專利名稱：一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的mpsk窄帶干擾抑制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法，屬于通信抗干擾技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)(簡稱直擴(kuò)系統(tǒng))具有抗干擾能力強(qiáng)、信息信號(hào)隱蔽、便于加 密、任意選址以及易于組網(wǎng)等獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)，因此直擴(kuò)技術(shù)目前在通信設(shè)備中被廣泛應(yīng)用，如目 前所采用的CDMA通信系統(tǒng)、GPS導(dǎo)航系統(tǒng)等都是直擴(kuò)系統(tǒng)。擴(kuò)頻系統(tǒng)由于其自身的編碼增 益和處理增益，具有一定的抗干擾能力，但是發(fā)射機(jī)/接收機(jī)的復(fù)雜性以及可供利用的帶 寬限定了處理增益的上限，因而在遭受超出干擾容限的強(qiáng)干擾時(shí)，擴(kuò)頻系統(tǒng)性能會(huì)嚴(yán)重惡 化，使得通信質(zhì)量得不到保證。MPSK(M-ary Phase Shift Keying)即M進(jìn)制相移鍵控調(diào)制，是一種典型的數(shù)字調(diào) 制方式，它是利用載波的多種不同相位狀態(tài)來表征數(shù)字信息的調(diào)制方式。例如BPSK(二相 相移鍵控)、QPSK(即4PSK，四相相移鍵控調(diào)制)等都是MPSK。MPSK窄帶干擾很容易產(chǎn)生， 是一種常見的干擾信號(hào)，當(dāng)干擾信號(hào)功率較大而且其主瓣或旁瓣進(jìn)入通信信號(hào)帶寬時(shí)，對(duì) 直擴(kuò)系統(tǒng)的性能惡化明顯。對(duì)MPSK窄帶干擾抑制常用的處理方法一般有兩大類一是利用模擬處理，對(duì)干擾 信號(hào)頻率進(jìn)行估計(jì)，在于擾信號(hào)頻率處設(shè)置一個(gè)陷波器，對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行抑制，實(shí)際中常用 聲表面類的技術(shù)實(shí)現(xiàn)，需要額外增加專門的抗干擾設(shè)備，實(shí)現(xiàn)起來成本高。二是利用數(shù)字信 號(hào)處理的辦法在頻域?yàn)V波實(shí)現(xiàn)干擾抑制，然后將信號(hào)還原到時(shí)域。利用數(shù)字信號(hào)處理的辦 法不需要加額外的裝置，并且有更靈活的處理辦法。專利“擴(kuò)頻系統(tǒng)中通過加窗處理消除窄帶干擾的方法和裝置”(專利號(hào)為 ZL200580047600. 2)所提出的擴(kuò)頻系統(tǒng)中通過加窗處理消除窄帶干擾的方法和裝置是利 用頻域去干擾的辦法去掉窄帶干擾，雖有一定的效果，但是在干擾信號(hào)旁瓣泄露嚴(yán)重的情 況下抑制效果并不理想，例如對(duì)MPSK這種特殊的窄帶干擾，只通過頻域去干擾的方法所能 得到的效果不佳，因?yàn)镸PSK窄帶干擾信號(hào)頻譜的旁瓣較高，并且旁瓣頻譜分布的頻段比較 寬，一般采用頻域干擾抑制只能去掉干擾信號(hào)的主瓣頻譜，而對(duì)旁瓣頻譜無能為力，故抑制 效果不理想；若利用模擬處理的方法，同樣不能濾掉MPSK窄帶干擾信號(hào)頻譜的大量旁瓣。 故只采用一般的濾波的方法難以減輕或消除MPSK窄帶干擾信號(hào)旁瓣對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)通信性能 的影響。

發(fā)明內(nèi)容
在直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)中，為了解決傳統(tǒng)方法難以完全抑制MPSK等旁瓣較大的窄 帶干擾信號(hào)，使得誤碼率高，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降的問題，本發(fā)明提出了一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的 MPSK窄帶干擾抑制方法，采用頻域抑制和時(shí)域抑制相結(jié)合的方法對(duì)MPSK窄帶干擾進(jìn)行有 效抑制，即首先在頻域抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)主瓣能量，然后在時(shí)域抑制其旁瓣能量，以降低誤碼率，保障直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的可靠通信。