專利名稱：光接收器及光傳送系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及光信息傳送技術(shù)，更詳細地講，涉及適合接收通過光纖傳送的多值光信息的光接收器及光傳送系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
近年來，能夠通過一根光纖傳送的信息量(傳送容量)隨著被復用的波長數(shù)的增加及光信號的調(diào)制速度的高速化而持續(xù)擴大。為了使通過光纖傳送的信息量更大，需要研究信號調(diào)制方式，通過在有限的頻帶中塞入大量光信號來提高頻帶的利用效率。在無線通信領(lǐng)域中，通過多值調(diào)制技術(shù)能夠進行頻率利用效率超過10的高效率的傳送。多值調(diào)制在光纖傳送中有前途，以往進行了很多研究。例如，在非專利文獻I中報告了進行4值相位調(diào)制的QPSK (Quadrature Phase Shift Keying),在非專利文獻2中報 告了將4值的振幅調(diào)制和8值的相位調(diào)制組合而成的32值的振幅 相位調(diào)制。圖I的(A) (D)是表示用于光傳送的復數(shù)相位平面的說明和公知的各種調(diào)制方式的信號點配置的圖，在復相位平面(或復平面，相位面，IQ平面)上描繪有各種光多值信號的信號點(識別時刻的光電場的復數(shù)顯示)。圖I的(A)是IQ平面上的信號點的說明圖，各信號點能夠通過復數(shù)正交坐標(IQ坐標)或由圖示的振幅r (n)和相位(p (Il)表示的極坐標來顯示。(B)是4值相位調(diào)制(QPSK)的信號點配置的例，用于多值信號的傳送的4個理想信號點(符號)顯示在復平面上。這些各理想信號點的振幅一定，相位角(p (n)配置在O、Ji/2、^!、一 /2的4個位置上。通過傳送這4個符號中的一個符號，每I個符號能夠傳送2比特的信息(00、01、11、10)。另外，在使用光延遲檢波直接接收(非相干接收)該信號的情況下，一般采用預先進行了差動預編碼的差動4值相位調(diào)制(DQPSK)，但由于兩者的信號點配置相同，因此在本說明書中不特意區(qū)分兩者。(C)表示在無線中廣泛使用的16值正交振幅調(diào)制(16QAM)。在16QAM中，理想信號點配置成柵格狀，每一個符號能夠傳送4比特的信息。在圖示的例中，用Q軸坐標表現(xiàn)了高位2比特(10xx、llxx、01xx、00xx)的值,用I軸坐標表現(xiàn)了低位2比特(xxlO、xxll、xxOl、xxOO)的值。已知該信號點配置能夠使信號點間的距離變大，因此接收靈敏度高，并且已報告了在光通信中使用相干光接收器能夠?qū)崿F(xiàn)這種正交振幅調(diào)制。例如，在非專利文獻3中報告了收發(fā)64QAM信號的實驗例。另外，相干光接收器是為了檢測光信號的相位角而使用配置在接收器內(nèi)部的本振光源的方式。(D)是將2值振幅調(diào)制和8值相位調(diào)制重疊而成的16值振幅相位調(diào)制(16APSK)方式，16個信號點以振幅不同的2個同心圓狀各配置了 8個。像這樣研究著各種信號點配置的多值信號的利用。另一方面，為了擴大光傳送容量，還研究了將各波長(信道)的調(diào)制速度高速化為IOGbit/秒 40Gbit/秒左右。但是，若將調(diào)制速度像這樣進行高速化，則由于光纖所具有的波長分散及自相位調(diào)制效果等的非線性效果，傳送品質(zhì)大大劣化。在光傳送的情況下，由于波長分散的影響，光傳送距離劇減到信號比特率的平方分之一。因此，在IOGbit/秒以上的光傳送中，在光信號接收端或光中繼器中需要用于補償在傳送路中發(fā)生的波長分散的分散補償器。例如，在40Gbit/秒的光傳送中，對波長分散的承受力在通常分散光纖中僅是5km量左右，因此研究了通過配置在光信號接收端的可變波長分散補償器，自動控制成信號品質(zhì)的劣化最小的自適應補償技術(shù)。但是，可變波長分散補償器在裝置的尺寸、復雜度、成本、控制速度等方面還有很多應解決的問題。近年來，研究了在光信號接收機的電氣電路部中配置了前饋均衡電路(FFE )或判決反饋均衡電路(DFE )等的電氣的自適應均衡電路的結(jié)構(gòu)、及通過最大似然序列 估計電路(MLSE)估計接收符號的電域補償技術(shù)。但是，以往技術(shù)的電域中的波長分散補償僅是對接收光波形的眼狀開口進行整形的不完整的補償。因此，補償效果也是將接收器的波長分散承受力實際上擴大到I. 5 2倍，例如，在40Gbit/秒的通常的光纖傳送中將傳送距離延長至IOkm的程度，是不充分的效果。作為能夠解決上述問題的技術(shù)之一，例如有非專利文獻4中報告的相干光電場接收系統(tǒng)(第I技術(shù)例)。另一方面，有以前我們提出的利用直接檢波的相位預積分型光多值信號傳送系統(tǒng)(第2技術(shù)例)。本方式是不利用相干檢波而實現(xiàn)光多值收發(fā)器小型且低成本 低耗電的技術(shù)，其細節(jié)記載在專利文獻I中。此外，在作為第3技術(shù)例的專利文獻2中，我們自己提出了利用延遲檢波具有波長分散補償功能的光電場接收器的結(jié)構(gòu)?