專利名稱：：擴展的二元相移鍵控調制突發(fā)通信快速同步方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其涉及一種用于擴展的二元相移鍵控(EBPSK)調制突發(fā)通信快速同步方法，屬于數(shù)字信息接收
技術領域：
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背景技術：
：1、擴展的二元相移鍵控(EBPSK)調制數(shù)字通信系統(tǒng)中，把代表二進制數(shù)據(jù)的基帶信號向上搬移到給定發(fā)送頻段的過程叫做調制，而相反的過程則稱之為解調。通信中的二元數(shù)字調制，可以通過利用二進制信息碼元“0”或“1”直接改變(通常稱之為“偏移鍵控”)正弦載波的某個參數(shù)(如幅度、頻率、相位等)來實現(xiàn)，相應地得到二元(二進制)的幅移鍵控(2-ASK)、頻移鍵控(2-FSK)和相移鍵控(2-PSK)調制信號。本申請人在發(fā)明專利“統(tǒng)一的二元正交偏移鍵控調制和解調方法”(專利號ZL200710025203.6)中，將這些二元偏移鍵控調制統(tǒng)一表示為s0(t)=Asincoc(lt，0≤t<T其中，S0(t)和Sl(t)分別表示碼元“0”和“1”的調制波形；ω⑷為“?！痹诖a元周期T內以及“1”在非鍵控時段τ-τ內的載波角頻率，ωε1則為“1”在鍵控時段τ內的載波角頻率；B-A為載波鍵控的幅度，為載波鍵控的相位。(1)式定義了“統(tǒng)一的二元偏移鍵控”(UBSK=UnifiedBinaryShiftKeying)調制。之所以這樣稱呼，是因為如果令τ=Τ，則(1)式成為s0(t)=Asincoc0t,0≤t<T,0≤θ≤π(2)S1Ct)=Bsin(coclt+θ)，由(2)式不難看出1)如果B=A且θ=0，我們得到經(jīng)典的2-FSK調制；2)如果ω⑷=ω=ω，我們得到經(jīng)典的2_ASK調制，且當B=0時的特例就是典型的開關鍵控(00K:0n-0ffKeying)調制；3)如果ω。Q=ωel=ω，B=A且θ=ji,我們得到經(jīng)典的2-PSK(或BPSK)調制。我們所熟悉的這些經(jīng)典二元調制都是對稱的，即碼元“0”和“1”的調制區(qū)間均為Τ。但是，為了盡可能地提高頻譜利用率，即在單位頻帶內傳輸更高的碼率(以bps/Hz為量綱)，同時也希望能更有效地利用發(fā)射能量，得到更好的傳輸效果，我們令“0”和“1”的調制區(qū)間不等，即在(1)式中固定0<τ<Τ，于是得到了一大類“不對稱二元偏移鍵控”(ABSK:AsymmetryBinaryShiftKeying)調制s0(t)=Asincoc0t，0≤t<T(3)其與⑵式的區(qū)別就在于碼元“0”和“1”的調制區(qū)間分別為T和τ，由此才能使更多的能量集中到載波上(理由見“吳樂南超窄帶高速通信進展.自然科學進展，17(11)，2007，1467-1473”)。在(3)式中令ω。。=ωε1=ω，以排除頻譜利用率不高的2-FSK類調制，于是得到ABSK調制的一個子集——“擴展的二元相移鍵控”(EBPSKExtendedBPSK)調制s0(t)=Asincoct，0<t<T通常我們更傾向于純粹的相位調制，即B=A且θ興0，同時可以略去這一公共的幅度因子，則得到s0(t)=sincoct，0<t<T(5)本專利申請即針對(5)式所定義的EBPSK調制方式。2、突發(fā)通信無線傳感器網(wǎng)絡(WSN=WirelessSensorNetwork)是物聯(lián)網(wǎng)的重要支撐，通常是由隨意散落在被監(jiān)測區(qū)域內的大量廉價無線傳感器節(jié)點以自組織形式構成的多跳網(wǎng)絡，借以將監(jiān)測數(shù)據(jù)傳送到接收站進行處理。WSN的節(jié)點除配備一個或多個傳感器外，還裝備了無線電收發(fā)信機和微控制器，尺寸和成本取決于WSN的規(guī)模及單個傳感器節(jié)點的復雜度。