專利名稱：：Ofdm信號(hào)的時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體涉及一種多徑信道、低信噪比條件下對(duì)OFDM信號(hào)的時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，可用于OFDM信號(hào)的過(guò)采樣率、有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度、符號(hào)總長(zhǎng)度和循環(huán)前綴長(zhǎng)度的估計(jì)。
背景技術(shù)：
：正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)因其很好的抗頻率選擇性衰落特性，在眾多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用，已經(jīng)成為未來(lái)第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)的關(guān)鍵傳輸技術(shù)。與此同時(shí)，OFDM信號(hào)調(diào)制參數(shù)的估計(jì)與檢測(cè)問(wèn)題日益突出，在非協(xié)作通信系統(tǒng)中，要實(shí)現(xiàn)全盲0FDM信號(hào)的定時(shí)序列重構(gòu)和解調(diào)，首先需要估計(jì)0FDM時(shí)域和頻域參數(shù)。其中時(shí)域參數(shù)主要包括0FDM信號(hào)的過(guò)采樣率，循環(huán)前綴長(zhǎng)度，符號(hào)總長(zhǎng)度以及有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，頻域參數(shù)主要有IFFT變換的點(diǎn)數(shù)，0FDM信號(hào)的帶寬等。目前，0FDM時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法的研究已取得大量的成果，但是對(duì)于過(guò)采樣率估計(jì)的方法較少。循環(huán)頻率檢測(cè)的方法利用過(guò)采樣帶來(lái)的接收信號(hào)的循環(huán)平穩(wěn)特性估計(jì)過(guò)采樣率，并利用0FDM信號(hào)本身的循環(huán)平穩(wěn)特性估計(jì)符號(hào)總長(zhǎng)度，峰值檢測(cè)方法利用0FDM信號(hào)的可變相關(guān)延遲函數(shù)的特點(diǎn)估計(jì)有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度。參見M.Shi,Y.BarNess,andff.Su."BlindOFDMsystemsparametersestimationforsoftwaredefinedradio,"Proc.IEEEInt.SymposiumonNewFrontiersinDynamicSpectrumAccessNetworks,Dublin,Ireland,2007，pp.119-122。這種方法計(jì)算量大，在低信噪比、多徑信道條件下的性能較差。頻譜逼近的方法利用理想低通濾波器逼近接收信號(hào)的頻譜的方法估計(jì)過(guò)采樣率。參見VincentLeNir,Toonvanffaterschoot,MarcMoonenandJonathanDuplicy."BlindCP-OFDMandZP-0FDMParameterEstimaioninFrequencySelectiveChannels,"EURASIPJournalonWirelessCommunicationsandNetworking，2009。這種方法沒有考慮OFDM信號(hào)的存在空載波的特點(diǎn)，使得過(guò)采樣率估計(jì)性能較差?；谘h(huán)前綴特性的時(shí)域相關(guān)方法利用0FDM信號(hào)的時(shí)域自相關(guān)函數(shù)的周期特性，尋找峰值間的距離估計(jì)符號(hào)總長(zhǎng)度。參見LiuPeng,LiBingbing,LuZhaoyangandGongFengkui."ABlindTime-parametersEstimationSchemeforOFDMinMulti-pathChannle,"WirelessCommunications,NetworkingandMobileComputing,2005,vol.1，pp.242-247。這種方法基于峰值之間距離的檢測(cè)，在低信噪比、多徑信道條件下估計(jì)性能較差。因此，以上的方法不適合在實(shí)際的無(wú)線信道中應(yīng)用。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是克服上述已有技術(shù)的不足，提供一種0FDM信號(hào)的時(shí)域參數(shù)估計(jì)方法，以提高0FDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)估計(jì)的估計(jì)性能，并降低計(jì)算復(fù)雜度。實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案，包括如下步驟(1)利用Welch法估計(jì)出0FDM基帶過(guò)采樣信號(hào)r(i)的功率譜，其中i=1，2，A，N，N為截取的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度；(2)對(duì)得到的功率譜進(jìn)行小波消噪處理，得到新的功率譜Y；(3)根據(jù)新的功率譜Y設(shè)計(jì)一個(gè)理想低通濾波器，選擇最佳的滾降系數(shù)a。pt=0.2，在理想低通濾波器的基礎(chǔ)上再設(shè)計(jì)一個(gè)最佳余弦滾降濾波器，將最佳余弦滾降濾波器的截止頻率《3作為信號(hào)功率譜Y的截止頻率，估計(jì)出OFDM基帶過(guò)采樣信號(hào)的過(guò)采樣率…q=-~；(4)計(jì)算OFDM基帶采樣信號(hào)r'(i‘)的相關(guān)系數(shù)函數(shù)序列P(k)，檢測(cè)P(k)的峰值位置&，選擇與^^具有最小歐氏距離的2的冪次方數(shù)d。