，F(xiàn)有技術(shù)文獻專利文獻專利文獻I :國際公開2009/060920號公報專利文獻2 :國際公開2007/132503號公報非專利文獻非專利文獻I :R. A. Griffin, et. Al,“ 10Gb/s Optical Differential QuadraturePhase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration, ”，0FC2002,paper PD 一 FD6,2002非專利文獻2 N. Kikuchi，K. Mandai，K. Sekine and S. Sasaki，“Firstexperimental demonstration of single — polarization50 — Gbit/s32 — level (QASKand8 — DPSK)incoherent optical multilevel transmission，，，in Proc. Optical FiberCommunication Conf. (0FC/NF0EC)，Anaheim，CA，Mar. 2007, PDP21.非專利文獻3 :J. Hongou, K. Kasai, M. Yoshida and M. Nakazawa，“ IGsymbol/s，64QAM Coherent Optical Transmission overl50km with a Spectral Efficiencyof3Bit/s/Hz，，，，in Proc. Optical Fiber Communication Conf. (0FC/NF0FEC)，Anaheim，CA, Mar. 2007, paper 0MP3.非專利文獻4 :M. G. Taylor，“Coherent detection method using DSP todemodulate signal and for subsequent equalization of propagation impairments，，，，paper We4. P. 111，EC0C2003，200
發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題首先對上述第I 第3技術(shù)例分別說明概要，說明問題。圖2是作為第I技術(shù)例的偏振分集型相干光電場接收器的結(jié)構(gòu)圖。偏振分集型相干光電場接收器將光信號的兩個偏振波的信息同時接收。在光纖傳送路中傳送的輸入光信號1101通過偏振波分尚電路1102 — I分尚為水平(S)偏振波成分1105和垂直(P)偏振波成分1106。被分尚的S偏振波成分1105以及P偏振波成分1106分別輸入至相干光電場接收器1100 — I以及相干光電場接收器1100 — 2。在相干光電場接收器1100 — I中，作為光相位的基準,使用與輸入光信號1101大致相同的波長的本振激光光源1103。從本振激光光源1103輸出的本振光1104 — I通過偏振波分尚電路1102 — 2分尚為兩個本振光1104 — 2和本振光1104 — 3。被分尚的本振·光1104 — 2以及本振光1104 — 3分別輸入至相干光電場接收器1100 — I以及相干光電場接收器1100 — 2。在相干光電場接收器1100 — I中，光相位分集電路1107將被輸入的光多值信號的S偏振波成分1105以及本振光1104 — 2合成。光相位分集電路1107生成從合成的本振光1104 — 2和光多值信號的S偏振波成分1105的同相成分取出的I (同相)成分輸出光1108、以及從合成的本振光1104 — 2和光多值信號的S偏振波成分1105的正交成分取出的Q (正交)成分輸出光1109。所生成的I成分輸出光1108以及Q成分輸出光分別被平衡型光接收器1110 - I以及1110 — 2接收。被接收的I成分輸出光1108以及Q成分輸出光變換為電信號。并且，變換后的兩個電信號分別被A/D變換器1111 一 I以及1111 一2進行時間采樣，生成數(shù)字化的輸出信號1112 - I以及1112 - 2。在以下的說明中，如圖I的(A)所示，接收到的輸入光信號1101的光電場記為r (n) exp (jtp (n))。這里,假設(shè)本振光1104 — 2以及本振光1104 — 3的光電場為I(本來包含光頻率成分，但省略)。此外，r是光電場的振幅，<p是光電場的相位，n是采樣時亥IJ。本振光1104實際上包含隨機的相位噪聲以及與信號光的微小的差頻成分等，但相位噪聲以及差頻成分是在時間上緩慢的相位旋轉(zhuǎn)，通過數(shù)字信號處理被除去，因此忽視。平衡型光檢測器1110 — I以及平衡型光檢測器1110 — 2使用本振光1104 — 2對輸入的輸入光信號1101進行零差檢波,分別輸出以本振光為基準的輸入光信號1101的光電場的同相成分以及正交成分。因而，A/D變換器1111 — I的輸出信號1112 — I表不為I (n) =r (n)cos (tp (n) )，A/D變換器1111 — 2的輸出信號1112 — 2表示為Q (n)=r (n) sin ((p (n))。但是，為了將數(shù)式簡略化，變換效率等的常數(shù)全部設(shè)為“I”。相干光電場接收器中，能夠從接收到的輸入光信號1101容易得到由光電場r (n) exp ((p (n))表示的全部的信息(這里為I成分以及Q成分)，因此能夠進行多值光信號接收。數(shù)字運算電路1113是復數(shù)電場運算電路，通過提供光信號在傳送中受到的線性劣化(例如，波長分散等)的逆函數(shù)，能夠?qū)⒕€性劣化等的影響幾乎完全抵消。此外，根據(jù)需要進行時鐘提取以及再采樣等的處理，輸出處理后的光電場信號的同相成分1114 一 I以及光電場信號的正交成分1114 — 2。
