專利名稱：通信用半導體集成電路及其工作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信用半導體集成電路及其工作方法，尤其涉及用于校正接收混頻器的二階失真特性、并校正接收器中的同相(I)成分和正交(Q)成分的振幅失配及相位失配的有效技術。
背景技術：
在無線通信中，近年來因高集成密度、低成本、電路的簡化的原因而使直接變頻接收器(DCR)的研究和開發(fā)逐漸發(fā)展。除了 I/F噪聲、DC偏移和I/Q失配等之外，在直接變頻接收器(DCR)中，主要設計項目是二階交調(IM2 second-order intermodulation)。直接變頻接收器(DCR)中的二階交調(IM2)的主要原因是下變頻混頻器。下述專利文獻1公開了一種在直接變頻接收器中產生試驗信號來校正混頻器的二階失真的技術。特別是，圖2示出作為使二階失真降低的參數的混頻器的差動對的偏置電壓，圖7示出由于試驗性地產生二階失真而產生檢查用信號的方法，圖10示出進行非線性失真檢測、補償方式的程序。下述專利文獻2公開了如下技術為了使用直接變頻接收器的形式的接收單元降低I、Q相接收基帶信號的接收誤差(I/Q失配)，生成接收誤差校正用RF測試信號來校正接收誤差。特別是，圖4示出了生成接收誤差校正用RF測試信號的RF測試信號生成單元。下述專利文獻3公開了利用相位誤差修正電路和振幅誤差修正電路來修正由正交解調電路生成的I、Q相接收基帶信號的相位誤差和振幅誤差的解調裝置。下述專利文獻4公開了利用與包含混頻器的RF塊的路徑不同的補償電路輸出的補償電流來補償二階交調失真(IM2失真)的技術。補償電路包含平方電路即矩形波整形電路、低通濾波器和可變增益放大器。RF塊的輸出和補償電路的可變增益放大器的補償電流被提供給加法器。作為用于補償的自動校正電路，斷開發(fā)送用的功率放大器(PA)和接收用的低噪聲放大器(LNA)，由發(fā)送電路生成用于IM2校正的試驗信號，并通過開關將其提供給接收電路。在另一實施方式中，將由接收電路內的內部信號源生成的試驗信號通過開關提供給接收電路?，F(xiàn)有技術文獻專利文獻1 日本特開平8-8775號公報專利文獻2 日本特開2008-1M965號公報專利文獻3 日本特開2004-40678號公報專利文獻4 日本特開2008-263594號公報

發(fā)明內容
移動電話這樣的無線通信終端，為了低成本化而希望削減零件個數，尤其是近年來面向WCDMA的無線通信終端通過削減接收器的SAW (surface acoustic wave:聲表面波) 濾波器來謀求低成本化。另一方面，面向一般的WCDMA的接收器如上述那樣采用電路數量少且容易低功耗化的直接變頻方式。直接變頻方式是將RF頻帶的接收信號直接下變頻為基帶頻帶的方式。WCDMA 是 Wideband Code-Division Multiple-Access 的簡稱。在GSM方式的移動電話中，發(fā)送器和接收器采用分時使用大致相同頻帶的時分雙 X (TDD :Time-Division Duplex)。GSM是Global System for Mobile communication 的簡稱。與之相對，在WCDMA方式的移動電話中，發(fā)送器和接收器采用同時使用高低不同頻帶的頻分雙工(FDD Frequency-Division Duplex)。因此，在采用了該頻分雙工(FDD)的WCDMA 方式中，發(fā)送器的發(fā)送信號成為接收器的擾動信號。特別是，在削減了接收器側的SAW濾波器的直接變頻接收器中，由于SAW濾波器的削減而導致提供給接收器的發(fā)送信號功率增大。此時，當接收混頻器的二階失真特性惡化時，二階交調(BG)成分與DC附近的接收基帶信號重疊而使接收靈敏度劣化。因此，在無SAW的直接變頻接收器中，要求通過雙音測試所測量的被稱作二階輸入交截點(IIP2 :second-order Input Intercept Point)的參數值高。如已知那樣，二階失真交截點(IP2 :second-order Intercept Point)以對數軸的χ坐標和對數軸的y坐標的輸入輸出特性定義為一階直線與二階交調失真(IM2失真)直線的交點。進而，二階輸入交截點(IIP2)是二階失真交截點(IIP2)的χ坐標的值。因此，二階輸入交截點(IIP2)的值高是指與一階成分相比二階交調失真成分(IM2失真)相對低的意思。二階輸入交截點 (IIP2)的二階失真特性由于混頻器的電路的差動對的偏差的原因而劣化，但集成電路的制造偏差或芯片布局上的改善很難實現(xiàn)。因此，需要對二階輸入交截點(IIP2)進行校正工作。另一方面，近年來的無線通信終端伴隨著數據率的提高而使用了正交振幅調制 (QAM Quadrature Amplitude Modulation)的通信成為主流，對接收器的噪聲降低要求變高。接收器的噪聲存在各種產生原因，由本機振蕩器產生的噪聲是主要的，但接收器的輸出的同相(Q)成分與正交(Q)成分的振幅失配以及相位失配也是使接收器的噪聲特性劣化的一個主要原因。上述專利文獻1所公開的二階失真(二階輸入交截點(IIP2))的校正方法如下 使接收混頻器具備差動對的偏壓的可變機構，利用本機振蕩器和振幅調制信號發(fā)生器產生用于雙音(two tone)測試的試驗信號，利用接收器的I、Q信道的基帶信號處理和解調處理后的失真輸出檢測電路改變接收混頻器來降低二階失真。上述專利文獻2所公開的I/Q失配的校正方法如下向測試信號生成混頻器提供發(fā)送用壓控振蕩器的分頻輸出和數字接口用壓控振蕩器的分頻輸出，由測試信號生成混頻器的輸出產生RF接收頻帶的單音信號的RF測試信號，降低接收誤差(I/Q失配)。因此，二階輸入交截點(IIP2)的校正方法和I/Q失配的校正方法兩者具有都需要生成RF測試信號這樣的相同點。但是，在二階輸入交截點(IIP》校正時，需要以大振幅向接收器提供模擬了強輸入干擾波的雙音試驗信號，而在使用了收斂算法的I/Q失配校正時，需要以小振幅向接收器提供模擬了接收信號的單音信號。另一方面，RF頻帶的測試信號需要使用振蕩器來生成。但是，當被要求的頻帶和振幅電平等不同時，用于使鎖相環(huán)(PLL) 的壓控振蕩器(VCO)的振蕩頻率穩(wěn)定的鎖定時間分別需要二階輸入交截點(IIP2)的校準和I/Q失配的校準。其結果，產生功耗增加的問題，進而當對雙方校準使用不同的測試信號發(fā)生電路時，存在通信用半導體集成電路的芯片占有面積增大這樣的問題，這通過本發(fā)明人的研究而得以明確。本發(fā)明是在上述本發(fā)明之前由本發(fā)明人等進行的研究的結果的基礎上而完成的。因此，本發(fā)明的目的在于，提供一種能減輕進行二階輸入交截點(IIP2)和I/Q失配這兩個校準的測試信號發(fā)生電路的芯片占有面積的增大的通信用半導體集成電路。另外，本發(fā)明的另一目的在于，縮短二階輸入交截點(IIP2)和I/Q失配這兩個校準的所需時間。本發(fā)明的上述以及其他目的和新特征根據本說明書的敘述以及附圖來明確。下面，簡單說明本申請所公開的發(fā)明中代表性的技術方案。S卩，本發(fā)明的代表性的實施方式是一種通信用半導體集成電路(RFIC)，其包括 低噪聲放大器(1)；接收混頻器(3、4)；接收壓控振蕩器(19)；解調信號處理電路(5、6、7、 8、9、10、11、12)；調制信號處理電路(35、36、33、；34、31、32)；發(fā)送混頻器(28,28)；以及發(fā)送壓控振蕩器02)，并且被安裝在無線通信終端，具有與基站進行射頻通信的功能。上述集成電路還包括二階失真特性校正電路(42)、正交接收信號校正電路(14) 和測試信號生成器(20)，從而除了能進行接收模式和發(fā)送模式的收發(fā)模式以外，還具有二階失真特性校正模式和正交接收信號校正模式。上述測試信號生成器00)能夠利用上述發(fā)送壓控振蕩器0 的振蕩輸出信號來生成按上述二階失真特性校正模式使用的第一測試信號(fIIP2±fTm))和按上述正交接收信號校正模式使用的第二測試信號(fIQ+fTXU))，在上述二階失真特性校正模式下，將上述測試信號生成器的上述第一測試信號提供給上述接收混頻器(3、4)期間，上述二階失真特性校正電路能夠通過改變上述接收混頻器的工作參數而將二階失真特性校正到最佳狀態(tài)，在上述正交接收信號校正模式下，將上述測試信號生成器的上述第二測試信號提供給上述接收混頻器(3、4)期間，上述正交接收信號校正電路能夠將由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的同相成分(I)和正交成分(Q)的相位及振幅相關的失配校正到最佳狀態(tài)(參照圖1)。下面，簡單說明由本申請所公開的發(fā)明中代表性的技術方案所得到的效果。即，根據本發(fā)明，能夠提供一種通信用半導體集成電路，其能減輕用于進行二階輸入交截點(IIP》和I/Q失配這兩個校準的測試信號發(fā)生電路的芯片占有面積的增大。


圖1是表示本發(fā)明第一實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖2是說明圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“ΙΙΡ2校正模式”下的工作的圖。圖3是說明圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的工作的圖。圖4是說明圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“收發(fā)模式”下的工作的圖。圖5是表示由圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC執(zhí)行的單頻帶對應的校準程序的工作的圖。圖6是表示由圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC執(zhí)行的多頻帶對應的校準程序的工作的圖。圖7是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的抑制fIIP2頻率信號的高次諧波的低通濾波器(LPF)45的輸出信號的頻譜的圖。圖8是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的可變增益放大器(PGA)43的輸出信號的頻譜的圖。圖9是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的低通濾波器(LPF)5、6的輸出信號的頻譜的圖。圖10是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的數字低通濾波器(LPF) 11、12的輸出信號的頻譜的圖。