通常這種WSN節(jié)點要靠微型電池來供電，其存活時間主要受限于電池的壽命，故節(jié)能對于延長WSN節(jié)點的使用壽命至關重要。由于無線電發(fā)射機是WSN節(jié)點中耗能的主要模塊，故千方百計地縮短發(fā)射機的工作時間，可以有效地延長WSN節(jié)點的工作時限，并減少對于其它WSN節(jié)點和整個傳感網(wǎng)絡的干擾。因此，WSN希望各節(jié)點能夠在盡可能短的“突發(fā)”時段內完成數(shù)據(jù)的傳輸。另外，有專家在分析了國外高頻(HF)頻段的偵察、干擾技術對抗干擾通信的影響后指出窄帶信號長度小于50ms就不易被截獲，小于IlOms就不易被定向/定位。而對甚高頻/超高頻(VHF/UHF)頻段，信號長度還應更短。因此，抗干擾、抗截獲的突發(fā)通信最好在IOms量級內完成信息傳輸。這自然希望或要求在通信信號的持續(xù)瞬間有盡可能高效的調制/傳輸效率。根據(jù)我們的研究，如果接收信噪比(SNR)超過OdB，則采用(5)式所定義的EBPSK調制傳輸碼率可達通信載頻的1/10。因此，若取IOMHz作為載頻(HF頻段)或中頻(VHF/UHF頻段)，則在IOms突發(fā)長度內可傳輸10000位數(shù)據(jù)，或625個漢字(每個漢字16位)。但這只是理想情況，因為一方面，還要扣除同步頭、信道編碼等所占用的數(shù)據(jù)位；另一方面，接收機對于突發(fā)數(shù)據(jù)串信號的捕獲與同步是從無到有逐步建立的，未同步或同步未達穩(wěn)態(tài)時的數(shù)據(jù)位不易正確檢測，出錯多。因此，對于EBPSK調制的突發(fā)信號的快速檢測與同步，是有效提高EBPSK突發(fā)通信性能的關鍵。3、EBPSK通信系統(tǒng)EBPSK調制器很容易全數(shù)字化實現(xiàn)直接將由(5)式所表達的一個碼元寬度內的已調制波形StlU)和S1(t)的離散采樣值預先保存在存儲器內，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對應的StlU)波形樣本(如果信息位是“0”)或81(0波形樣本(如果信息位是“1”)，選中的調制波形數(shù)字樣本由數(shù)模轉換器(DAC)直接轉換成模擬的EBPSK已調信號輸出。
發(fā)明內容本發(fā)明的目的是為EBPSK調制數(shù)據(jù)的突發(fā)傳輸設計一種用于擴展的二元相移鍵控(EBPSK)調制突發(fā)通信快速同步方法，希望這種同步方法能夠充分利用數(shù)字沖擊濾波器(見“用于增強不對稱二元調制信號的沖擊濾波方法”，發(fā)明專利公開號CN101599754。本申請書所涉及的“沖擊濾波”，出處均在于此，以下不再聲明)在EBPSK調制信號的碼元“1”處，產(chǎn)生明顯而強烈的寄生調幅沖擊的特點，縮短過渡過程，并簡化EBPSK接收機的硬件結構。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取的技術方案是一種用于擴展的二元相移鍵控調制數(shù)據(jù)突發(fā)通信接收機的快速同步方法，其EBPSK調制數(shù)據(jù)表達式為(5)式。調制器直接將由(5)式所表達的一個碼元寬度內的已調制波形sQ(t)和S1(t)的離散采樣值預先保存在存儲器內，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對應的StlU)波形樣本(如果信息位是“0”)或81(0波形樣本(如果信息位是“1”)，選中的調制波形數(shù)字樣本由數(shù)模轉換器(DAC)直接轉換成模擬的EBPSK已調信號輸出。接收機中設有無限沖激響應(IIR)的窄帶數(shù)字帶通濾波器作為解調濾波器，在該濾波器通帶內的中心頻率處呈現(xiàn)出一個極窄的陷波-選頻特性，使得以EBPSK為代表的ABSK調制信號的濾波輸出波形在信息調制處，即碼元“1”處，產(chǎn)生明顯而強烈的寄生調幅沖擊。