本發(fā)明首先利用直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)通信信號(hào)在傅立葉域的噪聲特性和MPSK窄帶 干擾信號(hào)在傅立葉域的能量聚集特性之間的差異，有效分離MPSK窄帶干擾信號(hào)和有用通 信信號(hào)；其次，利用分段重疊加窗的辦法，減小通信信號(hào)經(jīng)快速傅里葉變換后的頻譜泄漏， 盡量抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)的主瓣；最后，利用MPSK窄帶干擾旁瓣頻譜在時(shí)域表現(xiàn)為脈 沖形式的這一特點(diǎn)，通過在時(shí)域選擇合適的門限，抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)的旁瓣，從而將 MPSK窄帶干擾抑制得更加干凈，以達(dá)到較好的誤碼率性能，保障直擴(kuò)系統(tǒng)的可靠通信。本發(fā)明一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法，具體實(shí)現(xiàn)步驟為步驟1，將時(shí)域中長度為N、含有MPSK窄帶干擾的通信信號(hào)f(x)分為k段，每段長 度為 M，各段數(shù)據(jù)記為 If1(X)^2(X), ...，fk(X)}，kM = N;步驟2，超前Μ/4處理在步驟1中的通信信號(hào)f(x)前補(bǔ)長度為Μ/4的數(shù)據(jù)0，去 除通信信號(hào)f(X)最后Μ/4個(gè)數(shù)據(jù)，形成新的數(shù)據(jù)a (X)，a (χ)長度仍為N，將其分為k段，每 段長度為M，各段數(shù)據(jù)記為{ai(X)，a2(X)，…，ak(x)}；步驟3，滯后M/4處理去除步驟1中的通信信號(hào)f (χ)前面Μ/4個(gè)數(shù)據(jù)，在通信信 號(hào)f(x)后補(bǔ)長度為Μ/4的數(shù)據(jù)0，形成新的數(shù)據(jù)b(x)，b(x)長度仍為N，將其分為k段，每 段長度為M，各段數(shù)據(jù)記為Ib1Uhb2(X),…，bk(x)}；步驟4，將步驟2、步驟3得到的2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段Ia1 (χ)，a2 (χ)，…，ak (χ)}、Ib1 (χ)， b2(x)，…，bk(x)}分別乘以窗函數(shù)w(n)，然后做快速傅里葉變換，得到頻域的數(shù)據(jù){Α“ω)， A2(ω), ...，Α“ω)}、^1(GJ)jB2(CO), ...，Bk(co)};步驟5，將步驟4得到的2k個(gè)頻域數(shù)據(jù)段(A1 (ω)，A2 (ω )，…，Ak (ω)}、(B1 (ω)， Β2(ω)，…，Bk( )}分別求模值，計(jì)算每個(gè)頻域數(shù)據(jù)段的自適應(yīng)門限T = Κ· θ (其中T為 門限值，θ為每個(gè)數(shù)據(jù)段在頻域的均值，K為調(diào)節(jié)因子)，將頻域數(shù)據(jù)段中模值超過門限T 的頻域數(shù)據(jù)置為0，從而抑制干擾信號(hào)的主瓣；步驟6，將步驟5得到的經(jīng)過門限處理后的2k個(gè)頻域數(shù)據(jù)段做傅立葉逆變換，得到 時(shí)域數(shù)據(jù)段{a' !(ω)^' 2(ω)，-,a' k( )}、{b' ^ω)^' 2(ω)，…丄‘k( )}；步驟7，將步驟6得到的2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段Ia' “ω)』' 2(ω), ...，a' “ω)}、 {b' !(ω), b' 2(ω)，…，b' k( )}進(jìn)行去重疊處理，首先將2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段排列為 Ia' ,(ω), b' !