圖11是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC的“I/Q失配校正模式”下使用的抑制fIQ頻率信號的高次諧波的低通濾波器(LPF)44的輸出信號的頻譜的圖。圖12是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下使用的與測試信號生成混頻器20連接的可變增益放大器(PGA)43的輸出信號的頻譜的圖。圖13是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的低通濾波器(LPF)5、6的輸出信號的頻譜的圖。圖14是頻率特性48為以下說明的圖25所示的I/Q失配校準電路13的數字帶通濾波器(BPF) 13_7、13_8的頻率特性的圖。圖15是表示I、Q接收基帶信號的振幅與相位未附加失配的理想的情況的星座 (Constellation)的圖。圖16是表示I、Q接收基帶信號附加了相位失配時的星座劣化的圖。圖17是表示I、Q接收基帶信號附加了振幅失配時的星座劣化的圖。圖18是說明接收器的二階失真交截點(IP2)和二階輸入交截點(IIP2)的圖。圖19是表示由于接收混頻器的差動對參數的改變而使表示2倍斜率的二階交調失真成分(IM2失真)的直線49平行移動，從而二階失真交截點(Π^)和二階輸入交截點 (ΙΙΡ2)變化的圖。圖20是表示本發(fā)明第二實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖21是表示本發(fā)明第三實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖22是表示本發(fā)明第四實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖23是表示本發(fā)明第五實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖M是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC中用于執(zhí)行“ΙΙΡ2校正模式” 的ΙΙΡ2校準電路42的結構的圖。圖25是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC的I/Q失配校準電路13的結構的一例的圖。標號說明RFIC…射頻半導體集成電路ANTT …天線L···低噪聲放大器2…開關3、4…接收混頻器
5、e…低通濾波器
7、5…可變增益放大器
9、10···Α/1)轉換器
11、12…低通濾波器
13. I/Q失配校正電路
13__0…控制單元
13__1···振幅修正單元
13__2、13_3…加法器
13__4…相位修正單元
13__5、13_6…加法器
13__7、13_8…數字帶通濾波器
14. 數字接口
15...雙工器
16. 增益控制電路
17. 90度相位移位器
18. 分頻器
19. 接收壓控振蕩器
20. 測試信號生成混頻器
21. 分頻器
22. 發(fā)送壓控振蕩器
23. 數字接口壓控振蕩器
24. 分頻器
25.·· RF功率放大器
26. 可變增益放大器
27. 加法器
28、四…發(fā)送混頻器
30. 90度相位移位器
31、32…可變增益放大器
33、；34…D/A轉換器
35、36…低通濾波器
37. 數字接口
38. 增益控制電路
39. 開關2
40. 分頻器
41. 分頻器
42. ΙΙΡ2校準電路
43. 可變增益放大器
44. 低通濾波器
45. 低通濾波器
51. 參照信號源
52. D/A轉換器
53...數字正弦波信號源
54. 擴散電路
55. 反擴散電路
56、57. 數字帶通濾波器
58、59. 內插電路
60、61. 數字低通濾波器
62、63. 峰值檢測電路
64、65. 控制寄存器
66、67. 開關
68...計數器
69. IIP2控制電路
71. DC偏移校正電路
具體實施例方式1.實施方式的概要首先，說明本申請所公開的發(fā)明中代表性的實施方式的概要。在代表性的實施方式的概要說明中標記括弧而參照的附圖的參照符號只不過是示例標記該符號的構成要素的概念中所包含的。〔1〕本發(fā)明代表性的實施方式是一種通信用半導體集成電路(RFIC)，其包括低噪聲放大器(1)、接收混頻器(3、4)、接收壓控振蕩器(19)、解調信號處理電路(5、6、7、8、9、 10、11、12)、調制信號處理電路035、36、33、34、31、32)、發(fā)送混頻器(28,28)以及發(fā)送壓控振蕩器02)，并且被安裝在無線通信終端，具有與基站進行射頻通信的功能。上述低噪聲放大器對通過上述無線通信終端的天線(ANTT)接收的RF(Radic) Freqency 射頻)接收信號進行放大。向上述接收混頻器的一方輸入端子提供上述低噪聲放大器的RF放大信號，向上述接收混頻器的另一方輸入端子提供響應上述接收壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF接收本振信號。上述解調信號處理電路能夠通過處理上述接收混頻器的輸出端子的正交解調接收信號來生成正交接收信號。在上述半導體集成電路的接收模式下，能夠利用上述接收混頻器和上述解調信號處理電路進行上述RF接收信號的處理。上述調制信號處理電路處理正交發(fā)送信號。向上述發(fā)送混頻器的一方輸入端子提供上述調制信號處理電路的正交發(fā)送輸出信號，向上述發(fā)送混頻器的另一方輸入端子提供響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF發(fā)送本振信號。在上述半導體集成電路的發(fā)送模式下，能通過響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號而根據上述發(fā)送混頻器的輸出來生成RF發(fā)送信號。
上述半導體集成電路還包括二階失真特性校正電路0 、正交接收信號校正電路 (14)和測試信號生成器(20)，從而在能進行上述接收模式和上述發(fā)送模式的收發(fā)模式以外，還具有二階失真特性校正模式和正交接收信號校正模式，上述測試信號生成器00)能夠利用上述發(fā)送壓控振蕩器0 的上述振蕩輸出信號來生成按上述二階失真特性校正模式使用的第一測試信號(fIIP2±fTm))和按上述正交接收信號校正模式使用的第二測試信號(fIQ+fTm))。在上述二階失真特性校正模式下，將上述測試信號生成器的上述第一測試信號提供給上述接收混頻器(3、4)期間，上述二階失真特性校正電路能夠通過改變上述接收混頻器的工作參數而將二階失真特性校正到最佳狀態(tài)。在上述正交接收信號校正模式下，將上述測試信號生成器的上述第二測試信號提供給上述接收混頻器(3、4)期間，上述正交接收信號校正電路能夠將由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的同相成分(I)和正交成分(Q)的相位及振幅相關的失配校正到最佳狀態(tài)。(參照圖1)。根據上述實施方式，能夠由利用發(fā)送壓控振蕩器02)的振蕩輸出信號的共同的測試信號生成器OO)生成二階失真特性校正模式和正交接收信號校正模式下使用的第一和第二測試信號。因此，能夠提供可減輕進行二階輸入交截點(IIP》和I/Q失配這兩個校準的測試信號發(fā)生電路的芯片占有面積的增大的通信用半導體集成電路。在優(yōu)選的實施方式中，上述低噪聲放大器、上述接收混頻器、上述接收壓控振蕩器以及上述解調信號處理電路構成直接下變頻接收器和低IF接收器中的任意一方接收器。省略了將聲表面波濾波器連接至上述一方接收器的上述低噪聲放大器的輸入端子和輸出端子中的任意一方(參照圖1)。另一優(yōu)選的實施方式的通信用半導體集成電路還包括與上述解調信號處理電路 (5……12)連接的DC偏移校正電路(71)。上述DC偏移校正電路能夠執(zhí)行用于校正由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的上述同相成分和上述正交成分的DC偏移的DC偏移校正工作。在上述二階失真特性校正模式下，上述DC偏移校正電路以上述二階失真特性校正電路改變上述接收混頻器的上述工作參數的各定時執(zhí)行上述DC偏移校正工作(參照圖 1)。在進而另一優(yōu)選的實施方式中，當上述通信用半導體集成電路的電源接通時，以上述二階失真特性校正模式、上述正交接收信號校正模式、上述收發(fā)模式的順序依次轉換上述通信用半導體集成電路的工作模式。上述正交接收信號校正模式能夠在上述二階失真特性校正模式下將上述接收混頻器中的上述二階失真特性校正到上述最佳狀態(tài)之后執(zhí)行。上述收發(fā)模式能夠在上述二階失真特性校正模式下將上述接收混頻器中的上述二階失真特性校正到上述最佳狀態(tài)之后和上述正交接收信號校正模式下將上述正交接收信號校正到上述最佳狀態(tài)之后執(zhí)行(參照圖5)。更優(yōu)選的實施方式的通信用半導體集成電路具有與基站進行多頻帶的射頻通信的功能。在上述多頻帶的各頻帶，以上述二階失真特性校正模式、上述正交接收信號校正模式的順序依次轉換上述通信用半導體集成電路的上述工作模式(參照圖6)。另一更優(yōu)選的實施方式的通信用半導體集成電路還包括其他的振蕩器(23、51、 53)。上述測試信號生成器00)能夠利用上述其他的振蕩器的其他振蕩輸出信號和上述發(fā)送壓控振蕩器0 的上述振蕩輸出信號來生成在上述二階失真特性校正模式下使用的第一測試信號和在上述正交接收信號校正模式下使用的第二測試信號(參照圖1、圖20、 圖 21、圖 22、圖 23)。在具體的實施方式中，生成上述其他的振蕩輸出信號的上述其他的振蕩器是用于數字接口(14、37)的壓控振蕩器(23)、參照信號源(51)、數字正弦波信號源(53)中的任意一個。在更具體的實施方式中，生成上述其他的振蕩輸出信號的上述其他的振蕩器是上述數字正弦波信號源(53)。上述通信用半導體集成電路還包括擴散電路(54)和反擴散電路(55)。上述擴散電路(54)連接在上述測試信號生成器OO)的輸入端子與上述數字正弦波信號源(53)的輸出端子之間。上述反擴散電路(55)連接在上述解調信號處理電路(5……12)的輸出端子與上述二階失真特性校正電路G2)的輸入端子之間(參照圖22)。另一更具體的實施方式的上述通信用半導體集成電路還包括測試信號開關(2) 和測試信號可變增益放大器G3)。能夠向上述測試信號可變增益放大器的輸入端子提供由上述測試信號生成器OO)的輸出端子生成的上述第一測試信號和上述第二測試信號。由上述測試信號可變增益放大器的輸出端子生成的第一測試放大信號和第二測試放大信號能夠通過上述測試信號開關( 提供給上述接收混頻器(3、4)(參照圖1、 圖 20、圖 21、圖 22)。最具體的實施方式的上述通信用半導體集成電路還包括連接在上述測試信號生成器OO)的輸出端子與上述低噪聲放大器(1)的輸入端子之間的測試信號開關O)。能夠通過上述測試信號開關向上述低噪聲放大器(1)的上述輸入端子提供由上述測試信號生成器OO)的上述輸出端子生成的上述第一測試信號和上述第二測試信號 (參照圖^3)?！?〕本發(fā)明的另一觀點的代表性的實施方式是一種通信用半導體集成電路(RFIC) 的工作方法，該通信用半導體集成電路包括低噪聲放大器(1)、接收混頻器(3、4)、接收壓控振蕩器(19)、解調信號處理電路(5、6、7、8、9、10、11、12)、調制信號處理電路(35、36、33、 34、31、32)、發(fā)送混頻器Q8J8)以及發(fā)送壓控振蕩器(22)，其被安裝在無線通信終端，并具有與基站進行射頻通信的功能。上述低噪聲放大器對由上述無線通信終端的天線(ANTT)接收的RF接收信號進行放大。向上述接收混頻器的一方輸入端子提供上述低噪聲放大器的RF放大信號，向上述接收混頻器的另一方輸入端子提供響應上述接收壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF接收本振信號。