以單零點-雙極點(實為1對共軛零點、2對共軛極點，本申請書中將一對共軛零點或極點均稱為一個零點或極點)為例的一種數(shù)字沖擊濾波器的傳遞函數(shù)形為其中各系數(shù)的取值如下b0=b2=1，bi=-1·6181733185991785,B1=-3.2030956372618675a2=4.5250048786401749,a3=-3.1388924680650234,a4=0.96031356602907181；其特征在于接收機舍棄模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)，對數(shù)字沖擊濾波器的輸出取絕對值后進行低通濾波，提取出沖擊濾波器輸出信號的包絡后分別送入門限檢測器和可變延時器，進行門限檢測后再加以整形，得到相應的歸零碼，把歸零碼同時送入時鐘發(fā)生器和時延計算器，當出現(xiàn)歸零碼“1”時1)時延計算器測量其高電平持續(xù)時間，根據(jù)沖擊包絡最高處與歸零碼“1，，下降沿的相對位置關系，得到?jīng)_擊包絡的延時量；2)可變延時器根據(jù)該延時量動態(tài)調整對于沖擊包絡的延時，使位同步時鐘的上升沿與沖擊包絡的最高處對齊；3)在歸零碼“1”的下降沿重置位時鐘發(fā)生器，從而在一個碼元內實現(xiàn)快速準確的位同步；4)依據(jù)位同步脈沖的時間基準對碼元內的包絡積分結果進行判決，即解調出所接收到的數(shù)據(jù)序列。本發(fā)明的優(yōu)點及其有益效果1)準確。由于充分利用了沖擊包絡最高處和歸零碼“1”下降沿的相對位置關系，達到了精確同步。2)快速。由于是在歸零碼“1”的下降沿重置時鐘發(fā)生器，同時結合可變延時器對沖擊包絡的延時進行調整來達到同步，因此在出現(xiàn)歸零碼“1”時，無論位同步時鐘的相位偏移量有多大，都可以立刻在當前碼元內重新同步。3)抗干擾能力強。由于實際通信信道含有大量噪聲和干擾，沖擊包絡的幅度并不穩(wěn)定，這會導致歸零碼“1”的持續(xù)寬度不一致，但沖擊包絡最高處與歸零碼“1”的下降沿之間的相對位置關系基本固定，因此本發(fā)明所提出的位同步方法有較強的抗干擾能力。4)碼率適應范圍廣。不僅適用于低碼率，在高碼率條件下也有十分優(yōu)良的同步性能。5)接收機更簡單、通用。與圖1相比，圖6中由于省去了模擬鎖相環(huán)，可利用普通晶體產(chǎn)生的本地振蕩器取代較復雜昂貴的射頻壓控振蕩器，無需載波同步和采樣同步，因而不僅實現(xiàn)更加簡單，而且可直接置于任何通信接收機的中頻放大器輸出端，通用性很強。6)接收機可全數(shù)字化集成，且成本和功耗更低。由圖6所給出的本申請書所提出的EBPSK接收機電路結構可見，不僅解調器可以全數(shù)字化集成，而且整個接收機從中頻以下均可全數(shù)字化集成。再通過比較圖1、圖2與圖6可見，本申請書所提出的位同步方法還同時省去了數(shù)字鎖相環(huán)，結構更加簡單，因而采用集成電路(IC)芯片全數(shù)字化集成時，成本和功耗可以更低。圖1是一個400MHz頻段EBPSK接收機的總體方框圖，除了沖擊濾波器以外均為現(xiàn)有技術；圖2是圖1所示的接收機去掉模擬鎖相環(huán)后的總體方框圖(其余不變)；圖3是圖1中位同步模塊的核心——數(shù)字鎖相環(huán)的電原理框圖；圖4是圖1接收機對于EBPSK調制突發(fā)數(shù)據(jù)塊的中頻信號幅度包絡的變化，圖中縱坐標為幅度，橫坐標為時間；圖5是EBPSK調制系數(shù)τT=330=110時，沖擊包絡最高處和歸零碼“1”下降沿的相對位置關系圖，圖中縱坐標為幅度，橫坐標為時間；圖6是本發(fā)明去掉了模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)的EBPSK接收機總體方框圖；圖7是EBPSK調制信號經(jīng)過數(shù)字沖擊濾波器前后的時域波形對比，其中，圖7(a)是取θ=π，τT=330=110，載波頻率為30MHz，碼率為IMbps時的EBPSK調制波形；圖7(b)則是該EBPSK調制波形經(jīng)過(6)式的單零點-雙極點數(shù)字濾波器后的輸出6波形。