相干光電場接收器1100 - I如上所述能夠得到接收到的輸入光信號1101的一個偏振波成分(例如，S偏振波成分)的電場信息,但由于光信號的偏振狀態(tài)在光纖傳送中變動，所以還需要接收P偏振波成分。因此，相干光電場接收器1100 - 2同樣接收輸入光信號1101的P偏振波成分,將接收到的P偏振波成分的電場信息作為光電場信號1114 一 3以及光電場信號1114 一 4輸出。數(shù)字運算 符號判斷電路1115對從數(shù)字運算電路1113輸出的各偏振波的I成分以及Q成分進行光信號的偏振狀態(tài)的變換(例如，從直線偏振波向圓偏振波的變換)而消除偏振狀態(tài)的變動。接著，數(shù)字運算 符號判斷電路1115例如通過與圖I的(C)所示的信號點配置進行比較，高精度地判斷傳送了哪個符號。判斷結(jié)果作為多值數(shù)字信號1116被輸出。若使用上述的相干光電場接收器，則能夠得到接收信號的全部的電場信息，在復雜的多值信號的情況下也能夠接收。特別是，相干光電場接收器通過數(shù)字運算電路1113使用光纖傳送路的傳遞函數(shù)的逆函數(shù)對輸入信號進行修正處理，具有在理論上能夠完全補償由波長分散等造成的線性劣化的優(yōu)點。但是，相干電場接收器為了接收兩個偏振波成分，需要兩個接收器，或者在接收器的內(nèi)部需要作為額外的激光光源的本振光源，存在收發(fā)器的 尺寸、成本、消耗電力變大等的問題。另一方面，圖3是第2技術(shù)例，是以前我們提出的使用直接檢波的相位預積分型光多值信號傳送系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。本方式不使用相干檢波，而實現(xiàn)光多值收發(fā)器小型且低成本 低消耗電力。在相位預累計型光電場發(fā)送器1200的內(nèi)部，從激光光源1210輸出的無調(diào)制的激光輸入至光電場調(diào)制器1211，實施了希望的電場調(diào)制而得到的發(fā)送光多值信號1213從輸出光纖1212輸出。應傳送的二值數(shù)字信息信號1201在多值符號化電路1202的內(nèi)部變換為復數(shù)多值信息信號1203。本信號是在二維IQ平面上表現(xiàn)為(i，q)的數(shù)字電氣多值信號，每隔時間間隔T (=符號時間)輸出其的實部i和虛部q。在本例中，作為復數(shù)多值信息信號1203的一例，設(shè)為使用16QAM信號的信號。本信號輸入至相位預累計部1204，在內(nèi)部僅將其相位成分以時間間隔T在數(shù)字上累計，變換為相位預累計復數(shù)多值信息信號1205。這里，若將所輸入的復數(shù)多值信息信號1203Ei (n) =(i (n)，q (n))在復平面上變換為極坐標，則例如能夠記為Ei (n) =i (n)十jq (n) =i (n) exp (jcp(n) Kj是虛數(shù)單位)。這里，n是數(shù)字信號的符號號碼，r (n)是數(shù)字信號的符號振幅，(p (n)是相位角。此時輸出的相位預累計信號同樣在極坐標上記為Eo (n) =V (n) +jq, (n) =r (n) exp (j0 (n) ) =r (n) exp CjHcp Cn))。此時e (n)是輸出信號的相位角,E(P (11〕是將過去的相位角(P (I) .... (P (n)按每一時間T進行累積相加而得到的值。其輸出信號再次變換到正交坐標系之后，作為相位預累計復數(shù)多值信息信號1205輸出。通過相位的預累計運算，成為與原來的16QAM信號大為不同的同心圓上的信號點配置。本信號輸入至米樣速度變換電路1206,被補充為米樣速度成為2個樣本/符號以上。然后，由預均衡電路1207對相位預累計復數(shù)多值信息信號施加在光傳送路1214等中產(chǎn)生的劣化的逆函數(shù)，然后，分離為實部i”、虛部q”后分別在DA變換器1208 — 1,1208 一2中變換為高速模擬信號。這兩個模擬信號由驅(qū)動電路1209 - 1,1209 一 2放大之后，輸入至光電場調(diào)制器1211的I、Q兩個調(diào)制端子。由此能夠生成在光電場的同相成分I和正交成分Q中具有予相位累計信號(i”(n)，q”(n))的發(fā)送光多值信號1213。另外，發(fā)送光多值信號213的光電場是(i”(n) + jq” (n)) exp (j w (n)), w (n)是激光光源210的光角頻率。即發(fā)送光多值信號213是消除光頻率成分后的均衡低域近似，與(i”(n)，q” (n 相等。發(fā)送光多值信號1213在光纖傳送路1214中被傳送，因光纖的波長分散等而受到傳送劣化，并且由光放大器放大，作為接收光多值信號1215輸入至非相干光電場接收器1220。這些傳送劣化在預均衡電路1207中與預先施加的逆函數(shù)相互抵消，因此接收信號的光電場與相位預累計復數(shù)多值信息信號1205相等。接收光多值信號1215通過非相干光電場接收器前端的內(nèi)部的光分支電路1222分支為3個光信號路徑，輸入至第一光延遲檢波器1223 - I、第二光延遲檢波器1223 — 2以及光強度檢測器1225。第一光延遲檢波器1223 - I被設(shè)定為兩個路徑的一方的延遲時間 Td與所接收的光多值信息信號的符號時間T大致相等，并且，兩路徑的光相位差為O。此外，第二光延遲檢波器1223 — 2被設(shè)定為兩個路徑的一方具有延遲時間Td = T，兩路徑的光相位差為/2。第一、第二光延遲檢波器1223 - 1,1223 一 2這兩個的輸出光分別在平衡型光檢測器1224 - I、1224 - 2中變換為電信號，然后分別在A/D變換器1226 — I、1226 —2中變換為數(shù)字信號dl (n)、dQ (n)。此外，對輸入光的光強度進行檢測的光強度檢測器1225的輸出電信號也在A/D變換器1226 — 3中變換為數(shù)字信號P (n)。然后，數(shù)字信號dl (n)、dQ (n)輸入至逆正切運算電路1227。這里，進行將dl (n)作為X成分、將dQ (n)作為Y成分的二自變量的逆正切運算，計算其相位角。