上述解調信號處理電路能夠通過處理上述接收混頻器的輸出端子的正交解調接收信號來生成正交接收信號。在上述半導體集成電路的接收模式下，能夠利用上述接收混頻器和上述解調信號處理電路進行上述RF接收信號的處理。上述調制信號處理電路處理正交發(fā)送信號。向上述發(fā)送混頻器的一方輸入端子提供上述調制信號處理電路的正交發(fā)送輸出信號，向上述發(fā)送混頻器的另一方輸入端子提供響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF發(fā)送本振信號。在上述半導體集成電路的發(fā)送模式下，能夠響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號而根據上述發(fā)送混頻器的輸出來生成RF發(fā)送信號。上述集成電路還包括二階失真特性校正電路0 、正交接收信號校正電路(14)、 和測試信號生成器(20)，從而能進行上述接收模式和上述發(fā)送模式的收發(fā)模式以外，還具有二階失真特性校正模式和正交接收信號校正模式。上述測試信號生成器00)能夠利用上述發(fā)送壓控振蕩器0 的上述振蕩輸出信號來生成在上述二階失真特性校正模式下使用的第一測試信號(fIIP2±fTm))和在上述正交接收信號校正模式下使用的第二測試信號(fIQ+fTm))。上述工作方法包括以下步驟在上述二階失真特性校正模式下，將上述測試信號生成器的上述第一測試信號提供給上述接收混頻器(3、4)期間，上述二階失真特性校正電路通過改變上述接收混頻器的工作參數而將二階失真特性校正到最佳狀態(tài)的步驟；和在上述正交接收信號校正模式下，將上述測試信號生成器的上述第二測試信號提供給上述接收混頻器(3、4)期間，上述正交接收信號校正電路將由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的同相成分(I)和正交成分(Q)的相位及振幅相關的失配校正到最佳狀態(tài)的步驟(參照圖1)。根據上述實施方式，能夠提供一種可減輕進行二階輸入交截點(IIP》和I/Q失配這兩個校準的測試信號發(fā)生電路的芯片占有面積的增大的通信用半導體集成電路。2.實施方式的詳細情況接著，進一步詳細敘述實施方式。在用于說明實施發(fā)明的最佳方式的所有附圖中， 對具有與上述圖相同的功能的部件標記同一符號，省略其重復的說明。[實施方式1]《RFIC的結構》圖1是表示本發(fā)明第一實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。本實施方式的RFIC采用了與UMTS標準對應的無接收SAW濾波器的直接變頻收發(fā)器。此外，UMTS 是 Universal Mobile Telecommunications System 的簡稱。圖1所示的RFIC的接收器是安裝有二階輸入交截點(IIP2)的校正功能和I/Q失配的校正功能的直接變頻接收器(DCR)。安裝有圖1所示的RFIC的移動電話終端包括天線ANTT ；低噪聲放大器(LNA) 1 ； 開關2、39 ；接收混頻器3、4 ；測試信號生成混頻器20 ；發(fā)送混頻器觀、29 ；低通濾波器 (LPF)5、6、11、12、35、36、44、45 ；可變增益放大器(PGA) 7、8、26、31、32、43 ；A/D 轉換器 (ADC) 9、10 ；I/Q失配校正電路13 ；IIP2校正電路42 ；數字接口 14,37 ；雙工器15 ；增益控制電路16、38 ；90度相位器17、30 ；分頻器18、21、24、40、41 ；接收壓控振蕩器(RXVCO) 19 ；發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22 ；數字接口壓控振蕩器(VCO) 23 ；加法器27 ；RF功率放大器(PA) 25 ； D/A轉換器(DAC) 33、34 ；以及DC偏移校正電路71。在圖1所示的移動電話終端中，虛線內部的部件被集成在RFIC的半導體芯片上?！度齻€工作模式》圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC根據“收發(fā)模式”、“IIP2校正模式”和“I/ Q失配校正模式”這三個工作模式進行工作。在“收發(fā)模式”下，安裝有圖1所示的RFIC的移動電話終端與基站之間執(zhí)行收發(fā)工作來進行無線通信。在“IIP2校正模式”下，圖1所示的RFIC對由接收混頻器3、4的差動對偏差產生的二階交調失真成分(IM2失真)特性進行校正。在“I/Q失配校正模式”下，圖1所示的RFIC對由接收器的I、Q信道的接收基帶處理信號之間的相對偏差產生的I/Q失配進行校正。在電源接通時，圖1所示的RFIC以“IIP2校正模式”、“I/Q失配校正模式”、“收發(fā)模式”的順序依次轉換工作模式。以下，說明“收發(fā)模式”時的圖1所示的RFIC的工作?！妒瞻l(fā)模式》圖4是說明圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“收發(fā)模式”下進行工作的圖。在圖4中，僅示出圖1所示的RFIC內部的部件中在收發(fā)模式時工作的電路?！窗l(fā)送工作〉首先，參照圖4說明“收發(fā)模式”中的發(fā)送工作。將I、Q數字基帶發(fā)送信號從被稱為基帶處理器的基帶信號處理電路通過LVDS(Low Voltage Signaling)等電路構成的數字接口電路37提供給RFIC，然后通過提供給低通濾波器(LPF) 35、36來除去高頻噪聲。數字接口電路37根據由數字接口壓控振蕩器(VCO) 23和分頻器M生成的時鐘信號而工作。然后，I、Q數字基帶發(fā)送信號被D/A轉換器(DAC) 33、34轉換成模擬信號，之后被輸入到可變增益放大器(PGA)31、32，并進行信號電平的調整。由可變增益放大器(PGA)31、32 的輸出生成的I、Q模擬基帶發(fā)送信號被提供給發(fā)送混頻器觀、29，與發(fā)送RF本振信號相乘而上變頻為RF頻帶的I、Q的RF發(fā)送信號。發(fā)送RF本振信號由發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22、 分頻器21、90度相位器30生成。I、Q的RF發(fā)送信號用加法器27相加，利用可變增益放大器(PGA)沈再次進行信號電平的調整后被RF功率放大器(PA) 25功率放大，然后從天線 ANTT輸出?？勺冊鲆娣糯笃?PGA) 31、32、26以及RF功率放大器(PA) 25的增益設定是由被稱為基帶處理器的基帶信號處理電路通知適當的增益設定，并通過增益控制電路38進行?！唇邮展ぷ鳌到又?，參照圖4說明“收發(fā)模式”時的接收工作。當從天線ANTT接收來自移動電話的基站的RF接收信號時，RF接收信號被低噪聲放大器(LNA) 1進行信號放大。然后，RF接收信號通過開關2被提供給接收混頻器3、4，與接收RF本振信號相乘而下變頻為相位相差90度的I、Q接收基帶信號。接收RF本振信號由接收壓控振蕩器(RXVCO) 19、分頻器18、90度相位器17生成。I、Q接收基帶信號被提供給低通濾波器(LPF) 5、6和可變增益放大器(PGA) 7、8，分別進行干擾波的除去和信號電平的調整?？勺冊鲆娣糯笃?PGA) 7、8的增益和低噪聲放大器(LNA) 1的增益設定是利用被稱為基帶處理器的基帶信號處理電路通知適當的增益設定并通過增益控制器16而進行的。 另外，DC偏移校正電路71具有檢測并降低可變增益放大器(PGA) 7、8的輸入DC偏移電壓的功能。在接收開始前，通過DC偏移校正電路71工作來降低接收器的DC偏移電壓，從而防止在I、Q接收基帶信號為最大振幅時輸入信號電平在A/D轉換器(ADC)9、10的輸入動態(tài)范圍之外變化。然后，I、Q接收基帶信號被A/D轉換器(ADC) 9、10轉換為數字信號，利用數字低通濾波器(LPF) 11、12進行干擾波的除去和A/D轉換的量子化噪聲的除去。從數字低通濾波器(LPF)11、12輸出的I、Q接收數字基帶信號被提供給I/Q失配校正電路13。因此，在后述的“I/Q失配校正模式”下對接收器的I/Q失配的修正值在I/Q失配校正電路13中設定， 因而能夠校正附加在I、Q接收數字基帶信號中的振幅和相位的失配。從I/Q失配校正電路 13輸出的I、Q接收數字基帶信號通過LVDS(Low Voltage Signaling)等電路所構成的數字接口電路14傳輸到被稱為基帶處理器的基帶信號處理電路，并執(zhí)行解調處理。數字接口電路14根據由數字接口壓控振蕩器(VCO) 23和分頻器M生成的時鐘信號而工作。在此，在無接收SAW濾波器的直接變頻接收器中，由于除去了與低噪聲放大器 (LNA)I的輸出連接的SAW濾波器，所以如上述那樣，與SAW內置的直接變頻接收器相比，干擾波抑制特性大約低20dB以上。如前述那樣，在WCDMA方式下，發(fā)送器輸出的發(fā)送信號對于接收器而言成為干擾波，特別是有時移動電話終端在最小接收功率時以最大發(fā)送功率進行通信，很難確保此時的接收S/N比。根據進行第三代移動電話系統(tǒng)的規(guī)格的研究和制作的項目即 3GPP(3rd Generation Partnership Project)的規(guī)格，最小接收靈敏度為 _117dBm， 最大發(fā)送功率在4級時為+21daii。