(ω), a' 2(ω), b' 2(ω)，…，a' k(co)，b' k ( ω )}，每個(gè)數(shù)據(jù)段長度 為M, 2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段總長度為2kM = 2N ；再去除每個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段的前M/4和后M/4個(gè)數(shù) 據(jù)，得到新的 2k 個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段{a〃 ^ω)^" a" 2( ),b" 2(ω)，a" k( ), b" k( )}，記為信號(hào)f' (χ)，每個(gè)新的時(shí)域數(shù)據(jù)段長度變?yōu)镸/2，2k個(gè)新的時(shí)域數(shù)據(jù)段總 長度為kM = N，信號(hào)f ‘ (χ)與處理前f (χ)信號(hào)的長度一致；步驟8，時(shí)域處理取步驟7所得到信號(hào)f' (x)的幅度均值的P倍作為時(shí)域脈沖 干擾抑制的門限G，將大于門限G的時(shí)域數(shù)據(jù)置零；其中P可以根據(jù)脈沖干擾的強(qiáng)弱進(jìn)行調(diào) 整，典型取值為4 ；如果為了簡化處理，并且在接收信號(hào)Eb/ΝΟ彡10db(l比特的信號(hào)能量比 噪聲功率譜密度大于等于IOdb)的情況下，不采用時(shí)域置零的方法，而采用Ibit量化的方 法，即保證數(shù)據(jù)符號(hào)不變，正數(shù)用1表示，負(fù)數(shù)用-1表示，若數(shù)據(jù)是零，那仍然用零表示，如 果接收信號(hào)的信噪比低，即Eb/ΝΟ彡10db，則還是利用時(shí)域取門限置零的方法比較合適。本發(fā)明的理論依據(jù)和導(dǎo)出過程如下
(1)通信信號(hào)在頻域的加窗特性對(duì)通信信號(hào)進(jìn)行采樣，取有限個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行傅立葉變換，信號(hào)截?cái)嗟倪^程等價(jià)于將 信號(hào)乘以矩形窗函數(shù)。信號(hào)加窗是不可避免的，信號(hào)與窗函數(shù)相乘意味著總的變換是所期 望的變換與窗函數(shù)變換的卷積，如果信號(hào)的真正功率集中在一個(gè)頻帶內(nèi)，此卷積運(yùn)算將把 這個(gè)窄帶功率擴(kuò)展到臨近的范圍，造成頻譜泄露。泄露效應(yīng)是離散傅立葉變換所固有的，可 以采用窗函數(shù)加權(quán)技術(shù)，通過選擇合適的窗函數(shù)使被加權(quán)信號(hào)在邊緣比矩形窗函數(shù)圓滑而 減小了陡峭邊緣所引起的旁瓣分量，達(dá)到抑制頻譜泄露的目的。
以矩形窗為例，其第一旁瓣只比主瓣低13. 46dB,即旁瓣抑制度只有13. 46dB，對(duì) 于比有用信號(hào)大幾十分貝的干擾來說，它的旁瓣也比信號(hào)大很多，在進(jìn)行干擾抑制時(shí)，就造 成干擾消除的不徹底，或者是增大了消除的帶寬范圍，因而加重了對(duì)有用信號(hào)的損傷。為了 減小干擾的頻譜泄露，必須采用旁瓣比較低的窗函數(shù)。但在旁瓣降低的同時(shí)，主瓣迅速變 寬，因此需要選擇合適的窗函數(shù)。表1是各種窗函數(shù)的參數(shù)比較，根據(jù)直擴(kuò)系統(tǒng)和MPSK干 擾的特點(diǎn)，本發(fā)明選用布萊克曼窗作為信號(hào)加權(quán)窗函數(shù)。表1各種窗函數(shù) (2)分段重疊處理原理對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行加窗減小了邊緣數(shù)據(jù)的不連續(xù)影響，但是加窗截?cái)嗪髸?huì)在一定程 度上扭曲信號(hào)，造成了信噪比損失。為了減小這種扭曲，可以采用重疊處理技術(shù)。采用兩路信號(hào)處理通道，第一路首先 在原始信號(hào)前添加Μ/4個(gè)零，第二路的輸入為原始信號(hào)Μ/4點(diǎn)的延遲信號(hào)，兩路進(jìn)行變換處 理之后，把前后各Μ/4的樣點(diǎn)拋棄，保留中間Μ/2樣點(diǎn)，然后將兩路信號(hào)合成。這樣做的目 的在于去掉由于加窗而扭曲較大的信號(hào)分量，保留損失很小的信號(hào)，當(dāng)兩路合成一路時(shí)，對(duì) 整個(gè)信號(hào)的扭曲就較小了。在頻域的干擾抑制中，采用閾值檢測(cè)方法，因?yàn)閿U(kuò)頻信號(hào)加上高斯噪聲的頻譜較 為平坦，而MPSK干擾具有聚集特性，所以根據(jù)具體情況設(shè)定一個(gè)合理的閾值，對(duì)超過閾值 的數(shù)據(jù)點(diǎn)進(jìn)行置零，該方法簡單易行，適用于要求快速消除干擾影響的的場(chǎng)合。顯然，閾值 選取的合適與否是該算法的關(guān)鍵。對(duì)此，設(shè)置門限為T = Κ· Θ，其中θ是接收信號(hào)在頻 域的均值，K為隨θ變化自適應(yīng)選擇的量化因子，根據(jù)性能需求選好相應(yīng)的K就可以算出 干擾消除門限，完成對(duì)干擾的消除。