若將接收光多值信號1215的光電場記為r (n)exp (j 0 (n)),則根據(jù)光延遲檢波的原理,寫成dl (n)ocT (n)r (n — Dcos (A 9 (n)),dQ (H)ocT (n)r (n — l)sin (A 9 (n))。這里，A0 (n)是接收的第n個光電場符號相對于緊前的符號的相位差(0 (n) — 0 (n — I))。dl (n)、dQ (n)分別是A 0 (n)的正弦以及余弦成分，因此能夠在逆正切運算電路227中進行4象限的逆正切(逆Tangent)運算而計算A 0 (n)。另夕卜，在本結(jié)構(gòu)中，如上所述在發(fā)送側(cè)進行相位預累計，因此接收光電場信號的相位角0 (n) =Etp Cn)。因此，逆正切電路1227的輸出信號為A0 (n) =S(p (n) — I(p (n—I) =(p (n)，能夠提取原來的復數(shù)多值信息信號1203的相位成分(t) O另一方面，光強度檢測器的輸出信號P輸入至平方根電路1228，能夠?qū)⒃瓉淼碾妶稣穹鵵 (n) = sqrt (P (n))作為輸出而得到。因此，若將得到的振幅成分r (n)和相位成分(p (H)輸入至正交坐標變換電路1229，則作為解調(diào)接收電場而得到正交坐標表現(xiàn)的(i，q) =r (n) exp (jcp (n))。這是與原來的復數(shù)多值信息信號1203相同的信號點配置。因此若將該信號輸入至使用了歐幾里德距離的符號判斷電路1221并進行符號判斷，則能夠再現(xiàn)多值符號序列1230。圖4是第3技術(shù)例的結(jié)構(gòu)例。輸入光多值信號1215在光分支電路1222中被分支為兩個光信號，第一、第二光信號分別輸入至光延遲檢波器1240 — I (相位差設(shè)定為O)、1240 - 2 (相位差設(shè)定為/2)。光延遲檢波器1240 — I、1240 — 2的輸出在光平衡型接收器1224 (1224 — I、1224 — 2)中變換為電信號x、y，經(jīng)由A/D變換器1226 (1226 — 1、1226 - 2)、延遲調(diào)整電路1242 (1242 — 1,1242 一 2)供給至電場運算部1244。圖中，光延遲檢波器1240的延遲量是T/2 (符號時間T)，本延遲干涉計將在時刻t接收到的光信號和時刻t - T/2前的光信號進行干涉而輸出。本技術(shù)例中要每隔第2技術(shù)例的情況的一半的時間間隔T/2求出光電場，基于奈奎斯特定理在接收器內(nèi)再現(xiàn)光電場信息，并進行波長分散補償。以下，若將A/D變換器1241 — 1、1241 — 2的采樣間隔設(shè)為T/2，則接收光的光電場是r (n) exp (cp (n))，因此電接收信號X1243 — I、yl243 — 2分別表示為r (n) r (n—I) cos (Acp (n) )、r (n) r (n—I) sin (A(p(n))(量化效率等的常數(shù)省略)。另外,A(p (n) =(p (n) —(p (n—I)。因此，由逆正切運算電路1227進行信號X、y的逆正切(ArcTan)運算，從而能夠運算差動相位A(P (n)。將它在延遲加法電路1116中按每個樣本逐次累積相加，由此作為再現(xiàn)光電場1249 — 2而能夠計算出接收光電場的相位成分cp (n)。
另一方面，在本例中，接收光電場的振幅信息也根據(jù)電接收信號X1243 — I、yl243 — 2來計算出。即，若將兩者輸入至平方距離運算電路1245、求出兩者的平方和的平方根，則運算結(jié)果1248 — I為r (n)r (n — I)。若假設(shè)緊前的接收符號的電場r (n —I)已知，則通過用運算結(jié)果1248 - I除以緊前的接收符號的電場r (n 一 1)，能夠計算出r (n)。即通過將運算結(jié)果1248 — I輸入至延遲除算電路1247，能夠求出接收光電場的振幅部r (n)，作為再現(xiàn)光信號1249 — I。若將這些組合則能夠再現(xiàn)接收光電場，因此在上述處理中在I個符號時間中能夠得到至少2點的光電場的樣本點，滿足奈奎斯特采樣頻率，能夠取得光電場的全部的信息。這樣，能夠?qū)⑼ㄟ^光纖傳送而劣化的電場波形在數(shù)字上再現(xiàn)，因此若將該光電場信息輸入至電場補償電路1250而運算傳送路的逆?zhèn)鬟f函數(shù)，則能夠?qū)⒃趥魉吐分挟a(chǎn)生的全部的線性傳送劣化完全修正。其結(jié)果，能夠?qū)崿F(xiàn)波長分散補償?shù)鹊墓δ?。本發(fā)明的第一目的是提供一種通過接收器內(nèi)部的信號處理能夠進行波長分散等的傳送路的線性劣化的補償、并且構(gòu)造簡單而能夠利用任意的光多值信號的實用的光接收器。作為第I技術(shù)例的在圖2中說明的相干光電場接收器例如或許能夠利用任意的光多值信號，并且如上所述通過接收器內(nèi)部的信號處理能夠進行傳送劣化的補償，但在接收器內(nèi)部需要本振光源，并且由于具有偏振波依存性而需要采用分集結(jié)構(gòu)等，導致接收器的尺寸或成本上升。此外，作為第2技術(shù)例的在圖3中說明的相位預積分型光多值光接收器中，不進行相干接收，因此構(gòu)造簡單，并且通過相位預積分處理能夠利用任意的光多值信號。但是，在一般使用延遲檢波的光多值接收器中，無法知道光電場的絕對相位，在接收器內(nèi)部不能直接得到光電場信息，因此難以實現(xiàn)波長分散補償?shù)鹊膫魉吐返木€性劣化的補償。另一方面，在作為第3技術(shù)例的圖4中示出了使用光延遲檢波計算光電場的全部信息、還能夠適用于多值傳送的光電場接收器的例子。但是，本方式中也存在以下的問題。