圖中縱坐標為幅度，橫坐標為時間；圖8是本發(fā)明所提出的用于突發(fā)通信的快速同步接收機的實施效果圖，其中，圖8(a)是對沖擊濾波輸出波形取絕對值的輸出；圖8(b)是對沖擊濾波輸出波形絕對值進行低通濾波后得到的沖擊包絡波形；圖8(c)是對沖擊包絡整形后得到的歸零碼；圖8(d)是時延計算器所測得的延時量；圖8(e)為位同步時鐘波形；圖8(f)是沖擊包絡經(jīng)可變延時器動態(tài)調整后的波形。圖中縱坐標為幅度，橫坐標為時間；圖9是本發(fā)明所提出的快速同步接收機對于采用EBPSK調制的IOms突發(fā)脈沖進行接收解調的效果圖，其中“a”(第1道)為沖擊包絡輸出，“b”(第2道)則為同步解調出來的數(shù)據(jù)序列。圖中縱坐標為幅度，橫坐標為時間。具體實施例方式圖1是本發(fā)明改進前的一個400MHz頻段EBPSK接收機的具體實現(xiàn)框圖，描述如下1)由天線接收到的EBPSK調制信號經(jīng)前置放大后進入混頻器，與本地壓控振蕩器產(chǎn)生的本振信號相乘，下變頻為20MHz的中頻信號經(jīng)過中頻放大后由模數(shù)轉換器(ADC)轉換為數(shù)字信號后進行EBPSK解調。2)該20MHz的模擬中頻信號經(jīng)過2分頻送入鑒相器(PD)，與IOMHz的參考晶體振蕩器信號進行相位比較，其誤差信號經(jīng)低通濾波(LF)后控制本地壓控振蕩器(VCO)的頻率，并最終使下變頻所得到的20MHz中頻信號，嚴格地鎖定在IOMHz參考晶振的2倍頻上，即經(jīng)過這一模擬鎖相環(huán)(PLL)實現(xiàn)了EBPSK接收信號的載波同步。由于EBPSK調制信號中本身就含有較強的正弦載波分量，故十分有利于PLL的鎖定。3)將IOMHz參考晶振信號送給時鐘發(fā)生器，就可為EBPSK解調器的各功能模塊提供頻率嚴格為20MHz中頻整數(shù)倍的采樣脈沖和系統(tǒng)時鐘，即實現(xiàn)了接收機的采樣同步。圖1中的時鐘頻率實際取為80MHz。4)對于ADC轉換后的EBPSK調制的數(shù)字中頻信號，利用(6)式的數(shù)字沖擊濾波器進行信噪比增強并將相位跳變轉換為寄生調幅后，即可進行“0”、“1”信息的檢測判決，無需再轉換到基帶處理。5)對于EBPSK信號的解調判決結果，還必須進行位同步。由于EBPSK調制信號中含有較強的正弦載波分量，而接收碼流中也含有時鐘頻率分量，故可以直接利用自同步法從接收信號中提取位同步信息。自同步法又分為濾波法和鎖相法，在數(shù)字通信中常采用數(shù)字鎖相法提取位同步時鐘，其中超前-滯后門位同步算法使用十分廣泛。我們在圖1所示的EBPSK接收機中，也采用了基于超前_滯后門的位同步算法，其原理如圖2所示。如上所描述的EBPSK通信系統(tǒng)，已在400MHz頻段實現(xiàn)了10kbps-2Mbps碼率的連續(xù)碼流傳輸。但在用于IOms間隔的突發(fā)通信時，實測約需3.4ms的同步建立時間(圖3)，這對于IOms以下的突發(fā)時隙開銷太大。另外，雖然圖1的EBPSK接收機已經(jīng)比現(xiàn)有的BPSK接收機更簡單，但我們仍希望能夠針對突發(fā)通信的應用繼續(xù)簡化其硬件結構，以適應物聯(lián)網(wǎng)應用中對于WSN節(jié)點的低功耗要求，以及智能電網(wǎng)應用中對于基于電力線通信(PLC=PowerLineCommunications)遠程抄表模塊的低成本要求?？紤]到任何閉環(huán)控制系統(tǒng)由于存在反饋環(huán)節(jié)和不斷調節(jié)的過程，都會直接影響到7其對于誤差消除的速度，因此，我們的著眼點就是去除經(jīng)典數(shù)字接收機中常用的鎖相環(huán)，無論是用于載波同步的模擬鎖相環(huán)，還是用于位同步的數(shù)字鎖相環(huán)。有鑒于此，我們首先去掉了圖1中的模擬鎖相環(huán)，其余結構不變(見圖4)，實測表明當輸入碼率較高時不能實現(xiàn)位同步。