在接收器的輸入與發(fā)送器的輸出之間由于雙工器15而存在大致50dB左右的隔離，但在最大發(fā)送功率時，向接收器的輸入提供大約-30dBm的發(fā)送信號。根據這樣的理由，為了通過削減接收器中的SAW濾波器來降低二階交調失真成分 (IM2失真)，需要進行二階失真的校正?！炊A輸入交截點(IIP2)>作為二階失真特性的指標，使用上述二階輸入交截點(IIP》。圖18是說明接收器的二階失真交截點(IP2)和二階輸入交截點(IIP2)的圖。如開頭說明過的那樣，二階失真交截點(IP》用對數軸的χ坐標和對數軸的y坐標的輸入輸出特性定義為一階成分的直線與二階交調失真成分(IM2失真)的直線的交點。另外，進而二階輸入交截點(ΙΠ^)是二階失真交截點(ΠΡ》的χ坐標的值。圖18的對數軸χ和對數軸y的輸入輸出特性中，直線50表示具有1倍斜率的基本波的一階成分，直線49表示具有2倍斜率的二階交調失真成分(IM2失真)。直線50與直線49的交點成為二階失真交截點(IP2)，交點的χ坐標的值成為二階輸入交截點(ΙΙΡ2)。一般地，接收器的二階輸入交截點(IIP》特性是由提供被低噪聲放大器(LNA)功率放大的RF接收信號的接收混頻器所決定的。接收混頻器的IIP2特性由于接收混頻器的差動對的不平衡而劣化，因此如上述專利文獻1所述那樣，使本振平衡輸入部的相位、負載電阻的值、接收混頻器的差動對的偏置電壓等的參數具有可變機構，從而能夠修正差動對的不平衡，改變二階輸入交截點(IIP2)。圖19是表示通過根據接收混頻器的差動對參數的改變而使表示2倍斜率的二階交調失真成分(IM2失真)的直線49平行移動、從而使二階失真交截點(Π^)和二階輸入交截點(IIP2)發(fā)生變化的圖。如圖19所示，當改變?yōu)楸硎径A交調失真成分(IM2失真)的直線49的最小電平 (粗的虛線)時，二階輸入交截點(IIP2)能夠被改善為最大值(Calibrated IIP2)。本發(fā)明的各實施方式中，將二階交調失真成分(IM2失真)設定為最小電平、并將二階輸入交截點(IIP2)設定為最大值(Calibrated IIP2)的校正工作稱為“ IIP2校準”，該校正工作在后面詳細敘述的“IIP2校正模式”下執(zhí)行。圖4所示的RFIC中，在接收混頻器3、4上連接有IIP2校準電路42。在IIP2校準電路42的控制寄存器中存儲后述的“IIP2校正模式”的工作模式期間二階交調失真成分 (IM2失真)為最小電平(二階失真特性為最佳)的參數設定信息。圖4所示的RFIC的工作模式在之后轉變?yōu)椤笆瞻l(fā)模式”的時刻，二階失真特性為最佳的設定信息反映到接收混頻器 3、4。<DC偏移校正〉進而，在圖4所示的RFIC中，在可變增益放大器(PGA) 7、8上連接有DC偏移校正電路71。上述的“IIP2校正模式”期間，在更新接收混頻器3、4的設定信息的所有定時，DC 偏移校正電路71執(zhí)行DC偏移校正，以消除可變增益放大器(PGA) 7、8的DC偏移電壓。DC 偏移校正的詳細情況在后面詳細敘述。<I/Q 失配〉另一方面，在圖4所示的RFIC中，根據A/D轉換器(ADC)9、10的輸出生成的I、Q 接收數字基帶信號，理想的是振幅相等且相位相差90度。但是，實際上，由于RFIC的半導體制造工藝的元件偏差，接收混頻器3、4、低通濾波器(LPF) 5、6、可變增益放大器(PGA)7、 8、A/D轉換器(ADC) 9、10產生電路偏差。因此，根據A/D轉換器(ADC) 9、10的輸出生成的 I、Q接收數字基帶信號的振幅和相位上附加失配(不匹配)。圖15是表示I、Q接收基帶信號的振幅和相位未附加失配的理想情況的星座 (Constellation)圖。該星座是通過進行下述所示的測定而得到的。例如，向接收器提供頻率IGHz的正弦波，并將RF接收本振信號的頻率設定為999MHz時，頻率IMHz的正弦波和頻率IMHz的余弦波作為I、Q接收基帶信號而生成。圖像波成分即1999MHz的正弦波和余弦波設為利用低通濾波器(LPF) 5、6而被完全除去。將IMHz的正弦波和IMHz的余弦波的振幅分別設為I、Q，將I+jQ構成為復平面時，能夠得到圖15的星座。當圖4所示的RFIC沒有電路偏差時，理想的正弦波和余弦波作為I、Q接收基帶信號而得到，因此星座如圖15所示那樣變成完全的圓形。但是，在附加了相位失配或附加了振幅失配的情況下，就不會變成完全的圓形。圖16是表示I、Q接收基帶信號在附加了相位失配的情況下的星座劣化的圖。另外，圖17是表示I、Q接收基帶信號在附加了振幅失配情況下的星座劣化的圖。在哪種情況下，星座都不會成為完全的圓形，因此導致振幅和相位信息劣化。在進行基于可提高通信數據率的正交振幅調制(QAM)等的振幅、相位調制的通信時，I/Q失配使通信品質劣化，進而在可提高數據率的多值調制中，由I/Q失配導致的通信品質的劣化變得顯著。另一方面，圖4所示的RFIC中，由A/D轉換器(ADC)9、10生成的I、Q接收數字基帶信號通過數字低通濾波器(LPF) 11,12提供給I/Q失配校正電路13。I/Q失配校正電路13在后述的“I/Q失配校正模式”的工作模式期間獲得降低I/Q失配的設定信息。圖4所示的RFIC的工作模式之后轉變?yōu)椤笆瞻l(fā)模式”的時刻，將對于相位和振幅降低了 I/Q失配的I、Q接收數字基帶信號提供給數字接口 14。即，在圖4的RFIC內部，生成單音信號并提供給接收混頻器3、4之后，利用收斂算法檢測I/Q失配來計算修正值。將計算出的修正結果存儲到控制寄存器中。在圖4所示的RFIC的工作模式此后轉變?yōu)椤笆瞻l(fā)模式”的時刻， 將校正I/Q失配的設定信息反映到I/Q失配校正電路13。I/Q失配校正的詳細情況在后面詳細敘述?！禝IP2校正模式》圖2是說明圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的工作的圖。在圖2中，僅示出了圖1所示的RFIC的內部部件中IIP2校正模式時工作的電路。利用分頻器41對由數字接口壓控振蕩器(VCO) 23生成的振蕩輸出信號進行分頻， 生成具有fIIP2頻率的時鐘信號。然后，利用低通濾波器0^朽45抑制&11)2的高次諧波而接近于理想的正弦波。圖7是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的抑制fIIP2頻率信號的高次諧波的低通濾波器(LPF)45的輸出信號的頻譜的圖。圖7所示的頻率特性70是低通濾波器(LPF)45的頻率特性。另外，還圖示了 fnP2X3、fIIP2X5的奇數次高次諧波，但在低通濾波器(LPF)45的頻率特性非常陡峭且衰減量接近理想的情況下，能夠完全抑制這些高次諧波。根據低通濾波器(LPF)45的輸出生成的fIIP2頻率正弦波信號通過開關39提供給測試信號生成混頻器20。另一方面，向測試信號生成混頻器20輸入了發(fā)送壓控振蕩器 (TXVCO) 22的振蕩輸出信號被分頻器21分頻而生成的RF發(fā)送頻帶的頻率fTXU)的本振信號， 因此由測試信號生成混頻器20形成具有(fIIP2±fTXU))頻率的雙音信號。該IIP2校正用的雙音信號是用于模擬上述大致_30dBm發(fā)送干擾波的信號，因此當將低噪聲放大器(LNA) 1 的增益設為25dB時，需要生成具有_5dBm的信號電平的雙音測試信號。但是，根據測試信號生成混頻器20的結構，有時很難以低失真生成_5dBm的較大的信號功率電平的雙音信號。 因此，通過將可變增益放大器(PGA)43連接到測試信號生成混頻器20的輸出，從而利用可變增益放大器(PGA)43對根據測試信號生成混頻器20的輸出生成的雙音信號進行線性放大。圖8是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的可變增益放大器(PGA)43的輸出信號的頻譜的圖。圖8中圖示了(fmQ-fIIP2)頻率信號和(fmQ+fIIP2)頻率信號的雙音信號，但除此之外，還圖示了通過fIIP2X3、fIIP2X5的奇數次高次諧波與RF發(fā)送頻率fTXLO相乘而生成的頻譜。但是，在低通濾波器(LPF)45的頻率特性(圖7的頻率特性70)為非常陡峭且衰減量接近于理想的情況下，能夠大致完全抑制該高次諧波的影響。被可變增益放大器(PGA)43信號功率放大后的雙音信號從可變增益放大器 (PGA) 43的輸出通過開關2輸入到接收混頻器3、4。此時，接收混頻器3、4模擬接收工作， 向接收混頻器3、4提供了由接收壓控振蕩器(RXVCO) 19、分頻器18、90度相位器17生成的 RF接收頻帶的頻率fKXU)的RF接收本振信號。另一方面，在接收混頻器3、4具有差動對的不平衡時，接收混頻器3、4中的二階交調失真成分(IM2成分)的影響輸出為直流成分(DC)和fIIP2X2、fIIP2X4等的高次諧波成分。但是，fIIP2X2、fTXU)X2等的高次諧波能夠被低通濾波器(LPF)5、6除去。進而，在接收混頻器3、4中，通過頻率fKXU)的接收本振信號與(fTXU)士fIIP2)頻率的雙音信號相乘，還輸出具有例如f_+(fTXU)+f P2)等的頻率成分的信號。但是，和f 的頻率分別是RF接收頻帶和RF發(fā)送頻帶的頻率，這些高頻信號能夠被低通濾波器(LPF)5、6除去。圖9是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的低通濾波器(LPF)5、6的輸出信號的頻譜的圖。在圖9中，頻率特性46表示低通濾波器(LPF) 5、6的頻率特性。在圖9中，二階交調失真成分(IM2成分)的影響還表示直流成分(DC)和fIIP2X2、fIIP2X4的高次諧波成分。 在此，fIIP2X4的高次諧波成分是如圖7所示那樣低通濾波器(LPF) 45的抑制不夠時產生的成分。二階輸入交截點(IIP2)的校正工作即“IIP2校正模式”下，檢測二階交調失真成分(IM2成分)即具有fIIP2X2頻率的信號的峰值或者功率，探索這些為最小的接收混頻器 3、4的設定條件。因此，fIIP2X4的高次諧波成分使檢測精度劣化，因此低通濾波器(LPF)45 的抑制特性越高，越能使檢測精度提高。根據低通濾波器(LPF) 5、6的輸出生成的二階交調失真成分(IM2成分)被可變增益放大器(PGA)7、8放大。此時，由控制可變增益放大器(PGA)7、8的增益的增益控制電路 16進行設定的增益例如設為最大增益。從接收混頻器3、4輸出的二階交調失真成分(IM2 成分)的電平為非常小時，需要避免IM2成分埋沒在A/D轉換器(ADC) 9、10的量子化噪聲中。因此，推薦將可變增益放大器(PGA) 7、8的增益設定得較高。