第一，在接收信號的振幅大致成為零的情況下(在成為零的點進行了采樣的情況下)，存在光信號的相位信息的連續(xù)性消失的問題。即，若因噪聲的影響或波形的變化等而振幅r (n)只要有一次為零，則其前后的光延遲檢波器的輸出會成為零，導致以后的全部的光電場的相位不穩(wěn)定。因而，非相干電場再現(xiàn)方式中還有“在接收到的光電場的振幅大致為零的情況下，光電場的再現(xiàn)變得困難”的問題。特別是，在第3技術(shù)例中為了實現(xiàn)波長分散的補償，需要將延遲檢波器的延遲量設(shè)為符號時間的1/2，在I個符號中進行2次光電場測定，因此存在與第2技術(shù)例的情況相比更容易產(chǎn)生零命中(zero hit)的問題。即，被多值調(diào)制的光信號尤其在狀態(tài)轉(zhuǎn)移的符號邊界上電場有可能通過零附近，因此若對I個符號進行兩次采樣，則容易產(chǎn)生零命中。為了避免該問題，記述有在波形的肩部分對光電場進行采樣的方法，但需要將采樣定時錯開的處理，并且在波形的變形大等情況下即使是波形的肩也殘留有引起零命中的可能性。第二，有相位誤差累積的問題。在第3技術(shù)例中，持續(xù)累計在接收器內(nèi)檢測到的相位差A(p，因此若誤差或噪聲混入，則累計的相位(p的誤差也被累計。在本例中，為了進行波長分散的補償，一個符號中進行兩次相位累計，因此存在誤差容易累積、難以進行正確的光電場的檢測的問題。因此，本發(fā)明的第二目的是解決第3技術(shù)例中的上述兩個問題，使得在延遲檢波 方式中也能夠更好地避開零命中的影響而穩(wěn)定地并且簡單地進行波長分散補償?shù)难a償。用于解決問題的手段上述問題能夠通過如下方式來解決，即通過具有與符號時間Ts大致一致的延遲量T的耦合型光延遲檢波接收器，以數(shù)字方式檢測接收信號的差動相位，將其按每一個符號累計并與光振幅信息合成而再現(xiàn)光電場信號之后，輸入至傳送劣化均衡器，進行傳送劣化的均衡。在本發(fā)明中，按每個符號計算光電場，因此使傳送劣化均衡器的均衡時間間隔與符號時間Ts大致一致是最有效的。此外，以進行相位累計的定時與接收到的光信號的符號中央時刻大致一致的方式，具體而言使用重定時電路進行接收信號的重定時和采樣速度變換處理，變換為使采樣時刻與接收符號的中央時刻大致一致并且采樣時間與上述符號時間Ts —致的數(shù)字樣本列之后進行波長分散(色散)補償，從而能夠得到更大的補償效果?；蛘撸部梢允?，具備時鐘提取電路，使模數(shù)變換器的采樣定時與符號中央時刻大致一致。此外，也可以是，在光電場接收器內(nèi)具備相位起伏除去電路，將光電場信號輸入至上述的相位起伏除去電路，除去相位起伏?；蛘撸部梢允?，具備延遲量與上述符號時間一致的電相位差動檢波電路，通過數(shù)字數(shù)值運算對所輸入的光電場信號整體或僅對其相位成分實施延遲檢波或差動檢波。光電場振幅的提取，使用光強度接收器、模數(shù)變換器以及平方根運算電路對接收信號序列進行平方根運算來計算即可。上述波形劣化均衡電路可以作為對波形劣化自動進行修正的自適應均衡電路，或作為具有波長分散的逆?zhèn)鬟f特性的數(shù)字濾波器來實現(xiàn)。特別是，優(yōu)選在利用平衡型接收器時輸出信號的直流偏置消失的情況下，根據(jù)補償量對偏置信號進行加法修正。進而，為了提高補償精度，可以考慮在接收器的模數(shù)變換器后插入帶寬為l/(2Ts)以上且1/Ts以下的窄帶奈奎斯特濾波器的結(jié)構(gòu)。此外，特別優(yōu)選的是以下結(jié)構(gòu)在具備光電場發(fā)送器、光纖傳送路以及光電場接收器的光傳送系統(tǒng)中，上述光電場發(fā)送器中具備帶寬為I/ (2Ts)以上且1/Ts以下的窄帶奈奎斯特濾波器，將生成的光電場信號的帶寬預先在電域中窄帶化而輸出。這樣的數(shù)字或模擬電濾波器也可以均衡地置換為頻帶全寬為1/Ts以上且2/Ts以下的光窄帶濾波器，插入到光發(fā)送器或光接收器或光傳送路的中途而進行窄帶化。此外，在傳送系統(tǒng)中，光電場發(fā)送器包含相位預累計電路，預先將應傳送的光信號的相位按上述符號時間進行累計，從而能夠進行延遲檢波接收，提高實用性。此外，通過在光電場發(fā)送器內(nèi)部進行波長分散的預均衡，能夠進行實用的長距離傳送。根據(jù)本發(fā)明的第一解決手段，提供一種光接收器，具備具有與接收的光信號的符號時間大致一致的延遲量的耦合型光延遲檢波接收器、模數(shù)變換器、差動相位計算電路、相位累計電路、提取上述光信號的振幅成分的光振幅檢測部、光電場信號再現(xiàn)電路、以及對傳送路上的傳送劣化進行補償?shù)膫魉土踊馄?，并且接收作為預先設(shè)定的符號時間的2值 以上的光調(diào)制信號的上述光信號，上述耦合型光延遲檢波接收器具有與接收到的光信號的符號時間大致一致的延遲量，對接收到的該光信號進行檢波并輸出，上述模數(shù)變換器將上述耦合型光延遲檢波器的輸出信號變換為數(shù)字信號，上述差動相位計算電路輸入該數(shù)字信號，大致按每符號時間計算與緊前的符號時間的上述光信號之間的差動相位，上述相位累計電路輸入所計算出的差動相位，按接收信號的每符號時間進行累計并計算相位信息，上述光振幅檢測部提取接收到的光信號的振幅成分，上述光電場信號再現(xiàn)電路將計算出的相位信息和由上述光振幅檢測部得到的光振幅信息組合而再現(xiàn)光電場信號，上述傳送劣化均衡器輸入所再現(xiàn)的光電場信號，進行傳送劣化的均衡。根據(jù)本發(fā)明的第二解決手段，提供一種光傳送系統(tǒng)，具備光發(fā)送器，生成利用信息信號調(diào)制的光信號；以及上述光接收器，通過上述光接收器接收從上述光發(fā)送器輸出并在光纖傳送路上傳送后的光信號，變換為信息信號并輸出。發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明，能夠提供通過接收器內(nèi)部的信號處理能夠進行波長分散等的傳送路的線性劣化的補償、并且構(gòu)造簡單而能夠利用任意的光多值信號的實用的光接收器。此外，根據(jù)本發(fā)明，能夠解決第3技術(shù)例中的上述兩個問題，在延遲檢波方式中能夠更好地避免零命中的影響而穩(wěn)定地且簡易地進行波長分散的補償。