pt，估計(jì)出OFDM基帶采樣信號(hào)的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度'dopt=argmin(afc(#D-2d)\d=l,2A,13<d；Au=其中i'=1,2,A,N',N'為截取的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，d為可變的冪次方數(shù)，d。pt為與^具有最小歐氏距離的冪次方數(shù)；(5)將估計(jì)出有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度作為相關(guān)延遲長(zhǎng)度，計(jì)算r'(i')的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)序列R(m)，對(duì)R(m)求絕對(duì)值，然后進(jìn)行中值濾波平滑及去均值處理，去均值后將小于0的函數(shù)值變?yōu)?，得到預(yù)處理后的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)R'(m)；(6)計(jì)算預(yù)處理后的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)R'(m)的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)，在設(shè)定的搜索范圍內(nèi)搜索循環(huán)自相關(guān)函數(shù)的峰值位置對(duì)應(yīng)的循環(huán)頻率a‘。pt，估計(jì)出符號(hào)總長(zhǎng)度為^1Nsaopt(7)利用估計(jì)出的符號(hào)總長(zhǎng)度允與有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，估計(jì)出OFDM信號(hào)的循環(huán)前綴長(zhǎng)度N0=Ns-NTu0本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有如下優(yōu)點(diǎn)1)本發(fā)明在估計(jì)OFDM基帶過(guò)采樣信號(hào)的過(guò)采樣率時(shí)，考慮到0FDM信號(hào)存在空載波，在設(shè)計(jì)最佳理想低通濾波器后，又選擇最佳余弦滾降系數(shù)，設(shè)計(jì)了最佳逼近的余弦滾降濾波器，將最佳余弦滾降濾波器的截止頻率作為信號(hào)功率譜的截止頻率，提高了過(guò)采樣率的估計(jì)性能；2)本發(fā)明在估計(jì)0FDM基帶采樣信號(hào)的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度時(shí)，搜索出相關(guān)系數(shù)函數(shù)的峰值位置后，選擇與峰值位置具有最小歐氏距離的2的冪次方作為估計(jì)的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，提高了估計(jì)性能；3)本發(fā)明在估計(jì)0FDM基帶采樣信號(hào)的符號(hào)總長(zhǎng)度時(shí)，先計(jì)算0FDM基帶采樣信號(hào)的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)，然后利用循環(huán)頻率檢測(cè)方法估計(jì)移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)的循環(huán)周期，即0FDM信號(hào)的符號(hào)總長(zhǎng)度，并依據(jù)0FDM信號(hào)循環(huán)前綴長(zhǎng)度的選擇特點(diǎn)，限定了循環(huán)頻率的搜索范圍，不僅提高了估計(jì)性能，而且降低了方法的計(jì)算復(fù)雜度。仿真結(jié)果表明，最佳余弦滾降系數(shù)為0.2；在多徑信道、信噪比為_2dB時(shí)，本發(fā)明所提出的過(guò)采樣率估計(jì)方法的均方誤差不超過(guò)0.2;在多徑信道、信噪比為-5dB時(shí)，本發(fā)明所提出的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度估計(jì)方法的準(zhǔn)確率可達(dá)到97%；在多徑信道、信噪比為OdB時(shí)，本發(fā)明所提出的符號(hào)總長(zhǎng)度估計(jì)方法的估計(jì)誤差為0.21%，且估計(jì)性能不受到頻率偏移和相位偏移的影響，估計(jì)性能優(yōu)于現(xiàn)有的基于循環(huán)前綴的時(shí)域自相關(guān)方法和現(xiàn)有的循環(huán)頻率檢測(cè)方法。圖1中是本發(fā)明的OFDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)的流程圖；圖2中是本發(fā)明過(guò)采樣率估計(jì)中，余弦滾降系數(shù)與小波分解層數(shù)對(duì)估計(jì)性能的影響仿真圖；圖3中是本發(fā)明過(guò)采樣率估計(jì)誤差隨信噪比變化情況仿真圖；圖4中是本發(fā)明有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度估計(jì)的正確率隨信噪比變化情況仿真圖；圖5中是本發(fā)明符號(hào)總長(zhǎng)度估計(jì)誤差隨信噪比變化情況仿真圖；圖6是本發(fā)明符號(hào)總長(zhǎng)度估計(jì)的估計(jì)誤差隨相位偏移變化情況仿真圖；圖7是本發(fā)明符號(hào)總長(zhǎng)度估計(jì)的估計(jì)誤差隨頻率偏移變化情況仿真圖。具體實(shí)施例方式本發(fā)明中使用的OFDM信號(hào)是DVB-TOFDM信號(hào)2KFFT模式，多徑信道是GSMTU6徑信道模型。