但是，在二階輸入交截點 (IIP2)的校正工作(“IIP2校正模式”)下，通過接收混頻器3、4的負載電阻值的可變控制實現(xiàn)接收混頻器3、4的參數可變機構時，有可能在各可變控制的定時，接收混頻器3、4的輸出DC偏移發(fā)生變動。其結果，由于接收混頻器3、4的輸出DC偏移的變動，有可能可變增益放大器(PGA)7、8的輸出電平位于A/D轉換器(ADC)9、10的輸入動態(tài)范圍之外。另外，在通過接收頻器3、4的偏置電壓的可變控制實現(xiàn)了接收混頻器3、4的參數可變機構時，也有同樣的可能性。因此，根據該理由，“IIP2校正模式”期間，在更新接收混頻器3、4的設定信息的所有定時，DC偏移校正電路71執(zhí)行DC偏移校正工作，以消除可變增益放大器(PGA) 7、8 的DC偏移電壓。被可變增益放大器(PGA) 7、8放大的二階交調失真成分(IM2成分)利用A/D轉換器(ADC)9、10轉換為數字信號，進而利用數字低通濾波器(LPF) 11、12除去噪聲后提供給 IIP2校準電路42?！禝IP2校準電路》圖M是表示在圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC中用于執(zhí)行“IIP2校正模式”的IIP2校準電路42的結構的圖。如圖M所示，IIP2校準電路42包括數字帶通濾波器(BPF) 56、57、內插電路58、 59、數字低通濾波器(LPF)60、61、峰值檢測電路62、63、控制寄存器64、65、開關66、67、計數器68、IIP2控制電路69。根據數字低通濾波器(LPF)11、12的輸出生成的二階交調失真成分(IM2成分)利用數字帶通濾波器(BPF)56、57除去噪聲成分之后，利用內插電路58、59進行上采樣，并進
20行內插信號處理，進而利用數字低通濾波器(LPF)60、61除去噪聲成分和高次諧波成分。圖10是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的數字低通濾波器(LPF) 11、12的輸出信號的頻譜的圖。圖10的頻率特性47是圖M所示的IIP2校準電路42的數字帶通濾波器(BPF) 56、 57的頻率特性。如圖10所示，圖9所示的直流成分(DC)、fIIP2X4的高次諧波成分、噪聲成分、量子化噪聲等利用數字帶通濾波器(BPF) 56,57進行抑制，而圖9所示的要檢測的二階交調失真成分(IM2成分)即fIIP2X2的頻率成分根據數字帶通濾波器(BPF)56、57的頻率特性47 而被選擇。根據圖M所示的IIP2校準電路42的數字低通濾波器(LPF)60、61的輸出生成的二階交調失真成分(IM2成分)被提供到峰值檢測電路62、63的輸入端，檢測峰值或者平均功率。在進行該檢測時，利用由內插電路58、59進行的上采樣和信號內插處理提高正弦波的時間分辨率，因此，能夠高精度地檢測峰值或平均功率。被峰值檢測電路62、63檢測到的峰值或者平均功率按照用計數器68計數的一定時間一次保存在控制寄存器64、65中。保存到控制寄存器64、65時，比較以前保存的峰值和新檢測到的峰值。當新檢測到的峰值比以前保存的峰值小時，保存新檢測到的峰值或者平均功率和該時刻的接收混頻器3、4的設定條件(IIP2的設定值)。接收混頻器3、4的設定條件(IIP2的設定值)按照用計數器68 計數的一定時間，利用IIP2控制電路69進行更新，提供給控制寄存器64、65，并且通過開關 66、67提供給接收混頻器3、4。如以上那樣，按計數器68計數的一定時間，IIP2控制電路69更新接收混頻器3、4 的設定值期間，檢測二階交調失真成分(IM2成分)的峰值或者平均功率，并僅將成為最小的設定值保存在控制寄存器64、65，從而最終將二階失真特性為最佳的設定值保存在控制寄存器64、65中。使用預定的范圍內的設定值的檢測全部結束后，開關66、67被IIP2控制電路69控制，以將來自控制寄存器64、65的最佳設定值提供給混頻器3、4。因此，“ IQ校準模式”開始時和“收發(fā)模式”開始時，將二階交調失真成分(IM2成分)為最佳的設定值從控制寄存器64、65提供給接收混頻器3、4，反映“IIP2校正模式”的校正結果。另外，“IIP2校正模式”下，為了模擬接收工作中的發(fā)送干擾波輸入，RF發(fā)送本振頻率RF接收本振頻率fKXU)分別被設定為RF發(fā)送頻帶和RF接收頻帶的頻率。另外， “ IΙΡ2校正模式”中，為了維持與基帶處理器的通信，數字接口 14、37處于工作中。《I/Q失配校正模式》圖3是說明圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的工作的圖。在圖3中，僅示出了圖1所示的RFIC內部的部件中I/Q失配校正模式時工作的電路。由數字接口壓控振蕩器(VCO) 23生成的振蕩信號被分頻器40分頻，生成頻率fIQ 的時鐘信號。然后，用低通濾波器(LPF)44抑制高次諧波，接近于理想的正弦波。圖11是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下使用的抑制fIQ的頻率信號的高次諧波的低通濾波器(LPF)44的輸出信號的頻譜的圖。來自圖3的低通濾波器(LPF) 44的輸出的頻率fIQ的正弦波此后通過開關39提供給測試信號生成混頻器20。另一方面，向測試信號生成混頻器20輸出了發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22的振蕩輸出信號被分頻器21分頻后生成的RF發(fā)送頻帶的頻率fTXU)的本振信號， 因此由測試信號生成混頻器20形成具有(fIQ±fTXU))頻率的雙音信號。另一方面，I/Q失配校正用的測試信號模擬RF接收信號，因此不需要IIP2校正用的測試信號那樣的大功率。因此，可變增益放大器(PGA)43以比IIP2校正模式低的增益將由測試信號生成混頻器20生成的測試信號放大或者衰減。圖12是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下使用的與測試信號生成混頻器20連接的可變增益放大器(PGA)43的輸出信號的頻譜的圖。模擬為RF接收信號的信號僅是具有(fIQ+fTXU))頻率的信號，具有(fIQ_fnw)頻率的信號如后述那樣，在被接收混頻器3、4進行頻率轉換時利用低通濾波器(LPF) 5、6來抑制。因此，根據該理由，圖12中未圖示具有(fIQ_fTm))頻率的信號。也就是說，實際上從測試信號生成混頻器20輸出了具有(fIQ±fTXU))頻率的雙音信號，但實際上用于I/Q失配的校正的測試信號僅是具有(fIQ+fTXU))頻率的信號。因此，基于頻率(fIQ-fTXU))的信號的對I/ Q失配校正工作的影響大致為零，因此與使用了單音信號等效。I/Q失配校正工作時，使用了收斂算法，因此需要以小功率向接收器提供模擬了 RF接收信號的單音信號，但如上述那樣，所形成的測試信號滿足該條件。從可變增益放大器(PGA) 43輸出的具有(fIQ+fmQ)頻率的測試信號通過開關2提供給接收混頻器3、4。此時，接收混頻器3、4模擬了接收工作，因此向接收混頻器3、4提供由接收壓控振蕩器(RXVCO) 19、分頻器18、90度相位器17生成的RF接收頻帶的頻率的 RF接收本振信號。因此，頻率(fIQ+fTXU))的測試信號與頻率fKXU)的RF接收本振信號相乘，被下變頻為頻率( ·ΙΘ+ ·ΤΧατ ·κχω)的信號。此時，接收混頻器3、4被設定為由上述ΙΙΡ2校正模式所得到的最佳設定值。然后，利用低通濾波器(LPF) 5、6選擇并輸出頻率(fIQ+fTXurfm())的下變頻信號。此時，較高的頻率(fIQ+fTXM+fm())的信號也存在于接收混頻器3、4的輸出，但被低通濾波器(LPF) 5、6所抑制。來自低通濾波器(LPF) 5、6的輸出的頻率(fIQ+fTmrfKXU))的下變頻信號通過可變增益放大器(PGA) 7、8提供給A/D轉換器(ADC) 9、10，從而轉換為數字信號，利用數字低通濾波器(LPF) 11、12除去噪聲后輸入到IQ校準電路13。此時，增益控制電路16將可變增益放大器(PGA) 7、8的增益設定為固定增益，以使頻率(fIQ+fm<rfm())的測試信號不會超出A/D 轉換器(ADC) 9、10的輸入動態(tài)范圍。圖13是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的低通濾波器(LPF)5、6的輸出信號的頻譜的圖。在圖13中，頻率特性46表示低通濾波器 (LPF) 5,6的頻率特性。圖14是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的數字低通濾波器(LPF) 11、12的輸出信號的頻譜的圖。圖14的頻率特性48是以下說明的圖25所示的I/Q失配校準電路13的數字帶通濾波器(BPF) 13_7、13_8的頻率特性?！禝/Q失配校準電路13》圖25是表示圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC的I/Q失配校準電路13的結構的一例的圖。
如圖25所示，I/Q失配校準電路13包括控制單元13_0、振幅修正單元13_1、加法器13_2、13_3、13_5、13_6、相位修正單元13_4、數字帶通濾波器(BPF) 13_7、13_8。數字帶通濾波器(BPF)13_7、13_8用于提高I/Q失配校正精度。振幅修正單元13_1 和相位修正單元13_4被控制單元13_0控制，該控制單元13_0根據一定時間收斂算法來計算用于校正振幅誤差和相位誤差的修正值。振幅修正單元13_1根據來自控制單元13_0的振幅修正值來修正主要傳輸I相信號的信號線的振幅。相位修正單元13_4根據來自控制單元13_0的相位修正值來修正主要傳輸I相信號的信號線的相位。在主要傳輸I相信號的信號線和主要傳輸Q相信號的信號線的信號路徑上配置有加法器13_2、13_3、13_5、13_6。在由圖25所示的I/Q失配校準電路13進行的I/Q失配的校正工作中，使收斂算法工作一定時間，從而能得到I/Q失配的最終修正值。因此，I/Q失配校準電路13在將最終的修正值存儲為控制單元13_0的控制寄存器值之后，結束“I/Q失配校正模式”的校正工作。"IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”這兩者的校正工作期間，由于發(fā)送RF本振信號頻率fTXU)和接收RF本振信號頻率fKXU)沒有分別被變更，分別為相同的值，所以接收壓控振蕩器(RXVCO) 19和發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22的各振蕩頻率在雙方的校正工作期間分別成為相同的值。另外，在“I/Q失配校正模式”中，為了維持與基帶處理器的通信，數字接口 14、37處于工作中。