圖I是能夠適用于光傳送的調(diào)制方式和信號點配置的說明圖，振幅和相位的定義(A)、4值相位調(diào)制(QPSK) (B)、16值正交振幅調(diào)制(16QAM) (0,16值振幅相位調(diào)制(16APSK) (D)的例子。圖2是表示以往的相干光電場接收器的一例的結(jié)構(gòu)圖。圖3是表示以往的使用直接檢波的光多值傳送系統(tǒng)的一例的結(jié)構(gòu)圖。
圖4是表示以往的使用直接檢波的光電場接收器的一例的結(jié)構(gòu)圖。圖5是表示本發(fā)明的光電場接收器的第I實施例的結(jié)構(gòu)圖。圖6是第I實施例的接收電信號(A)和再現(xiàn)電場信號(B)的采樣定時的說明圖。圖7是以往的使用直接檢波的光多值接收器的、IOG符號/秒8QAM信號的光纖傳送前(波長分散Ops/nm)的信號點配置(A)、SMF60km傳送后(波長分散680ps/nm)的信號點配置(B)、以及SMF120km傳送后(波長分散1360ps/nm)的信號點配置(C)的計算例。圖8是本發(fā)明的光電場接收器的、IOG符號/秒8QAM信號的SMF60km傳送后+有分散補償?shù)男盘桙c配置(A)、SMF60km傳送后+分散補償+偏置補償時的信號點配置(B)、SMF60km傳送后+窄帶化+分散補償時的信號點配置(C)的例子。圖9是本發(fā)明的電場補償電路的例子(FIR濾波器)(A)和電場補償電路的例子(查 找表)(B)。圖10是本發(fā)明的接收光電場的頻譜(A)、l個樣本/符號的差動光電場的頻譜(B)、l個樣本/符號的再現(xiàn)光電場的頻譜(C)、頻帶擴大后的再現(xiàn)光電場頻譜(D)的說明圖。圖11是表示本發(fā)明的光電場接收器的第2實施例的結(jié)構(gòu)圖。圖12是本發(fā)明的第2實施例的分散補償表的構(gòu)成例。圖13是表示本發(fā)明的光電場接收器的第3實施例的結(jié)構(gòu)圖。圖14是本發(fā)明的光傳送系統(tǒng)的第4實施例的結(jié)構(gòu)圖。圖15是表示本發(fā)明的光傳送系統(tǒng)的第5實施例的結(jié)構(gòu)圖。圖16是具有窄帶濾波器的光接收器的結(jié)構(gòu)例。
具體實施例方式以下，參照

本發(fā)明的幾個實施例。另外，在各圖的結(jié)構(gòu)中，關(guān)于與上述的第I 第3技術(shù)例對應的結(jié)構(gòu)，各標記的下3位相同。另外，例如采樣間隔不同、電路規(guī)模不同等并不一定限于相同。實施例I圖5是本發(fā)明的第I實施例的結(jié)構(gòu)圖，表不光電場接收器(光接收器)300的結(jié)構(gòu)。接收光多值信號215通過光分支器222分支為3個光信號路徑,輸入至第一光延遲檢波器223 - I、第二光延遲檢波器223 - 2以及光強度接收器225。接收光多值信號215是預先決定的符號時間的2值以上的光調(diào)制信號，由光發(fā)送器發(fā)送，經(jīng)由光纖傳送路被接收。第一光延遲檢波器223 - I被設(shè)定為內(nèi)部的2個光路徑的延遲時間差T與接收的光多值信息信號的符號時間Ts大致相等，并且兩路徑的光相位差為O。此外，第二光延遲檢波器223 — 2被設(shè)定為內(nèi)部的2個光路徑的延遲時間差T與Ts大致相等，并且兩路徑的光相位差為/2。第一、第二光延遲檢波器223 - 1,223 一 2的輸出光分別通過平衡型光接收器224 - 1,224 - 2變換為電信號，然后分別通過模數(shù)變換器226 — 1,226 一 2變換為高速數(shù)字信號dl (n)、dQ (n)。在本例中，模數(shù)變換器的采樣速度被設(shè)定為符號速度的2倍(=2/Ts)。此外，光強度接收器135的輸出電信號也通過模數(shù)變換器226 — 3變換為數(shù)字信號P (n)0然后，數(shù)字信號dl (n)、dQ (n)、P (n)輸入至重定時 下采樣電路301 — I、301 — 2、301 — 3,與定時提取同時以僅取出符號中央時刻的樣本的方式被下米樣。圖6表不第一實施例中的接收電信號(A)和再現(xiàn)電場信號(B)的米樣定時的狀況。(A)是模數(shù)變換器226 - 1、226 — 2,226 一 3進行采樣的dI、dQ、P信號及其采樣點(白圈)的位置關(guān)系。虛線是符號邊界，3個模數(shù)變換器分別在各符號中各兩次以相互相同的定時(白圈的時刻)對輸入波形進行模數(shù)變換而作為數(shù)字數(shù)據(jù)來輸出，但該定時不一定必須與符號邊界同步。在本例中，圖示為采樣頻率正好是符號速度的2倍，但這也可以有若干偏差。原則上A/D變換器的采樣速度只要是輸入信號的頻帶的2倍以上則滿足奈奎斯特定理，能夠進行任意的時刻的重定時處理。如果連該條件也滿足，則若干低于符號速度的2倍(2/Ts)也可以。重定時 下采樣電路301 - 1,301 - 2,301 一 3被輸入上述數(shù)字信號，分別在內(nèi)部進行波形的轉(zhuǎn)變定時的提取，將采樣速度減小為采樣定時正好成為各符號的中央時刻來輸出。