參照?qǐng)D1，本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)步驟如下步驟1，利用Welch法估計(jì)出OFDM基帶過(guò)采樣信號(hào)r(i)的功率譜，其中i=1，2，A，N，N為截取的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度1.1)將截取的0FDM基帶過(guò)采樣信號(hào)r(i)分為L(zhǎng)段，每段數(shù)據(jù)長(zhǎng)度禮，第1段的0FDM基帶過(guò)采樣信號(hào)數(shù)據(jù)可表示為rx(k')=r(k'+(l_l)*ML)，k'=1，2，AML，1=1，2，A，L1)其中Mi=7，l表示數(shù)據(jù)段變量，k'表示數(shù)據(jù)符號(hào)變量；1.2)把窗函數(shù)w(k')加到每一段數(shù)據(jù)上，求出每一段的修正周期圖，第1段的修正周期圖表示為權(quán)利要求一種OFDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，包括如下步驟(1)利用Welch法估計(jì)出OFDM基帶過(guò)采樣信號(hào)r(i)的功率譜，其中i＝1，2，Λ，N，N為截取的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度；(2)對(duì)得到的功率譜進(jìn)行小波消噪處理，得到新的功率譜Y；(3)根據(jù)新的功率譜Y設(shè)計(jì)一個(gè)最佳理想低通濾波器，選擇最佳的滾降系數(shù)αopt＝0.2，在理想低通濾波器的基礎(chǔ)上再設(shè)計(jì)一個(gè)最佳余弦滾降濾波器，將最佳余弦滾降濾波器的截止頻率ωs作為信號(hào)功率譜Y的截止頻率，估計(jì)出OFDM基帶過(guò)采樣信號(hào)的過(guò)采樣率<mrow><mover><mi>q</mi><mo>^</mo></mover><mo>=</mo><mfrac><mrow><mn>2</mn><mi>π</mi></mrow><mrow><mn>2</mn><msub><mi>ω</mi><mi>s</mi></msub></mrow></mfrac><mo>;</mo></mrow>(4)計(jì)算OFDM基帶采樣信號(hào)r′(i′)的相關(guān)系數(shù)函數(shù)序列ρ(k)，檢測(cè)ρ(k)的峰值位置選擇與具有最小歐氏距離的2的冪次方數(shù)dopt，估計(jì)出OFDM基帶采樣信號(hào)的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度<mrow><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>d</mi><mi>opt</mi></msub><mo>=</mo><munder><mrow><mi>arg</mi><mi>min</mi></mrow><mi>d</mi></munder><mrow><mo>(</mo><mi>abs</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mover><mi>N</mi><mo>^</mo></mover><mi>D</mi></msub><mo>-</mo><msup><mn>2</mn><mi>d</mi></msup><mo>)</mo></mrow><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo><mi>d</mi><mo>=</mo><mn>1,2</mn><mo>,</mo><mi>Λ</mi><mo>,</mo><mn>13</mn></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mover><mi>N</mi><mo>^</mo></mover><mi>Tu</mi></msub><mo>=</mo><msup><mn>2</mn><msub><mi>d</mi><mi>opt</mi></msub></msup></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>其中i′＝1，2，Λ，N′，N′為截取的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，d為可變的冪次方數(shù)，dopt為與具有最小歐氏距離的冪次方數(shù)；(5)將估計(jì)出的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度作為相關(guān)延遲長(zhǎng)度，計(jì)算r′(i′)的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)序列R(m)，對(duì)R(m)求絕對(duì)值，然后進(jìn)行中值濾波平滑及去均值處理，去均值后將小于0的函數(shù)值變?yōu)?，得到預(yù)處理后的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)R′(m)；(6)計(jì)算預(yù)處理后的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)R′(m)的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)，在設(shè)定的搜索范圍內(nèi)搜索循環(huán)自相關(guān)函數(shù)的峰值位置對(duì)應(yīng)的循環(huán)頻率α′opt，估計(jì)出符號(hào)總長(zhǎng)度為<mrow><msub><mover><mi>N</mi><mo>^</mo></mover><mi>S</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><msubsup><mi>α</mi><mi>opt</mi><mo>′</mo></msubsup></mfrac><mo>;</mo></mrow>(7)利用估計(jì)出的符號(hào)總長(zhǎng)度與有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度估計(jì)出OFDM信號(hào)的循環(huán)前綴長(zhǎng)度<mrow><msub><mover><mi>N</mi><mo>^</mo></mover><mi>G</mi></msub><mo>=</mo><msub><mover><mi>N</mi><mo>^</mo></mover><mi>S</mi></msub><mo>-</mo><msub><mover><mi>N</mi><mo>^</mo></mover><mi>Tu</mi></msub><mo>.