(3) MPSK窄帶干擾時(shí)域抑制原理首先以BPSK干擾為例說明時(shí)域抑制原理，由于頻域干擾抑制可以認(rèn)為是將超過門限的信號(hào)頻譜置零，而超過門限部分頻譜基本集中在干擾信號(hào)頻譜主瓣內(nèi)，可以認(rèn)為是 將一個(gè)頻域矩形窗內(nèi)的干擾信號(hào)頻譜置零，這個(gè)矩形窗所對(duì)應(yīng)的時(shí)域沖擊響應(yīng)為h (η)，為s inc函數(shù)，圖1中b圖畫出了 h(η)的主瓣部分。Pjs (n) = S(n)- S(n) Θ h(n)S(η)是窄帶MPSK干擾的基帶信號(hào)，如圖1中a圖所示。風(fēng)… /^)表示S(n)與 h(n)卷積，如圖1中c圖所示。如圖1中d圖所示經(jīng)過頻域抑制之后，變換到時(shí)域所剩下的 沒有抑制完的干擾(η)，也就是圖1中a圖減c圖出來的結(jié)果。由上述推到過程可以看出經(jīng)過頻域干擾抑制，信號(hào)變回時(shí)域之后在干擾信號(hào)的 符號(hào)跳變點(diǎn)出現(xiàn)了類似于脈沖形狀的干擾，如圖1中d圖所示，這些脈沖干擾是由于干擾信 號(hào)大量旁瓣沒有被抑制掉所造成的。從物理概念上來講，只要出現(xiàn)相位不連續(xù)，在頻域都會(huì) 出現(xiàn)大量的副瓣，而頻域無法將這些副瓣抑制干凈，所以信號(hào)回到時(shí)域會(huì)在相位跳變點(diǎn)出 現(xiàn)類似與脈沖的干擾，干擾越強(qiáng)，相位跳變?cè)酱?，這些脈沖干擾就會(huì)越強(qiáng)，而MPSK信號(hào)一般 是相位不連續(xù)的信號(hào)，必定在時(shí)域會(huì)產(chǎn)生不少脈沖干擾。所以如果將這些脈沖干擾置零，即 消除脈沖干擾，就可以抑制掉干擾信號(hào)的旁瓣，那么會(huì)提高直擴(kuò)通信系統(tǒng)的抗干擾性能。(4)時(shí)域脈沖干擾抑制門限的選取方法在沒有干擾的情況下，時(shí)域信號(hào)服從高斯分布，那么信號(hào)的幅度α服從瑞利分 布 其中α >0，瑞利分布的均值積累分布函數(shù)為l-exp(-x2/2a2)故當(dāng)設(shè)置門限為X，那么α超過門限χ的概率為exp(-x2/2a2)所以如果用幅度的均值乘以系數(shù)P作為門限G，那么χ超過門限G的概率為門限G 1倍的均值2倍的均值3倍的均值4倍的均值 超過門限 Wexp(I) exp (- π ) exp(-—) exp (_4 π )概率=0. 4559 = 0. 0432 = 8. 5e_004 = 3. 5e_006由于時(shí)域的門限設(shè)置和信號(hào)的SNR (信噪比)密切相關(guān)，對(duì)應(yīng)不同信噪比所選取的 門限就不一樣，經(jīng)過大量的仿真，當(dāng)門限設(shè)置為信號(hào)幅度的均值的P倍時(shí)，基本不會(huì)將有用 信號(hào)置零，實(shí)際中可以結(jié)合當(dāng)時(shí)的實(shí)際其情況適當(dāng)?shù)倪x取P的大小。其中P可以調(diào)整，根 據(jù)脈沖干擾的強(qiáng)弱，選擇合適P，P取4是一個(gè)典型值。若存在較強(qiáng)的MPSK干擾時(shí)，由于頻 域抑制之后會(huì)出現(xiàn)類似脈沖的干擾，這樣會(huì)抬高門限，因此取4倍信號(hào)幅度的均值時(shí)這個(gè) 門限基本會(huì)比沒有受到脈沖干擾影響位置的有用信號(hào)幅度大得多，因此有用信號(hào)不會(huì)有損 失，同時(shí)這個(gè)門限比大多數(shù)的脈沖干擾信號(hào)低得多，即因此可以抑制大部分的脈沖干擾。
針對(duì)干擾信號(hào)中未抑制徹底的副瓣能量在時(shí)域造成的影響，本文還提出了一種簡化的處理辦法。采用Ibit量化技術(shù)，即信號(hào)幅度大于0時(shí)用1表示，小于0時(shí)用-1表示。 該方法的目的是盡量消除時(shí)域幅度較大的脈沖干擾對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)自相關(guān)特性的影響，采用了 一種類似平均化處理的辦法。Ibit量化處理的方法可以明顯提高信噪比，并且大大降低了 后續(xù)處理的運(yùn)算量。同時(shí)，需要指出的是，Ibit量化處理會(huì)帶來大概2dB左右的信噪比損 失，在實(shí)際系統(tǒng)中對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)的捕獲處理影響不大，這也是很多商用GPS采用Ibit量化的 原因?？