《單頻帶對應的校準》圖5是表示由圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC執(zhí)行的單頻帶對應的校準程序的工作的圖。根據圖5所示的校準程序的工作，上述“IIP2校正模式”的校正工作和“I/Q失配校正模式”的校正工作在電源剛接通之后或者剛接收空載(idle)之后執(zhí)行。圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在時刻Tl接受校準開始的觸發(fā)時，開始頻率鎖定工作，以使發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19分別輸出頻率fTXU)和頻率fKXU)。與此同時，數字接口壓控振蕩器(VCO) 23也開始頻率鎖定工作，以輸出預定的頻率。當這些壓控振蕩器的頻率鎖定工作結束時，在時刻T2轉換為“IIP2校正模式”的校正工作。因此，ΠΡ2校準電路42將在接收混頻器3、4中二階失真特性為最佳的設定信息存儲到其內部的控制寄存器64、65。因此，在二階失真特性為最佳的設定信息反映到接收混頻器3、4的狀態(tài)下，"IIP2校正模式”的校正工作結束。然后，使用于“IIP2校正模式”的分頻器40斷開，而使用于“I/Q失配校正模式”的分頻器41接通。將該分頻器的切換的瞬態(tài)響應時間作為權重(weight)時間，從“IIP2校正模式”轉換到“I/Q失配校正模式”。"IIP2校正模式”下的校正是修正接收混頻器3、4的差動對的不平衡的方式，因此當變更接收混頻器3、4的差動對的不平衡時，有時接收混頻器3、4的RF接收本振輸入端子的平衡發(fā)生變化而使I/Q失配變化。根據這樣的理由，“IIP2校正模式”需要在“I/Q失配校正模式”之前實施，在反映了 “IIP2校正模式”的校正結果的狀態(tài)下實施“I/Q失配校正模式”。當“I/Q失配校正模式”的校正工作開始時，根據由I/Q失配校準電路13進行I/Q失配的校正工作的一定時間收斂算法得到I/Q失配的最終的修正值，將最終的修正值存儲在控制寄存器之后，在時刻T3結束“I/Q失配校正模式”的校正工作?！癐/Q失配校正模式”結束后，不變成收發(fā)模式的情況下，再次轉換為空載狀態(tài)，發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22、接收壓控振蕩器(RXVCO) 19以及其他收發(fā)電路也都設為斷開，但 IIP2校正結果和I/Q失配校正結果被保存在控制寄存器。然后，當在時刻T4轉換為“收發(fā)模式”時，發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19開始鎖定工作，以使從基帶處理器向所指定的收發(fā)頻率信道設定發(fā)送壓控振蕩器(TXVC0)22的振蕩頻率和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19的振蕩頻率。此時，IIP2校正結果和I/Q失配校正結果分別反映到接收混頻器、I/Q失配校正電路。其結果，發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器 (RXVCO) 19的鎖定工作結束后，能夠立即在時刻T5開始進行RFIC與移動電話基站的通信?！抖囝l帶對應的校準》圖6是表示由圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC執(zhí)行的多頻帶對應的校準程序的工作的圖。與單頻帶對應的情況相同地，根據圖6所示的多頻帶對應的校準程序的工作，上述“IIP2校正模式”的校正工作和“I/Q失配校正模式”的校正工作在電源剛接通之后或者接收空載后立即被執(zhí)行。圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC在時刻Tl接受校準開始的觸發(fā)時，開始進行頻率鎖定工作，使發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19分別輸出頻率〖 。和頻率f-。。與此同時，數字接口壓控振蕩器(VCO) M也開始進行頻率鎖定工作， 以輸出預定的頻率。當這些壓控振蕩器的頻率鎖定工作結束時，在時刻T2轉換為“IIP2校正模式”的校正工作。因此，ΠΡ2校準電路42將在接收混頻器3、4中將二階失真特性為最佳的設定信息存儲在其內部的控制寄存器64、65中。因此，在二階失真特性為最佳的設定信息反映到接收混頻器3、4的狀態(tài)下，"IIP2校正模式”的校正工作結束。然后，將用于“IIP2校正模式”的分頻器40斷開，而用于“I/Q失配校正模式”的分頻器41設為接通。將該分頻器的切換的瞬態(tài)響應時間作為權重時間，從“IIP2校正模式” 轉換到“I/Q失配校正模式”。當“I/Q失配校正模式”的校正工作開始時，根據由I/Q失配校準電路13進行I/ Q失配的校正工作的一定時間收斂算法，能得到I/Q失配的最終的修正值，將最終的修正值存儲到控制寄存器之后，在時刻T3結束“I/Q失配校正模式”的校正工作。在時刻T3的“I/Q失配校正模式”剛結束后，為了進行其他頻帶的校準，開始進行頻率鎖定工作，再次使發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19分別輸出另一頻帶的頻率fTXU)和另一頻帶的頻率fKXU)。此時，數字接口壓控振蕩器(VC0)23維持著鎖定狀態(tài)，因此不需要用于再鎖定的頻率鎖定工作。然后，在時刻T4轉換到“IIP2校正模式”的校正工作。其結果，IIP2校準電路42 將在接收混頻器3、4中二階失真特性為最佳的設定信息存儲在其內部的控制寄存器64、65 中。因此，在二階失真特性為最佳的設定信息反映到接收混頻器3、4的狀態(tài)下，“IIP2校正模式”的校正工作結束。然后，將從分頻器40向分頻器41的切換的瞬態(tài)響應時間作為權重時間，從“IIP2 校正模式”轉換到“ I/Q失配校正模式”。
當“I/Q失配校正模式”的校正工作開始時，根據由I/Q失配校準電路13進行I/ Q失配的校正工作的一定時間收斂算法，能得到I/Q失配的最終的修正值，將最終的修正值存儲在控制寄存器之后，在時刻T5結束“I/Q失配校正模式”的校正工作。與單頻帶對應的程序相同地，“I/Q失配校正模式”結束后，不會變成收發(fā)模式的情況下，再次轉換到空載狀態(tài)，發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22、接收壓控振蕩器(RXVCO) 19以及其他收發(fā)電路都為斷開，但每個頻帶的IIP2校正結果和I/Q失配校正結果被保存在控制寄存器中。然后，在時刻T5轉換為“收發(fā)模式”時，發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19開始進行鎖定工作，以從基帶處理器指定的收發(fā)頻率信道被設定發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22的振蕩頻率和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19的振蕩頻率。此時，從基帶處理器指定的頻帶的IIP2校正結果和I/Q失配校正結果分別反映到接收混頻器、I/Q失配校正電路。其結果，發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19的鎖定工作結束后，能夠立刻在時刻T5開始進行RFIC與移動電話基站之間的通信。這樣，圖1所示的本發(fā)明實施方式1的RFIC支持用于WCDMA方式的多頻帶下的收發(fā)的“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”。因此，根據頻分雙工(FDD)，在多頻帶的各頻帶，RF發(fā)送頻率被設定為比RF接收頻率低的頻率。進而，在多頻帶的各頻帶，“IIP2校正模式”先執(zhí)行，在反映了 “ΠΡ2校正模式”的校正結果的狀態(tài)下，實施“I/Q失配校正模式”。 另外，進而在多頻帶的一個頻帶下的“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”結束后，開始進行頻率鎖定工作，再次使發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22和接收壓控振蕩器(RXVCO) 19分別輸出另一頻帶的頻率fTXU)和另一頻帶的頻率fKXU)。鎖定頻率后，另一頻帶的“ΙΙΡ2校正模式”和“ I/Q失配校正模式”雙方的校正工作期間，發(fā)送RF本振信號頻率fTXU)和接收RF本振信號頻率沒有被分別變更，分別為相同的值，因此，接收壓控振蕩器(RXVCO) 19和發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO)22的各振蕩頻率在雙方的校正工作期間變成分別相同的值。[實施方式2]圖20是表示本發(fā)明第二實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖20所示的本發(fā)明第二實施方式的RFIC與圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的 RFIC的不同點如下。圖1所示的RFIC中，向在IIP2校正模式下使用的分頻器41的輸入端子提供由數字接口壓控振蕩器(VCO) 23生成的振蕩輸出信號。相對于此，圖20所示的RFIC中，向在 IIP2校正模式下使用的分頻器41的輸入端子提供由參照信號源51的輸出端子生成的振蕩輸出信號。利用分頻器41對參照信號源51的振蕩輸出信號進行分頻，生成具有頻率fIIP2的時鐘信號。具有頻率fIIP2的時鐘信號被提供給低通濾波器(LPF) 45，低通濾波器(LPF) 45通過抑制fIIP2的高次諧波而執(zhí)行接近于理想的正弦波的工作。該參照信號51的振蕩頻率是比數字接口壓控振蕩器(VCO) 23的振蕩頻率低的頻率。因此，圖20所示的RFIC的分頻器 41的分頻數比圖1所示的RFIC的分頻器41的分頻數小，根據圖20所示的RFIC，能夠降低分頻器41的電路規(guī)模。除此之外，圖20所示的本發(fā)明第二實施方式的RFIC與圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC相同，因此省略其重復的說明。[實施方式3]