但根據(jù)實驗研究和數(shù)據(jù)分析我們發(fā)現(xiàn)(1)如果對沖擊濾波器的輸出取絕對值后進行低通濾波，提取出沖擊濾波器輸出信號的包絡(以下簡稱“沖擊包絡”，此過程實為典型的全波檢波)后再加以整形，得到相應的歸零碼，則歸零碼“1”的下降沿與沖擊包絡最高處之間的相對位置關系較為確定。例如，對于EBPSK調制系數(shù)(占空比)τT=110，若解調后所得歸零碼“1”的高電平持續(xù)時間為t，則將沖擊包絡延時后，沖擊包絡的最高處大致與歸零碼“1”的下降沿對齊，如圖5所示。(2)這種相對位置關系幾乎不隨碼率或歸零碼“1”的高電平持續(xù)寬度的變化而改變，對于EBPSK調制的其它占空比也有著類似的結論。據(jù)此，當出現(xiàn)歸零碼“1”時，我們可以1)測量歸零碼“1”的高電平持續(xù)時間，從而確定對于沖擊包絡的延時量；2)根據(jù)該延時量動態(tài)調整對于沖擊包絡的延時；3)在歸零碼“1”的下降沿重置時鐘發(fā)生器，使得位同步時鐘的上升沿對齊沖擊包絡的最高處，從而在一個碼元周期內實現(xiàn)位同步。由此，本申請書提出了如圖6所示的簡化的EBPSK接收機的完整硬件結構，包括利用沖擊濾波器輸出信號進行快速位同步的模塊組成。不難明白，其可行性與合理性的主要理論依據(jù)在于1)所述方法實際上可歸類于“開環(huán)”控制，相對于“閉環(huán)”控制的模擬鎖相環(huán)或數(shù)字鎖相環(huán)，理應更快速；2)從統(tǒng)計意義上，最多在兩個碼元周期內即可實現(xiàn)位同步，因為通信系統(tǒng)中碼元“0”和“1”的出現(xiàn)是等概率的。本發(fā)明的具體實施是針對基于數(shù)字沖擊濾波器實現(xiàn)的EBPSK接收機。1、EBPSK調制針對(5)式所定義的EBPSK調制方式，這里取θ=ji，τ=3，T=30作為示例，中頻頻率f。=ω。/2π=30MHz，則對應的碼率為1Mbps。具體的實現(xiàn)方法已在前面的"EBPSK通信系統(tǒng)”中敘述，其實際調制波形示于圖7(a)。2、沖擊濾波器本申請人在“用于增強不對稱二元調制信號的沖擊濾波方法”的發(fā)明專利申請(申請?zhí)?00910029875.3；公開號CN101599754)中，提出了一類特殊的IIR窄帶數(shù)字帶通濾波器，在該IIR濾波器通帶內的中心頻率處呈現(xiàn)出一個極窄的陷波-選頻特性，使得以EBPSK為代表的ABSK調制信號的濾波輸出波形在信息調制處(即碼元“1”處)產(chǎn)生明顯而強烈的寄生調幅沖擊，因而將這種濾波器稱之為沖擊濾波器。在此僅以該專利申請書說明書中所提及的單零點-雙極點的濾波器方案作為解調濾波器。其傳遞函數(shù)以及濾波器各系數(shù)的取值即如(6)式所示。3、用于沖擊濾波解調的位同步實現(xiàn)本實施例中取ADC(圖6中)的采樣頻率為90MHz，即每個載波周期采3個點81)將圖7(a)的EBPSK調制信號經(jīng)90MHz采樣后送入(6)式定義的數(shù)字沖擊濾波器進行濾波，得到如圖7(b)所示的沖擊輸出；2)對圖7(b)所示的沖擊濾波輸出信號取絕對值，得到圖8(a)的結果；3)圖8(a)的輸出波形并不適合用來同步和判決，因此，將其通過一個數(shù)字低通濾波器，得到如圖8(b)所示的沖擊包絡輸出，并分別送入門限檢測器和可變延時器。在本例中，該低通濾波器采用有限沖激響應(FIR)濾波器，4MHz以下為通帶，IOMHz以上為阻帶；4)利用門限檢測器對沖擊包絡進行整形，得到如圖8(c)所示的歸零碼。檢測門限可以直接設為定值，也可以通過自動調整得到。自動或自適應調整判決門限的方法很多，通常可以取如圖8(b)所示沖擊包絡峰值與其基準電平值(即圖中的水平線)的算術平均值。