蓞⒖嘉墨I(xiàn)《量化對(duì)GPS接收機(jī)捕獲性能的影響》(作者是孫進(jìn)芳等)可知對(duì)于GPS 接收系統(tǒng)，SNR(信號(hào)功率比噪聲功率)大于_20dB時(shí)，基本上不會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生大的影響， 換算成Eb/N0 = 10db(l比特的信號(hào)能量比噪聲功率譜密度)，所以只要直擴(kuò)系統(tǒng)接收Eb/ NO ^ 10db，本系統(tǒng)就可以采用Ibit量化處理時(shí)域脈沖干擾。有益效果本發(fā)明提出的一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法技術(shù)，相比于現(xiàn)有技 術(shù)其優(yōu)點(diǎn)在于(1)提出聯(lián)合頻域和時(shí)域干擾抑制相結(jié)合的方法抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)，可以較 好地抑制MPSK窄帶干擾主瓣和旁瓣，在不增加信號(hào)發(fā)射功率前提下有效提高直擴(kuò)系統(tǒng)抗 MPSK干擾性能。(2)利用了直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)通信信號(hào)在頻域的噪聲特性和干擾干擾信號(hào)的能量 聚焦特性之間的差異，并使用重疊加窗的辦法減輕頻譜泄露，在頻域充分抑制MPSK窄帶干
擾信號(hào)的主瓣。(3)提出了在時(shí)域抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)旁瓣的方法，MPSK窄帶干擾信號(hào)大量旁 瓣在頻域無法抑制，所以在于擾抑制之后在時(shí)域會(huì)出現(xiàn)大量類似于脈沖的干擾，本發(fā)明提 出了抑制這些脈沖干擾的有效方法，從而抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)的旁瓣。(4)提出的方法能并行操作，可將通信信號(hào)分兩路同時(shí)操作，有利于流水實(shí)現(xiàn)，適 合硬件平臺(tái)的快速實(shí)現(xiàn)。因?yàn)榉侄沃丿B分成的兩路信號(hào)，其處理方法一致，所以適合硬件流 水作業(yè)。(5)本發(fā)明方法計(jì)算復(fù)雜度低，易于系統(tǒng)實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)。


圖l-(a)是窄帶BPSK干擾基帶信號(hào)，(b)是矩形窗所對(duì)應(yīng)的時(shí)域沖擊響函數(shù)的主 瓣，即sine函數(shù)的主瓣，(c)是窄帶BPSK干擾基帶信號(hào)與sine函數(shù)的卷積，(d)是圖(a) 減圖(c)的結(jié)果；圖2-本發(fā)明聯(lián)合頻域和時(shí)域干擾抑制原理框圖；圖3-本發(fā)明聯(lián)合頻域和時(shí)域干擾抑制具體實(shí)現(xiàn)框圖；圖4-具體實(shí)施例情況一中直擴(kuò)信號(hào)疊加BPSK干擾的頻譜；圖5-具體實(shí)施例情況一中所述頻域抑制之后信號(hào)頻譜；圖6-具體實(shí)施例情況一中所述頻域抑制之后的信號(hào)時(shí)域波形；圖7-具體實(shí)施例情況一中所述干擾信號(hào)時(shí)域波形；圖8-具體實(shí)施例情況一中所述去掉脈沖干擾后信號(hào)的頻譜；圖9-具體實(shí)施例情況二中所述頻域抑制之后信號(hào)頻譜；
圖10-具體實(shí)施例情況二中所述頻域抑制之后的信號(hào)時(shí)域波形；圖11-具體實(shí)施例情況二中所述干擾信號(hào)時(shí)域波形；圖12-具體實(shí)施例情況二中所述去掉脈沖干擾后信號(hào)的頻譜； 圖13-具體實(shí)施例情況一中所述聯(lián)合頻域時(shí)域干擾抑制得的到的誤碼率曲線比較。