這樣的數(shù)字時鐘提取電路廣泛利用于數(shù)字無線信號處理等中，若具有相同的功能，則使用任何算法都可以。這樣的處理例如能夠通過如下處理來實現(xiàn)，即首先將輸入數(shù)字信號的一部分進行分離，取其絕對值之后進行高速傅立葉變換(FFT)而變換到頻域，提取與符號速度相同的時鐘成分，將各頻率成分的相位偏移與時鐘成分的相位偏差量相當?shù)牧恐筮M行逆傅立葉變換，并僅提取奇數(shù)(或偶數(shù))的符號中央時刻的采樣點(黑圈)。此外，時鐘提取處理不一定需要按重定時 下采樣電路301 - 1,301 - 2,301 一 3獨立進行，在3個的信號的路徑長度設(shè)定為相同的情況等，也可以基于由一個電路提取的共同的時鐘相位來進行·相位移位 下采樣處理。接著，圖5中將重定時后的dl成分MQ成分輸入至逆正切運算電路227，計算差動相位A(p (n)。另外，通過進行上述重定時 下采樣處理，所輸入的樣本時刻與多值信號的符號中央一致，因此與上述第3技術(shù)例相比遠遠難以產(chǎn)生零命中。差動相位Atp (n)輸入至其后的相位累計電路302，按每個符號各累計一次(時間間隔Ts)，計算出絕對相位(p (n)。另一方面，從重定時 下采樣電路301 - 3輸出的強度成分輸入至平方根電路228，變換為振幅成分。另外，在有光噪聲的混入或DC電平的變動的情況下，也可以根據(jù)需要進行直流偏置成分的修正之后進行平方運算。如上述那樣得到的絕對相位成分(p (n)和振幅成分r (n)(圖6 (B))輸入至正交坐標變換電路229，從極坐標變換為正交坐標而再現(xiàn)光電場。再現(xiàn)的光電場以采樣間隔Ts(與符號速度相同)成為具有與接收信號相同的相位成分q> (n)和振幅成分r (n)的數(shù)字信號。在本例中，針對再現(xiàn)電場信號，使用補償間隔T的電場補償電路231施加傳送路的波長分散的逆函數(shù)而補償線性劣化，然后通過電相位差動檢波電路232再次僅對多值信號的相位成分進行差動檢波之后進行多值判斷處理，得到數(shù)字信息信號230。另外，如上所述，本實施例中能夠進行與相干光接收器相同的傳送路的線性劣化的補償，但由于在補償時刻，光電場的采樣速度與符號速度Ts相同而低下，因此補償性能是有限的。具體而言，能夠補償光電場信號的頻帶中的±1/ (2T)以內(nèi)的成分。即使是如上所述的有限的補償能力，在多值信號的光纖傳送中也有可能能夠得到充分的劣化補償效果。圖7 (A)及(B)是將IOG符號/秒、8QAM信號通過以往的使用了直接檢波的光多值接收器來接收時的、光纖傳送前的信號點配置(A)和SMF60km傳送后的信號點配置(B)。另外，關(guān)于圖7 (C)在后面進行敘述。本例是使用圖3所示的第2技術(shù)例利用相位預積分技術(shù)對作為8值的多值調(diào)制信號的8QAM調(diào)制進行調(diào)制解調(diào)的例子，假設(shè)沒有光噪聲的影響，利用數(shù)值模擬來計算再現(xiàn)光電場的狀況。第2技術(shù)例的方法中，如沒有傳送路的線性劣化之一的波長分散的情況(A)那樣，能夠?qū)⒕哂?個信號點的8QAM信號完全再現(xiàn)，但在將通常分散光纖(SMF) 60km傳送并施加680ps/nm的波長分散的(B)的例子中,信號點分布大為擴散，變化為與作為原來的信號點配置的(A)大為不同的配置。其結(jié)果，變得難以辨別信號點，并且難以承受噪聲的影響，產(chǎn)生較大的傳送劣化。相對于此，圖8 (A)是本實施例的光電場接收器中的SMF60km傳送后+有分散補償?shù)男盘桙c配置。本例中使用圖5所示的本實施例的結(jié)構(gòu)，在補償間隔T的電場補償電路231中施加具有逆符號的一 680ps/nm的波長分散，由此進行基于數(shù)字信號處理的波長分散補償。其結(jié)果可知，接收信號從圖7 (B)大幅改善，8個信號點被完全分離。另外，盡管如此，與圖7 (A)相比各信號點的分布增大，認為這是由于如上述那樣補償頻帶限定為±1/(2T)以內(nèi)而產(chǎn)生的補償?shù)牟煌耆砸鸬?。另外，如本例那樣在接收器?nèi)使用相位累計電路302進行光電場的再現(xiàn)的情況下，有時累計的初始相位不穩(wěn)定，或者各光檢測器的誤差或熱噪聲等被累積而產(chǎn)生多余的相位誤差。對此，在本例中，由電場補償電路231進行補償?shù)膫魉吐返牟ㄩL分散的逆?zhèn)鬟f函 數(shù)由于不依賴于電場信號的初始相位，在波長分散的補償量較小的情況下僅受來自鄰接或附近的符號的影響，因此誤差的累積較小，能夠沒有特別問題地進行補償。這樣的初始相位的不定性或相位起伏的增加，使后續(xù)的值信號的檢波也變得困難，但本例中通過電相位差動檢波 判斷電路232僅將多值信號的相位成分以緊前的符號為基準進行差動檢波之后進行多值判斷處理，由此回避其影響。即，由于相位累計電路302僅將相位成分按每個符號進行累計，因此在電場補償后，通過再次僅對相位成分進行差分運算，來恢復原來的多值信號。另外，多值信號的解調(diào)法不限于本方法，也可以如后述那樣將相位起伏除去之后進行多值判斷，也可以使用目前提出的各種相位起伏的較大的信號的檢測法，如將振幅成分包括在內(nèi)進行延遲檢波而進行MLSE (最優(yōu)序列推定)等。本例的補償間隔T的電場補償電路231中，僅示出了波長分散的補償，但原則上只要是線性的傳送劣化就能夠均衡，例如能夠修正光調(diào)制器 解調(diào)器的符號間干涉、傳送路的偏振波模式分散、光濾波器或電濾波器的頻帶劣化等。它們的一部分如果有相位的不定性則難以進行補償，但通過并用后述的相位起伏的除去的處理等，能夠?qū)崿F(xiàn)補償。上述第3技術(shù)例中，電場補償電路1250以補償間隔T/2動作，對電路規(guī)模而言，以補償間隔T動作的本實施方式更小。圖9是本實施例中的電場補償電路231的結(jié)構(gòu)例，表示FIR濾波器(A)和查找表