</mo></mrow>FDA0000031494510000011.tif,FDA0000031494510000013.tif,FDA0000031494510000014.tif,FDA0000031494510000015.tif,FDA0000031494510000017.tif,FDA0000031494510000018.tif,FDA0000031494510000019.tif,FDA0000031494510000022.tif,FDA0000031494510000023.tif,FDA0000031494510000024.tif2.根據(jù)權(quán)利要求書1中所述的OFDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，其中步驟(3)所述的估計(jì)出OFDM基帶過(guò)采樣信號(hào)的過(guò)采樣率釦按如下步驟進(jìn)行2.1)按如下公式設(shè)計(jì)一個(gè)最佳理想低通濾波器jy^arget—j/argetloptY!，et=[—ones(i"\zerosiN-2i"\—ones(i")f1l2i"V’V'2iVn<2；..(vvrarger)loPt=argmin^J其中[]T表示轉(zhuǎn)置運(yùn)算，巧為設(shè)計(jì)的理想低通濾波器，A=sum(Y)為信號(hào)功率譜Y的總能量，NFFT估計(jì)功率譜時(shí)傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)，ones(i")為連續(xù)產(chǎn)生i"個(gè)1值，2zeros(NFFT-2i")為連續(xù)產(chǎn)生(NFFT_2i")個(gè)0值，i〃值為理想低通濾波器的通帶截止長(zhǎng)度，i"值的搜索范圍為1Nfft/2，i。pt為最佳理想低通濾波器的通帶截止長(zhǎng)度。`2.2)在采樣頻率為36MHz，信噪比為OdB的多徑信道條件下，通過(guò)仿真結(jié)果選取最佳余弦滾降系數(shù)a。pt為0.2；`2.3)利用選取的最佳余弦滾降系數(shù)a。pt=0.2，按如下公式設(shè)計(jì)最佳逼近的余弦滾將濾波器H(')H(co')=3.根據(jù)權(quán)利要求書1中所述的OFDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，其中步驟(4)所述的估計(jì)OFDM基帶采樣信號(hào)的有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，按如下步驟進(jìn)行`3.1)按如下公式計(jì)算OFDM基帶采樣信號(hào)r'(i')的相關(guān)系數(shù)函數(shù)序列P(k)4.根據(jù)權(quán)利要求書1中所述的OFDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，其中步驟(5)所述的計(jì)算預(yù)處理后的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)R'(m)，按如下步驟進(jìn)行`4.1)設(shè)定相關(guān)延遲長(zhǎng)度為，按如下公式計(jì)算信號(hào)的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)序列R(m)5.根據(jù)極利要求書1中所述的OFDM信號(hào)時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，其中步驟(6)所述的估計(jì)OFDM基帶采樣信號(hào)的符號(hào)總長(zhǎng)度，按如下步驟進(jìn)行5.1)按如下公式計(jì)算預(yù)處理后的移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)R'(m)的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)全文摘要本發(fā)明公開了一種OFDM信號(hào)的時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)方法，主要解決現(xiàn)有估計(jì)方法在低信噪比、多徑信道條件下估計(jì)性能差、計(jì)算量大的不足。其估計(jì)步驟為設(shè)計(jì)一個(gè)最佳余弦滾降濾波器逼近信號(hào)的功率譜，估計(jì)過(guò)采樣率；計(jì)算OFDM基帶采樣信號(hào)的相關(guān)系數(shù)函數(shù)序列，估計(jì)有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度；計(jì)算信號(hào)移動(dòng)自相關(guān)函數(shù)序列的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)，搜索循環(huán)自相關(guān)函數(shù)峰值位置對(duì)應(yīng)的循環(huán)頻率，估計(jì)符號(hào)總長(zhǎng)度；利用估計(jì)出的符號(hào)總長(zhǎng)度與有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度，估計(jì)循環(huán)前綴長(zhǎng)度。本發(fā)明過(guò)采樣率和符號(hào)總長(zhǎng)度的估計(jì)誤差小，有效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度估計(jì)的正確率高，且符號(hào)總長(zhǎng)度估計(jì)的性能不受頻率偏移和相位偏移的影響，可用于通信
技術(shù)領(lǐng)域：
中OFDM基帶采樣信號(hào)的時(shí)域參數(shù)盲估計(jì)。文檔編號(hào)H04L27/26GK101977169SQ201010538710公開日2011年2月16日申請(qǐng)日期2010年11月9日優(yōu)先權(quán)日2010年11月9日發(fā)明者劉明騫,唐寧潔,李兵兵申請(qǐng)人:西安電子科技大學(xué)