)替選地，其可以被表示χ (t) = ArefCos (ω txt+<tref)(6)在接收器106中的I通道混頻器140處，x(t)與來自接收振蕩器144的信號 οο8(ωΓχ +Φ0)相乘；因此，對于I通道混頻器S1 = χ (t) cos ( ω rxt+ φ 0)(7)將式(5)代入式(7)中之后，得到S1 = (Irefcos (ω txt) +Qrefsin (ω txt)) cos (ω rxt+ Φ 0) (8)執(zhí)行式⑶中指示的乘法，得到下式(9)
IfIfη ·ο fSl(t) = f cosp^-ftOt-D+f cos((ffltt + i n)t + 4)+f sin(( tx + iigt+《。)-f sinft^-fiOt + ^)如果在I通道混頻器140中沒有產(chǎn)生二階互調(diào)失真產(chǎn)物，則混頻器的輸出將為yn (t) = B11S1 (t)(10)然而，可能在I通道混頻器140中產(chǎn)生二階互調(diào)失真產(chǎn)物，在此情況下，混頻器的輸出將包括二階互調(diào)失真產(chǎn)物。僅來自I通道混頻器140的二階互調(diào)失真產(chǎn)物的輸出可以被表示如下y2I (t) = B21S12 (t)(11)將式(9)代入式(11)中得到下式(12)
權利要求
1.一種用于收發(fā)器的接收器的輸入相關的二階截點IIP2校準系統(tǒng)，所述收發(fā)器包括發(fā)射器，所述IIP2校準系統(tǒng)包括估計器，耦合到收發(fā)器的發(fā)射器并且耦合到所述收發(fā)器的接收器，用于計算由于在所述接收器的混頻器中發(fā)生的二階互調(diào)失真而導致的所述接收器中的二階互調(diào)失真的估計， 其中所述估計器使用來自所述發(fā)射器的實時發(fā)射信號作為基準信號；以及控制器，耦合到所述估計器，用于基于所述接收器中的所述二階互調(diào)失真的估計，調(diào)整所述混頻器的IIP2調(diào)諧端口，以減小所述接收器中的二階互調(diào)失真。
2.根據(jù)權利要求1所述的IIP2校準系統(tǒng)，其中，所述估計器從基帶接收信號消除直流， 同時計算所述二階互調(diào)失真的估計。
3.根據(jù)權利要求2所述的IIP2校準系統(tǒng)，包括用于配置所述估計器和所述控制器的狀態(tài)機，所述配置基于所述發(fā)射器的功率輸出和所述接收器的接收信號強度。
4.根據(jù)權利要求3所述的IIP2校準系統(tǒng)，其中，狀態(tài)機基于所述發(fā)射器的發(fā)射功率與所述接收器的檢測到的接收信號強度的比率，設置所述估計器的增益和所述控制器的速率。
5.根據(jù)權利要求4所述的IIP2校準系統(tǒng)，其中，所述控制器使用符號-符號最小均方優(yōu)化算法來估計IIP2系數(shù)。
6.根據(jù)權利要求5所述的IIP2校準系統(tǒng)，其中，所述符號-符號最小均方優(yōu)化算法具有可變步長，所述可變步長取決于IIP2系數(shù)估計的量值。
7.根據(jù)權利要求6所述的IIP2校準系統(tǒng)，其中，所述接收器是直接轉換接收器。
8.根據(jù)權利要求7所述的IIP2校準系統(tǒng)，其中，所述發(fā)射器與所述直接轉換接收器的接收同時地進行發(fā)射。
9.一種射頻收發(fā)器，包括雙工器；耦合到所述雙工器的發(fā)射器；包括混頻器的直接轉換接收器，所述直接轉換接收器耦合到所述雙工器，其中所述接收器接收泄漏的信號，所述泄漏的信號包括泄漏通過所述雙工器的發(fā)射射頻信號；確定所述發(fā)射器的發(fā)射功率輸出的電路；確定所述接收器的接收信號強度指示的電路；確定所述發(fā)射器的基帶和所述接收器的基帶之間的線性增益的電路；以及校準系統(tǒng)，包括耦合到所述發(fā)射器的基帶的電路，該電路確定基帶發(fā)射信號的濾波后的、延遲的、幅度平方的版本，將基帶發(fā)射信號的所述濾波后的、延遲的、幅度平方的版本與所述線性增益相乘以產(chǎn)生第一信號的電路；將所述第一信號與基帶接收信號進行比較的電路，所述基帶接收信號包括從所述泄漏的信號在所述混頻器中產(chǎn)生的二階互調(diào)失真產(chǎn)物，其中進行比較的所述電路使用一個版本的符號-符號最小均方優(yōu)化算法以用于估計IIP2系數(shù)的值，所述IIP2系數(shù)的值與在所述混頻器中產(chǎn)生的所述二階互調(diào)失真產(chǎn)物成比例，以及響應于來自所述優(yōu)化算法的結果產(chǎn)生調(diào)諧電壓的電路，所述調(diào)諧電壓用于對所述混頻器的IIP2端口進行調(diào)諧，以減小發(fā)生在所述混頻器中的二階互調(diào)失真。