具體實(shí)施例方式根據(jù)前面“發(fā)明內(nèi)容”部分中的論述，下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明方法做 進(jìn)一步詳細(xì)說明，以更好地說明本發(fā)明的目的和優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明提出一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法，其原理框圖見圖2和圖 3，具體實(shí)施例如下假設(shè)主瓣帶寬為16KHZ的BPSK干擾疊加在帶寬為1. 25MHZ的直擴(kuò)通信信號(hào)f (χ) 上，JSR(干擾信功率比有用信號(hào)功率)=45db，Eb/N0 = 10db，擴(kuò)頻碼長2048，擴(kuò)頻倍數(shù)為 2048。Sf(X)為混合有1個(gè)BPSK干擾的直擴(kuò)通信信號(hào)，長度N為2048點(diǎn)。按照本發(fā)明內(nèi)容所述，通過如下步驟實(shí)現(xiàn)直擴(kuò)系統(tǒng)的BPSK窄帶干擾抑制步驟1，將長度為2048的通信信號(hào)f (χ)分為4段，每段長度M為512，各段數(shù)據(jù)記 為If1 (x),f2(x),…，f4(x)}，存放在FPGA (現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列)的RAM(隨機(jī)存取存儲(chǔ)器) 內(nèi)；步驟2，在步驟1中的通信信號(hào)f (χ)前補(bǔ)長度為M/4 = 128的數(shù)據(jù)0，去除f (χ) 信號(hào)最后128個(gè)數(shù)據(jù)，形成新的數(shù)據(jù)a (χ)，a (χ)信號(hào)長度仍為2048，分為4段，每段長度為 512，各段數(shù)據(jù)記為(x),a2(x),…，a4(x)}； 步驟3，去除步驟1中的通信信號(hào)f (χ)前面128個(gè)數(shù)據(jù)，在通信信號(hào)f (χ)后補(bǔ)長度 為128個(gè)數(shù)據(jù)0，形成新的數(shù)據(jù)b (χ)，b (χ)信號(hào)長度仍為2048，分為4段，每段長度為512， 各段數(shù)據(jù)記為Ib1(X)^2(X),…，b4(x)};步驟4，將步驟2、步驟3得到的8個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段Ia1 (χ)，a2 (χ)，…，a4 (χ)}、Ib1 (χ)， b2(x),…，b4(x)}分別乘布萊克曼窗函數(shù)w (η)，調(diào)用FPGA內(nèi)的IP核做快速傅立葉變換得 到頻域數(shù)據(jù)隊(duì)(《)，4( )，…，Α4(ω)}、{BjcohBjco)，…，Β4(ω)};步驟5，對(duì)步驟4得到的8個(gè)頻域數(shù)據(jù)段{、(《)，A2 (ω)，…，Α4(ω)}、{Β^ω), Β2(ω)，…，Β4(ω)}，分別求模值，計(jì)算每個(gè)頻域數(shù)據(jù)段的自適應(yīng)門限T = Κ· θ (其中T為 門限值，θ為均值，K為調(diào)節(jié)因子)，將頻域數(shù)據(jù)段中超過門限的數(shù)據(jù)置為零，抑制BPSK的 主瓣干擾信號(hào)；步驟6，將步驟5中過門限處理后的8個(gè)數(shù)據(jù)段進(jìn)行傅立葉逆變換得到時(shí)域數(shù)據(jù)
Ia'2(ω)，…，a' 4(co)}、{b' ^ω)^' 2(ω)，...，b' 4(ω)}；步驟7，對(duì)步驟6得到的8個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段Ia' ^ω), a' 2(ω)，…，a' 4(ω)}、 {b' i( )，b' 2( ),...,b' 4(ω)}進(jìn)行去重疊處理，首先將8個(gè)數(shù)據(jù)段排列為Ia' !(ω), b' !(ω), a' 2(ω), b' 2(ω)，…，a' 4(ω), b' 4 (ω)}，每個(gè)數(shù)據(jù)段長度為 512，8 個(gè) 數(shù)據(jù)段總長度為4096 ；再去除每個(gè)數(shù)據(jù)段的前128和后128個(gè)數(shù)據(jù)，得到新的8個(gè)數(shù)據(jù)段 {a" “cohb" “ω)，^ 2(co)，b" 2(ω)，...，a" 4(co)，b" 4(ω)}，記為 f' (χ)，每個(gè) 數(shù)據(jù)段長度變?yōu)?56，8個(gè)數(shù)據(jù)段總長度為2048，f ‘ (χ)與處理前f (χ)信號(hào)的長度一致；