圖21是表示本發(fā)明第三實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖21所示的本發(fā)明第三實施方式的RFIC與圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的 RFIC的不同點如下。圖1所示的RFIC中，向在IIP2校正模式下使用的分頻器41的輸入端子提供了由數字接口壓控振蕩器(VCO) 23生成的振蕩輸出信號。相對于此，圖21所示的RFIC中，在 IIP2校正模式下使用的分頻器41的輸入端子上連接有D/A轉換器(DAC)52和數字正弦波信號源53。"IIP2校正模式”的校正工作中，由數字正弦波信號源53生成的數字正弦波數據被提供給D/A轉換器52，D/A轉換器52輸出具有頻率fIIP2的模擬正弦波信號。具有頻率 fIIP2的模擬正弦波信號被提供給低通濾波器(LPF) 45，低通濾波器(1^朽45通過抑制打1卩2 的高次諧波來執(zhí)行接近于理想的正弦波的工作。為了根據時鐘信號生成正弦波，低通濾波器(LPF)45需要陡峭的頻率特性，通過使用圖21所示的RFIC的D/A轉換器(DAC) 52和數字正弦波信號源53生成正弦波，能夠緩解低通濾波器(LPF) 45的頻率特性，因此能夠削減 RFIC的芯片占有面積。D/A轉換器52還能夠與RFIC的發(fā)送電路部分的D/A轉換器(DAC) 33、 34、RF功率放大器(PA) 25的功率控制用的D/A轉換器等共用。另外，進而，數字正弦波信號源53的數字正弦波數據能夠通過在數字正弦波信號源53的半導體存儲器(例如ROM等非易失性存儲器)的表中存儲正弦波數據，在IIP2校正模式時從半導體存儲器讀出，從而容易實現(xiàn)。除此之外，圖21所示的本發(fā)明第三實施方式的RFIC與圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的RFIC相同，因此省略其重復的說明。[實施方式4]圖22是表示本發(fā)明第四實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖22所示的本發(fā)明第四實施方式的RFIC與圖21所示的本發(fā)明第三實施方式的 RFIC的不同點如下。圖22所示的RFIC中，在D/A轉換器(DAC) 52的輸入端子與數字正弦波信號源53 的輸出端子之間追加了擴散電路討，在數字低通濾波器(LPF) 11、12的輸出端子與IIP2校準電路42的輸入端子之間追加了反擴散電路55。因此，圖22所示的RFIC中，由數字正弦波信號源53生成的數字正弦波數據在被擴散電路M進行編碼調制之后，提供給D/A轉換器52。擴散電路M中，例如Walsh符號與數字正弦波數據相乘，執(zhí)行直接擴散方式(DS-CDMA :Direct Sequence Code-Division Multiple Access)的符號調制，因此，D/A轉換器52生成CDMA調制波信號。D/A轉換器52 的輸出的CDMA調制波信號利用低通濾波器(LPF) 45進行頻帶制限。然后，CDMA調制波通過開關39提供給測試信號生成混頻器20。另一方面，從發(fā)送壓控振蕩器(TXVCO) 22向測試信號生成混頻器20提供由分頻器21分頻后的頻率fTXU)的本振信號，由測試信號生成混頻器20生成頻率fTXU)的CDMA調制信號。被可變增益放大器(PGA) 43功率放大的CDMA調制信號通過開關2輸入到接收混頻器3、4。此時，接收混頻器3、4模擬RF接收工作，向接收混頻器3、4提供由接收壓控振蕩器(RXVCO) 19、分頻器18、90度相位器17生成的具有頻率 fKXU)的接收RF本振信號。當在接收混頻器3、4存在差動對的不平衡時，二階交調失真成分(IM2成分)被輸出為直流成分(DC)和2XfKXU)的頻率成分。利用低通濾波器(LPF)5、6抑制2XfKXU)的頻率成分，直流成分(DC)被可變增益放大器(PGA)7、8放大。此時，控制可變增益放大器(PGA)7、 8的增益的增益控制電路16進行設定的增益設為最大增益。被可變增益放大器(PGA)7、8 放大的二階交調失真成分(IM2成分)利用A/D轉換器(ADC) 9、10轉換為數字信號，用數字低通濾波器(LPF) 11、12除去噪聲后，利用反擴散電路55進行解調。擴散電路M中使用的相同的Walsh符號與數字信號相乘，能夠進行反擴散電路55的解調。被反擴散電路55反擴散后的二階交調失真成分(IM2成分)被提供給IIP2校準電路42。利用擴散電路M和反擴散電路陽的擴散增益，二階交調失真成分(IM2成分)能夠確保比熱噪聲或量子化噪聲高的S/N比，因此能夠提高IIP2校準電路42中的二階交調失真成分(IM2成分)的檢測精度。此后的“IIP2校正模式”下的校正工作、“I/Q失配校正模式”下的校正工作以及“收發(fā)模式”下的收發(fā)工作與圖1所示的本發(fā)明第一實施方式相同，因此省略其重復的說明。[實施方式5]圖23是表示本發(fā)明第五實施方式的射頻半導體集成電路(RFIC)的結構的圖。圖23所示的本發(fā)明第五實施方式的RFIC與圖1所示的本發(fā)明第一實施方式的 RFIC的不同點如下。圖1所示的RFIC中，從測試信號生成混頻器20的輸出生成的雙音信號被可變增益放大器(PGA) 43線性放大后，提供給連接在低噪聲放大器(LNA)I的輸出端子與接收混頻器3、4的輸入端子之間的開關2。相對于此，圖23的RFIC中，省略了可變增益放大器 (PGA) 43，而將開關2連接在雙工器15的輸出端子與低噪聲放大器(LNA) 1的輸入端子之間。另外，圖23的RFIC中，測試信號生成混頻器20的輸出的雙音信號被提供給連接在低噪聲放大器(LNA) 1的輸入端子上的開關2。因此，被低噪聲放大器(LNA) 1功率放大的雙音信號通過開關2被提供給接收混頻器3、4。此后的工作與本發(fā)明第一實施方式相同，因此省略其重復的說明。在低噪聲放大器(LNA)I的輸入上連接開關時，有時會導致噪聲特性劣化。在這種情況下，能夠將在接收和校正下具有相同電路常數的2個低噪聲放大器(LNA)集成在RFIC的半導體芯片上，在校正工作時使用校正用的低噪聲放大器(LNA)。以上，根據各實施方式具體說明了由本發(fā)明人完成的發(fā)明，但本發(fā)明不限于此，當然，在不超出其要旨的范圍內可進行各種變更。例如，另外，在圖1所示的RFIC中，分頻器40、41可由1個數字計數器構成。在這種情況下，推薦除去開關39而利用低通濾波器(LPF) 44、45的可變電容等來改變截止頻率。另外，圖1所示的RFIC中，接收混頻器3、4不限于將低噪聲放大器1的RF放大信號轉換為同相成分(I)和正交成分(Q)的基帶信號的直接下變頻方式。即，圖1所示的FIC 中，接收混頻器3、4也能夠設為將RF接收信號轉換為低IF(低的中間頻率信號)的低IF 方式。
權利要求
1.一種通信用半導體集成電路，其包括低噪聲放大器、接收混頻器、接收壓控振蕩器、 解調信號處理電路、調制信號處理電路、發(fā)送混頻器以及發(fā)送壓控振蕩器，且被安裝在無線通信終端，具有與基站進行射頻通信的功能，上述通信用半導體集成電路的特征在于，上述低噪聲放大器對通過上述無線通信終端的天線接收的RF接收信號進行放大， 上述接收混頻器的一方輸入端子被提供上述低噪聲放大器的RF放大信號，上述接收混頻器的另一方輸入端子被提供響應上述接收壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF接收本振信號，上述解調信號處理電路能夠通過處理上述接收混頻器的輸出端子的正交解調接收信號來生成正交接收信號，在上述集成電路的接收模式下，能夠利用上述接收混頻器和上述解調信號處理電路來進行上述RF接收信號的處理，上述調制信號處理電路處理正交發(fā)送信號，上述發(fā)送混頻器的一方輸入端子被提供上述調制信號處理電路的正交發(fā)送輸出信號， 上述發(fā)送混頻器的另一方輸入端子被提供響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF 發(fā)送本振信號，在上述集成電路的發(fā)送模式下，能通過響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號而根據上述發(fā)送混頻器的輸出來生成RF發(fā)送信號，上述集成電路還包括二階失真特性校正電路、正交接收信號校正電路和測試信號生成器，據此，上述集成電路除了具有能進行上述接收模式和上述發(fā)送模式的收發(fā)模式以外，還具有二階失真特性校正模式和正交接收信號校正模式，上述測試信號生成器能夠利用上述發(fā)送壓控振蕩器的上述振蕩輸出信號來生成在上述二階失真特性校正模式下使用的第一測試信號和在上述正交接收信號校正模式下使用的第二測試信號，在上述二階失真特性校正模式下，在將上述測試信號生成器的上述第一測試信號提供給上述接收混頻器期間，上述二階失真特性校正電路能夠通過改變上述接收混頻器的工作參數來將二階失真特性校正到最佳狀態(tài)，在上述正交接收信號校正模式下，在將上述測試信號生成器的上述第二測試信號提供給上述接收混頻器期間，上述正交接收信號校正電路能夠將由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的同相成分和正交成分的相位及振幅相關的失配校正到最佳狀態(tài)。
2.根據權利要求1所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，上述低噪聲放大器、上述接收混頻器、上述接收壓控振蕩器以及上述解調信號處理電路構成直接下變頻接收器和低IF接收器中的任意一方接收器，省略了將聲表面波濾波器連接至上述一方接收器的上述低噪聲放大器的輸入端子和輸出端子中的任意一方。
3.根據權利要求2所述的通信用半導體集成電路，其特征在于， 還包括與上述解調信號處理電路相連接的DC偏移校正電路，上述DC偏移校正電路能夠執(zhí)行DC偏移校正工作，對由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的上述同相成分和上述正交成分的DC偏移進行校正，在上述二階失真特性校正電路按上述二階失真特性校正模式改變上述接收混頻器的上述工作參數的各定時，上述DC偏移校正電路執(zhí)行上述DC偏移校正工作。
4.根據權利要求3所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，當上述通信用半導體集成電路的電源接通時，按上述二階失真特性校正模式、上述正交接收信號校正模式、以及上述收發(fā)模式的順序來依次轉變上述通信用半導體集成電路的工作模式，上述正交接收信號校正模式能夠在按上述二階失真特性校正模式將上述接收混頻器中的上述二階失真特性校正到上述最佳狀態(tài)之后執(zhí)行，上述收發(fā)模式能夠在按上述二階失真特性校正模式將上述接收混頻器中的上述二階失真特性校正到上述最佳狀態(tài)之后和按上述正交接收信號校正模式將上述正交接收信號校正到上述最佳狀態(tài)之后執(zhí)行。