本例由于要用硬件電路實現(xiàn)，故根據(jù)圖8(b)的實驗情況，簡單地取為固定值11；5)把歸零碼同時送入時鐘發(fā)生器和時延計算器，當出現(xiàn)歸零碼“1”時①時延計算器測量其高電平持續(xù)時間(本例是直接對其高電平持續(xù)期內的采樣數(shù)進行計數(shù))，根據(jù)沖擊包絡最高處與歸零碼“1”下降沿的相對位置關系，得到?jīng)_擊包絡的延時量，如圖8(d)所示；②在歸零碼“1”的下降沿重置時鐘發(fā)生器，使得時鐘發(fā)生器的起始時刻與歸零碼“1”的下降沿對齊，產(chǎn)生頻率為IMHz的位同步時鐘(與IMbps的比特率相對應)，如圖8(e)所示；6)可變延時器根據(jù)時延計算器所測出的延時量動態(tài)調整沖擊包絡的延時，使位同步時鐘的上升沿與沖擊包絡的最高處對齊，如圖8(f)，從而達到位同步的目的。本例是利用可尋址移位寄存器來實現(xiàn)可變延時器，移位寄存器的地址就是沖擊包絡的延時量，移位寄存器的輸出則是該地址所指向的寄存器中的內容；7)依據(jù)位同步脈沖的時間基準對碼元內的包絡積分結果進行判決，即解調出所接收到的數(shù)據(jù)序列。硬件實現(xiàn)結果的實測值示于圖9，其同步建立時間只需消耗不到30個碼元，對于本實施例即在30μs以內。相對于原來的3.4ms,同步速度至少提高了100倍。權利要求一種擴展的二元相移鍵控調制突發(fā)通信快速同步方法，其調制數(shù)據(jù)表達式為s0(t)＝sinωct，0≤t＜T<mrow><msub><mi>s</mi><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>ω</mi><mi>c</mi></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><mi>θ</mi><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mtd><mtd><mn>0</mn><mo>≤</mo><mi>t</mi><mo><</mo><mi>τ</mi><mo>,</mo><mn>0</mn><mo><</mo><mi>θ</mi><mo>≤</mo><mi>π</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>sin</mi><msub><mi>ω</mi><mi>c</mi></msub><mi>t</mi><mo>,</mo></mtd><mtd><mn>0</mn><mo><</mo><mo>≤</mo><mi>τ</mi><mo>≤</mo><mi>t</mi><mo><</mo><mi>T</mi></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>調制器將由上式所表達的一個碼元寬度內的已調制波形s0(t)和s1(t)的離散采樣值預先保存在存儲器內，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對應的s0(t)波形樣本或s1(t)波形樣本，選中的調制波形數(shù)字樣本由數(shù)模轉換器直接轉換成模擬的擴展的二元相移鍵控EBPSK已調信號輸出，接收機中設有數(shù)字沖擊濾波器作為解調濾波器，該數(shù)字沖擊濾波器系無限沖激響應的窄帶數(shù)字帶通濾波器，在該濾波器通帶內的中心頻率處呈現(xiàn)出一個極窄的陷波選頻特性，使得以EBPSK為代表的不對稱二元偏移鍵控ABSK調制信號的濾波輸出波形在信息調制處，即碼元“1”處，產(chǎn)生明顯而強烈的寄生調幅沖擊，單零點雙極點的數(shù)字沖擊濾波器的傳遞函數(shù)形為<mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mi>z</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>b</mi><mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>b</mi><mn>1</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>+</mo><msub><mi>b</mi><mn>2</