步驟8，將步驟7得到的信號(hào)取幅度均值的4倍時(shí)(這個(gè)系數(shù)可以適當(dāng)調(diào)整)作為 時(shí)域脈沖干擾抑制的門限G，將大于門限G的數(shù)據(jù)置零。BPSK干擾信號(hào)加在直擴(kuò)通信信號(hào)上一般有兩種情況情況一 BPSK干擾信號(hào)中心頻率剛好與直擴(kuò)通信信號(hào)中心頻率對(duì)齊。直擴(kuò)信號(hào)疊加BPSK干擾的頻譜如圖4所示。經(jīng)頻域抑制之后的頻譜圖如圖5所 示，可見大部分旁瓣沒有被濾掉。經(jīng)頻域抑制之后的信號(hào)時(shí)域波形如圖6所示。對(duì)應(yīng)的干 擾信號(hào)時(shí)域波形如圖7所示，可見圖6中脈沖干擾出現(xiàn)在圖7中相位跳變點(diǎn)的位置。通過 本發(fā)明的方法在時(shí)域中去掉脈沖干擾后，信號(hào)的頻譜如圖8所示可見抑制掉了干擾信號(hào)的 大部分旁瓣頻譜。情況二 若BPSK干擾信號(hào)中心頻率和直擴(kuò)通信信號(hào)中心頻率有一定頻偏，設(shè)頻偏 為 16kHZ。經(jīng)頻域抑制之后的信號(hào)頻譜圖如圖9所示，可見大部分旁瓣沒有被濾掉。信號(hào)在 頻域抑制后變換到時(shí)域的波形如圖10所示，對(duì)應(yīng)的干擾信號(hào)時(shí)域波形如圖11所示，可見圖 10中的脈沖出現(xiàn)在圖11中相位跳變點(diǎn)處出現(xiàn)。通過本發(fā)明的方法在時(shí)域中去掉脈沖干擾 后，信號(hào)的頻譜圖如圖12所示，可見抑制掉了干擾信號(hào)的大部分旁瓣頻譜。從圖5和圖9可見頻域干擾抑制去掉了干擾的主瓣內(nèi)的大部分頻譜，而干擾信號(hào) 大量的旁瓣(即干擾信號(hào)的高頻部分)沒有抑制掉，將頻域抑制后的信號(hào)變換到時(shí)域時(shí)，在 長度為2048的擴(kuò)頻碼的一個(gè)周期內(nèi)出現(xiàn)了多個(gè)類似于脈沖的干擾，而這些脈沖剛好對(duì)應(yīng) 于干擾信號(hào)的相位跳變點(diǎn)，所以時(shí)域取門限將這些脈沖干擾致零，會(huì)大大減小干擾信號(hào)的 功率，提高直擴(kuò)系統(tǒng)的抗干擾性能。圖13為情況一中BPSK干擾信號(hào)中心頻率剛好與直擴(kuò)通信信號(hào)中心頻率對(duì)齊，干 擾主瓣帶寬為16kHZ，按照上述過程所得的到的誤碼率曲線，可見在干擾比較弱的情況下， 采用頻域和時(shí)域的聯(lián)合干擾抑制方法與單一的頻域干擾抑制性能相差不大；但在干擾越 強(qiáng)的狀態(tài)下，采用頻域和時(shí)域的聯(lián)合干擾抑制方法比單一的頻域干擾抑制性能有顯著的提高。以上的具體實(shí)施方式
描述，對(duì)發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施例而已，并不用于限定本發(fā)明的保 護(hù)范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本 發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法，其特征在于是通過以下步驟實(shí)現(xiàn)的步驟1，將時(shí)域中長度為N，含有MPSK窄帶干擾的通信信號(hào)f(x)分為k段，每段長度為M，各段數(shù)據(jù)記為{f1(x)，f2(x)，...，fk(x)}，kM＝N；步驟2，超前M/4處理在步驟1中的通信信號(hào)f(x)前補(bǔ)長度為M/4的數(shù)據(jù)0，去除通信信號(hào)f(x)最后M/4個(gè)數(shù)據(jù)，形成新的數(shù)據(jù)a(x)，a(x)長度仍為N，將其分為k段，每段長度為M，各段數(shù)據(jù)記為{a1(x)，a2(x)，...，ak(x)}；步驟3，滯后M/4處理去除步驟1中的通信信號(hào)f(x)前面M/4個(gè)數(shù)據(jù)，在通信信號(hào)f(x)后補(bǔ)長度為M/4的數(shù)據(jù)0，形成新的數(shù)據(jù)b(x)，b(x)長度仍為N，將其分為k段，每段長度為M，各段數(shù)據(jù)記為{b1(x)，b2(x)，...，bk(x)}；步驟4，將步驟2、步驟3得到的2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段{a1(x)，a2(x)，...，ak(x)}、{b1(x)，b2(x)，...，bk(x)}分別乘以窗函數(shù)w(n)，然后做快速傅里葉變換，得到頻域的數(shù)據(jù){A1(ω)，A2(ω)，...，Ak(ω)}、{B1(ω)，B2(ω)，...，Bk(ω)}；步驟5，將步驟4得到的2k個(gè)頻域數(shù)據(jù)段{A1(ω)，A2(ω)，...，Ak(ω)}、{B1(ω)，B2(ω)，...