5.根據權利要求4所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，具有與基站進行多頻帶射頻通信的功能，在上述多頻帶的各頻帶中，按上述二階失真特性校正模式和上述正交接收信號校正模式的順序來依次轉變上述通信用半導體集成電路的上述工作模式。
6.根據權利要求5所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，還包括其他的振蕩器，上述測試信號生成器能夠利用上述其他的振蕩器的其他振蕩輸出信號和上述發(fā)送壓控振蕩器的上述振蕩輸出信號來生成在上述二階失真特性校正模式下使用的第一測試信號和在上述正交接收信號校正模式下使用的第二測試信號。
7.根據權利要求6所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，生成上述其他的振蕩輸出信號的上述其他的振蕩器是用于數字接口的壓控振蕩器、參照信號源、數字正弦波信號源中的任意一種。
8.根據權利要求7所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，生成上述其他的振蕩輸出信號的上述其他的振蕩器是上述數字正弦波信號源，上述通信用半導體集成電路還包括擴散電路和反擴散電路，上述擴散電路連接在上述測試信號生成器的輸入端子與上述數字正弦波信號源的輸出端子之間，上述反擴散電路連接在上述解調信號處理電路的輸出端子與上述二階失真特性校正電路的輸入端子之間。
9.根據權利要求7所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，還包括測試信號開關和測試信號可變增益放大器，能夠向上述測試信號可變增益放大器的輸入端子提供由上述測試信號生成器的輸出端子生成的上述第一測試信號和上述第二測試信號，由上述測試信號可變增益放大器的輸出端子生成的第一測試放大信號和第二測試放大信號能夠通過上述測試信號開關提供給上述接收混頻器。
10.根據權利要求7所述的通信用半導體集成電路，其特征在于，還包括連接在上述測試信號生成器的輸出端子與上述低噪聲放大器的輸入端子之間的測試信號開關，能夠通過上述測試信號開關向上述低噪聲放大器的上述輸入端子提供由上述測試信號生成器的上述輸出端子生成的上述第一測試信號和上述第二測試信號。
11.一種通信用半導體集成電路的工作方法，該通信用半導體集成電路包括低噪聲放大器、接收混頻器、接收壓控振蕩器、解調信號處理電路、調制信號處理電路、發(fā)送混頻器以及發(fā)送壓控振蕩器，其被安裝在無線通信終端，并具有與基站進行射頻通信的功能，上述通信用半導體集成電路的工作方法的特征在于，上述低噪聲放大器對由上述無線通信終端的天線接收的RF接收信號進行放大， 上述接收混頻器的一方輸入端子被提供上述低噪聲放大器的RF放大信號，上述接收混頻器的另一方輸入端子被提供響應上述接收壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF接收本振信號，上述解調信號處理電路能夠通過處理上述接收混頻器的輸出端子的正交解調接收信號來生成正交接收信號，在上述半導體集成電路的接收模式下，能夠利用上述接收混頻器和上述解調信號處理電路來進行上述RF接收信號的處理，上述調制信號處理電路處理正交發(fā)送信號，上述發(fā)送混頻器的一方輸入端子被提供上述調制信號處理電路的正交發(fā)送輸出信號， 上述發(fā)送混頻器的另一方輸入端子被提供響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號的RF 發(fā)送本振信號，在上述半導體集成電路的發(fā)送模式下，能夠響應上述發(fā)送壓控振蕩器的振蕩輸出信號而根據上述發(fā)送混頻器的輸出來生成RF發(fā)送信號，上述集成電路還包括二階失真特性校正電路、正交接收信號校正電路和測試信號生成器，據此，上述集成電路除了具有能進行上述接收模式和上述發(fā)送模式的收發(fā)模式以外，還具有二階失真特性校正模式和正交接收信號校正模式，上述測試信號生成器能夠利用上述發(fā)送壓控振蕩器的上述振蕩輸出信號來生成按上述二階失真特性校正模式使用的第一測試信號和按上述正交接收信號校正模式使用的第二測試信號，上述工作方法包括以下步驟在上述二階失真特性校正模式下，在將上述測試信號生成器的上述第一測試信號提供給上述接收混頻器期間，上述二階失真特性校正電路通過改變上述接收混頻器的工作參數而來將二階失真特性校正到最佳狀態(tài)的步驟；和在上述正交接收信號校正模式下，在將上述測試信號生成器的上述第二測試信號提供給上述接收混頻器期間，上述正交接收信號校正電路將由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的同相成分和正交成分的相位及振幅相關的失配校正到最佳狀態(tài)的步驟。
12.根據權利要求11所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于，上述低噪聲放大器、上述接收混頻器、上述接收壓控振蕩器以及上述解調信號處理電路構成直接下變頻接收器和低IF接收器中的任意一方接收器，省略了將聲表面波濾波器連接至上述一方接收器的上述低噪聲放大器的輸入端子和輸出端子中的任意一方。
13.根據權利要求12所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于，上述通信用半導體集成電路還包括與上述解調信號處理電路相連接的DC偏移校正電路，上述DC偏移校正電路能夠執(zhí)行DC偏移校正工作，校正由上述解調信號處理電路生成的上述正交接收信號的上述同相成分和上述正交成分的DC偏移，在上述二階失真特性校正電路按上述二階失真特性校正模式改變上述接收混頻器的上述工作參數的各定時，上述DC偏移校正電路執(zhí)行上述DC偏移校正工作。
14.根據權利要求13所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于， 當上述通信用半導體集成電路的電源接通時，按上述二階失真特性校正模式、上述正交接收信號校正模式、以及上述收發(fā)模式的順序來依次變換上述通信用半導體集成電路的工作模式，上述正交接收信號校正模式能夠在按上述二階失真特性校正模式將上述接收混頻器中的上述二階失真特性校正到上述最佳狀態(tài)之后執(zhí)行，上述收發(fā)模式能夠在按上述二階失真特性校正模式將上述接收混頻器中的上述二階失真特性校正到上述最佳狀態(tài)之后和按上述正交接收信號校正模式將上述正交接收信號校正到上述最佳狀態(tài)之后執(zhí)行。
15.根據權利要求14所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于， 上述通信用半導體集成電路具有與基站進行多頻帶射頻通信的功能，在上述多頻帶的各頻帶中，按上述二階失真特性校正模式和上述正交接收信號校正模式的順序來依次變換上述通信用半導體集成電路的上述工作模式。
16.根據權利要求15所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于， 上述通信用半導體集成電路還包括其他的振蕩器，上述測試信號生成器能夠利用上述其他的振蕩器的其他的振蕩輸出信號和上述發(fā)送壓控振蕩器的上述振蕩輸出信號來生成按上述二階失真特性校正模式使用的第一測試信號和按上述正交接收信號校正模式使用的第二測試信號。
17.根據權利要求16所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于，生成上述其他的振蕩輸出信號的上述其他的振蕩器是用于數字接口的壓控振蕩器、參照信號源、數字正弦波信號源中的任意一種。
18.根據權利要求17所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于， 生成上述其他的振蕩輸出信號的上述其他的振蕩器是上述數字正弦波信號源， 上述通信用半導體集成電路還包括擴散電路和反擴散電路，上述擴散電路連接在上述測試信號生成器的輸入端子與上述數字正弦波信號源的輸出端子之間，上述反擴散電路連接在上述解調信號處理電路的輸出端子與上述二階失真特性校正電路的輸入端子之間。
19.根據權利要求17所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于， 上述通信用半導體集成電路還包括測試信號開關和測試信號可變增益放大器， 能夠向上述測試信號可變增益放大器的輸入端子提供由上述測試信號生成器的輸出端子生成的上述第一測試信號和上述第二測試信號，由上述測試信號可變增益放大器的輸出端子生成的第一測試放大信號和第二測試放大信號能夠通過上述測試信號開關提供給上述接收混頻器。
20.根據權利要求17所述的通信用半導體集成電路的工作方法，其特征在于， 上述通信用半導體集成電路還包括連接在上述測試信號生成器的輸出端子與上述低噪聲放大器的輸入端子之間的測試信號開關，能夠通過上述測試信號開關向上述低噪聲放大器的上述輸入端子提供由上述測試信號生成器的上述輸出端子生成的上述第一測試信號和上述第二測試信號。
全文摘要
本發(fā)明提供一種通信用半導體集成電路及其工作方法。集成電路包括低噪聲放大器(1)；接收混頻器(3、4)；接收VCO(19)；解調處理電路(5…12)；調制處理電路(32…32)；發(fā)送混頻器(28、28)；發(fā)送VCO(22)；二階特性失真校正電路(42)；正交接收信號校正電路(13)及測試信號生成器(20)。測試信號生成器(20)利用VCO(22)生成第一測試信號和第二測試信號。在二階失真特性校正模式下第一測試信號被提供給接收混頻器期間，校正電路(42)改變接收混頻器的工作參數而將二階失真特性校正到最佳狀態(tài)。在正交接收信號校正模式下第二測試信號被提供給接收混頻器期間，校正電路(13)將正交接收信號(I、Q)的失配校正到最佳狀態(tài)。本發(fā)明能夠減輕進行二階特性和I/Q失配這兩個校正工作的測試信號發(fā)生電路的芯片占有面積的增大。
文檔編號H04B17/00GK102163981SQ20101057428
公開日2011年8月24日 申請日期2010年11月29日 優(yōu)先權日2009年11月30日
發(fā)明者前田功治, 山脅大造, 赤峰幸德 申請人:瑞薩電子株式會社