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>2</mn></mrow></msup></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>1</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>2</mn></mrow></msup><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>3</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>3</mn></mrow></msup><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>4</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>4</mn></mrow></msup></mrow></mfrac><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>其中各系數(shù)的取值如下b0＝b2＝1，b1＝1.6181733185991785，a1＝3.2030956372618675a2＝4.5250048786401749，a3＝3.1388924680650234，a4＝0.96031356602907181；其特征在于接收機舍棄模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)，對數(shù)字沖擊濾波器的輸出取絕對值后進行低通濾波，提取出沖擊濾波器輸出信號的包絡后分別送入門限檢測器和可變延時器，進行門限檢測后再加以整形，得到相應的歸零碼，把歸零碼同時送入時鐘發(fā)生器和時延計算器，當出現(xiàn)歸零碼“1”時1)時延計算器測量其高電平持續(xù)時間，根據(jù)沖擊包絡最高處與歸零碼“1”下降沿的相對位置關系，得到?jīng)_擊包絡的延時量；2)可變延時器根據(jù)該延時量動態(tài)調整對于沖擊包絡的延時，使位同步時鐘的上升沿與沖擊包絡的最高處對齊；3)在歸零碼“1”的下降沿重置位時鐘發(fā)生器，從而在一個碼元內實現(xiàn)快速準確的位同步；4)依據(jù)位同步脈沖的時間基準對碼元內的包絡積分結果進行判決，即解調出所接收到的數(shù)據(jù)序列。2.根據(jù)權利要求1所述擴展的二元相移鍵控調制突發(fā)通信快速同步方法，其特征在于利用可尋址移位寄存器來實現(xiàn)可變延時器，移位寄存器的地址就是沖擊包絡的延時量，移位寄存器的輸出則是該地址所指向的寄存器中的內容。3.根據(jù)權利要求1或2所述用于擴展的二元相移鍵控調制數(shù)據(jù)突發(fā)通信接收機的快速同步方法，其特征在于檢測門限可以是固定值，也可以通過自動調整得到。全文摘要一種擴展的二元相移鍵控調制突發(fā)通信快速同步方法，充分利用擴展的二元相移鍵控(EBPSK)調制信號經(jīng)過接收機數(shù)字沖擊濾波后波形在數(shù)據(jù)“1”的信息調制處產(chǎn)生明顯上沖的特點，構造了無需模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)的快速同步方法，可在30個碼元內結束過渡過程，實現(xiàn)準確的位同步，并極大地簡化了EBPSK接收機的硬件結構，使得EBPSK解調器可在中頻全數(shù)字化實現(xiàn)，適用于各種基于不對稱二元偏移鍵控調制的高效數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其是對于小數(shù)據(jù)包的高速突發(fā)傳輸更為經(jīng)濟有效。文檔編號H04L7/033GK101895387SQ201010228690公開日2010年11月24日申請日期2010年7月15日優(yōu)先權日2010年7月15日發(fā)明者但吉兵,吳樂南申請人:東南大學