，Bk(ω)}分別求模值，計(jì)算每個(gè)頻域數(shù)據(jù)段的自適應(yīng)門限T＝K·θ(其中T為門限值，θ為每個(gè)數(shù)據(jù)段在頻域的均值，K為調(diào)節(jié)因子)，將頻域數(shù)據(jù)段中模值超過門限T的頻域數(shù)據(jù)置為0，從而抑制干擾信號(hào)的主瓣；步驟6，將步驟5得到的經(jīng)過門限處理后的2k個(gè)頻域數(shù)據(jù)段做傅立葉逆變換，得到時(shí)域數(shù)據(jù)段{a′1(ω)，a′2(ω)，...，a′k(ω)}、{b′1(ω)，b′2(ω)，...，b′k(ω)}；步驟7，將步驟6得到的2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段{a′1(ω)，a′2(ω)，...，a′k(ω)}、{b′1(ω)，b′2(ω)，...，b′k(ω)}進(jìn)行去重疊處理，首先將2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段排列為{a′1(ω)，b′1(ω)，a′2(ω)，b′2(ω)，...，a′k(ω)，b′k(ω)}，每個(gè)數(shù)據(jù)段長度為M，2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段總長度為2kM＝2N；再去除每個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段的前M/4和后M/4個(gè)數(shù)據(jù)，得到新的2k個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)段{a″1(ω)，b″1ω)，a″2(ω)，b″2(ω)，...，a″k(ω)，b″k(ω)}，記為信號(hào)f′(x)，每個(gè)新的時(shí)域數(shù)據(jù)段長度變?yōu)镸/2，2k個(gè)新的時(shí)域數(shù)據(jù)段總長度為kM＝N，信號(hào)f′(x)與處理前f(x)信號(hào)的長度一致；步驟8，時(shí)域處理取步驟7所得到信號(hào)f≥(x)的幅度均值的P倍作為時(shí)域脈沖干擾抑制的門限G，將大于門限G的時(shí)域數(shù)據(jù)置零；如果為了簡化處理，并且在接收信號(hào)Eb/N0≥10db即1比特的信號(hào)能量比噪聲功率譜密度大于等于10db的情況下，不采用時(shí)域置零的方法，而采用1bit量化的方法，即保證數(shù)據(jù)符號(hào)不變，正數(shù)用1表示，負(fù)數(shù)用-1表示，若數(shù)據(jù)是零，仍然用零表示，如果接收信號(hào)的信噪比低即Eb/N0≤10db，則利用時(shí)域取門限置零的方法。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法，，其特征在于 步驟8所述信號(hào)f' (x)的幅度均值的P倍根據(jù)脈沖干擾的強(qiáng)弱進(jìn)行調(diào)整，P的典型取值為 4。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于直擴(kuò)系統(tǒng)的MPSK窄帶干擾抑制方法，屬于通信抗干擾技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明采用頻域和時(shí)域相結(jié)合的方法分別抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)的主瓣和旁瓣。首先利用直擴(kuò)通信信號(hào)在頻域的噪聲特性和MPSK窄帶干擾信號(hào)能量聚焦特性之間的差異，采用分段重疊處理的辦法，盡可能多抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)主瓣的同時(shí)保障盡可能減少有用信號(hào)能量的損失；其次，利用MPSK窄帶旁瓣頻譜在時(shí)域表現(xiàn)為脈沖形式的這一特點(diǎn)在時(shí)域抑制MPSK窄帶干擾信號(hào)的旁瓣，從而有效分離干擾和有用信號(hào)，以達(dá)到較好的誤碼率性能，保障直擴(kuò)系統(tǒng)的可靠通信。另外，本發(fā)明方法計(jì)算復(fù)雜度低，易于系統(tǒng)實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)。
文檔編號(hào)H04L27/18GK101841349SQ20101014379
公開日2010年9月22日 申請(qǐng)日期2010年4月12日 優(yōu)先權(quán)日2010年4月12日
發(fā)明者吳葵, 郇浩, 陶然, 黃克武 申請(qǐng)人:北京理工大學(xué)