10.根據(jù)權利要求9所述的射頻收發(fā)器，其中，所述發(fā)射器與所述直接轉換接收器的接收同時地進行發(fā)射。
11.根據(jù)權利要求10所述的射頻收發(fā)器，其中，所述校準系統(tǒng)包括對所述基帶接收信號中的任何直流偏移進行補償?shù)碾娐?，同時所述校準系統(tǒng)將所述第一信號與基帶接收信號進行比較，以減小由于所述直流偏移的存在而導致的所述估計的劣化。
12.根據(jù)權利要求11所述的射頻收發(fā)器，其中，進行補償?shù)乃鲭娐肥褂梅?符號最小均方優(yōu)化算法來估計所述IIP2系數(shù)。
13.根據(jù)權利要求12所述的射頻收發(fā)器，其中，所述符號-符號最小均方優(yōu)化算法具有可變步長，所述可變步長取決于ΠΡ2系數(shù)估計的量值。
14.根據(jù)權利要求10所述的射頻收發(fā)器，其中，所述校準系統(tǒng)包括如下的電路所述電路僅對所述基帶接收信號中的特定直流偏移類型進行補償，同時將所述第一信號與基帶接收信號進行比較以減小由于所述直流偏移的存在而導致的所述估計的劣化，所述特定直流偏移類型是由除所述混頻器中的二階互調(diào)失真之外的效應引起的直流偏移類型。
15.根據(jù)權利要求10所述的射頻收發(fā)器，其中，所述射頻收發(fā)器以集成電路來實現(xiàn)。
16.一種對收發(fā)器的接收器中的混頻器的輸入相關的二階截點IIP2進行調(diào)諧的方法， 所述收發(fā)器包括發(fā)射器，所述方法包括以下步驟確定所述發(fā)射器的功率輸出是否大于預定功率輸出水平F ；確定所述接收器的接收信號強度指示是否小于預定的接收信號強度指示水平H ；提供IIP2估計器的增益和IIP2控制器的更新速率的值；使用所述IIP2估計器的所述增益，執(zhí)行用于估計IIP2系數(shù)的估計值的優(yōu)化算法，所述 IIP2系數(shù)的估計值與所述混頻器中發(fā)生的二階互調(diào)失真成比例；使用所述IIP2控制器的所述更新速率和所述IIP2系數(shù)的所述估計值，執(zhí)行用于改變所述混頻器的調(diào)諧電壓的優(yōu)化算法；等待一段時期以等待所述發(fā)射器的所述功率輸出水平和所述接收器的接收信號強度指示中的一個或兩者發(fā)生改變；在等待所述時期之后，確定所述IIP2估計器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率中的一個或兩者是否發(fā)生了改變；基于所述接收信號強度指示和所述功率輸出水平中的一個或兩者的改變，確定是否需要所述IIP2估計器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率中的一個或兩者的改變；以及如果需要任何這樣的改變，則基于存儲在查找表中的信息，在所述IIP2估計器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率中的一個或兩者中進行改變。
17.根據(jù)權利要求16所述的方法，其中，執(zhí)行用于估計所述IIP2系數(shù)的估計值的優(yōu)化算法的步驟包括如下的步驟對所述接收器中的直流偏移進行補償，從而減小由于所述直流偏移的存在而導致的所述估計的劣化。
18.根據(jù)權利要求17所述的方法，其中，所述IIP2估計器的所述增益和所述IIP2控制器的所述更新速率的值是基于所述發(fā)射器的所述功率輸出和所述接收器的所述接收器信號強度指示而從相應的查找表得到的。
19.根據(jù)權利要求16所述的方法，其中，所述優(yōu)化算法是符號-符號最小均方優(yōu)化算法。
20.根據(jù)權利要求19所述的方法，其中，所述符號-符號最小均方優(yōu)化算法具有可變步長，所述可變步長取決于IIP2系數(shù)估計的量值。
全文摘要
一種射頻收發(fā)器(102)，其包括發(fā)射器(104)、雙工器(108)以及包括混頻器(140和141)的直接轉換接收器(106)。耦合到收發(fā)器的IIP2校準系統(tǒng)(170)包括IIP2系數(shù)估計器(171)，用于計算二階失真互調(diào)失真的估計；和IIP2控制器(174)，用于對接收器中的混頻器的IIP2調(diào)諧端口進行調(diào)整，以使得可能由接收器接收泄漏過雙工器的發(fā)射RF信號引起的接收器中的二階失真互調(diào)失真最小化。
文檔編號H04B1/40GK102217202SQ200980144991
公開日2011年10月12日 申請日期2009年9月15日 優(yōu)先權日2008年10月9日
發(fā)明者C·L·索布查克, P·帕拉特 申請人:飛思卡爾半導體公司