(B)的各實現(xiàn)例。圖9 (A)中，輸入至電場補償電路231的輸入復數(shù)電場信號序列311是每一個符號各具有一個采樣點的復數(shù)數(shù)字信號。在其內(nèi)部，由具有I個樣本的延遲時間的延遲電路313、復數(shù)抽頭乘法電路314和復數(shù)加法電路315構(gòu)成梯型濾波器，在各樣本時刻依次計算出對延遲的各樣本乘以抽頭權(quán)重wi并相加而得到的輸出復數(shù)電場信號序列312，并向外部輸出。各復數(shù)抽頭的權(quán)重是在外部根據(jù)補償量及要補償?shù)奈锢砹縼眍A先計算(或者存儲在表中)的值，能夠根據(jù)補償數(shù)據(jù)設(shè)定信號316任意地設(shè)定。此外，在圖9 (B)的結(jié)構(gòu)中，依次各延遲I個樣本的輸入復數(shù)電場信號序列311輸入至電場補償用查找表317，輸出信號是由復數(shù)加法電路315逐一樣本地錯開時間來相加并合成出輸出信號。本結(jié)構(gòu)中，還能夠局部地進行非線性效果的補償。查找表317例如以輸入的復數(shù)電場信號序列為關(guān)鍵詞而記述分散補償后的電場波形。此外，圖5中也可以省略在緊前配置的正交坐標變換電路229。此時，電場補償用查找表317中被輸入極坐標的電場信號<|) (H)和r (n),查找表中將該信號作為關(guān)鍵詞來記述分散補償后的電場波形即可。另外，如圖5的例子那樣在本電路的緊后再次進行差動相位檢波的情況下，電場補償用查找表317中還可以記述極坐標的電場波形，此外也可以記述差動檢波后的波形。像這樣通過將前后的坐標變換及差動檢波等的運算處理集中包括在查找表317的功能中，能夠大幅削減電路規(guī)模。圖10 (A)及(B)表示本實施例中的接收光電場的頻譜(A)和I個樣本/符號的差動光電場的頻譜(B)。另外，(C)及(D)在后面進行敘述。符號間隔T的接收光多值電場一般如圖10 (A)所示，具有最大擴展到土Fs = ±1/T的頻率頻譜，其能量的大部分集中在±1/ (2T)的范圍。因此，即使將信號的采樣速度降低到I采樣/符號、并如本例那樣使用補償間隔T的電場補償電路231，大致也能夠得到線性劣化的補償效果。但是，若進行這樣的采樣速度的降低，則溢出±1/ (2T)的范圍的信號能量如(B)的斜線部那樣等同地折返而被采樣(產(chǎn)生混疊)，導致修正無論如何也不完全。認為這是圖8 (A)的劣化的原因。
另外，作為上述實施例中的光前端，示出了 2個光延遲檢波型接收器223 — I、223 — 2和I臺光強度接收器135，但只要能夠求出光信號的差動相位和強度(或者振幅)，則不限于該結(jié)構(gòu)。例如第3技術(shù)例所示，也可以是省略光強度接收器、根據(jù)2臺光延遲檢波型接收器的輸出信號來推定振幅成分的結(jié)構(gòu)。此外，將光延遲檢波器設(shè)為使用相位各相差120度的3個光延遲檢波接收器的3相結(jié)構(gòu)等的多相結(jié)構(gòu)，也可以是根據(jù)輸出的多相信號通過坐標變換來計算正交成分dI、dQ的結(jié)構(gòu)。此外，dI，dQ軸的方向也只要是適當?shù)?、并且是相互正交的軸，則也可以向±45度旋轉(zhuǎn)方向偏離。但是，在這種情況下，在相位累計時相位旋轉(zhuǎn)成為0度的是dl軸的方向，因此需要進行累計量的修正運算。根據(jù)本實施例，由于使用光延遲檢波器，因此不依賴于輸入光的偏振波狀態(tài)，與以往的相干檢波方式不同，并且不需要局部振蕩光源，因此接收器的結(jié)構(gòu)變得簡單。此外，在以往的非相干型的多值光接收器中，由于利用延遲量Ts/2 (Ts是符號時間)的光延遲檢波器和光相位累計器，因此容易產(chǎn)生電場強度為零的零命中，但如果是提案的結(jié)構(gòu)，則能夠使延遲量、相位累計間隔以及符號時間Ts相等，因此能夠大幅減少零命中的概率，提高實用性。同時，波形修正等信號處理所需要的電路也只要是與符號長度相同的最低限的電路規(guī)模、動作速度即可。特別是，波長分散補償所需要的電路規(guī)模削減為以往的1/4。特別是，通過使用了數(shù)字信號處理的重定時 下采樣電路來提取符號中央時刻的數(shù)據(jù)，由此提取符號中心時刻的數(shù)據(jù)，通過僅對符號中心時刻的數(shù)據(jù)進行差動相位的計算及累計等運算，能夠提高電場波形的再現(xiàn)精度，降低零命中的概率，因此能夠進一步提高相位累計及電場補償?shù)男Ч嵤├?圖11是表示本發(fā)明的第2實施例的結(jié)構(gòu)圖，特別是進行了時鐘提取和偏置修正的例子。以下，對與上述實施例相同的結(jié)構(gòu)賦予相同的標記，并省略說明。時鐘提取電路326是第I實施例中的重定時 下采樣電路301的代替技術(shù)，本例中將接收電信號dl的一部分進行分支而作為其輸入。時鐘提取電路326在其內(nèi)部提取并輸出與整流 符號定時同步的時鐘信號(重復正弦波)，并將它分支而作為各模數(shù)變換器226 — I 3的米樣時鐘327來利用。由此，模數(shù)變換器226 — I 3總是在輸入多值信號的符號中央時刻進行A/D變換，能夠輸出與符號速度相同的間隔(Ts)的數(shù)字信號。其結(jié)果，將A/D變換器226 — I 3的數(shù)據(jù)速度降低為1/2，提高了從電路的高速性、規(guī)模的觀點看的實現(xiàn)性，并且能夠省略數(shù)字重定時 下采樣電路301。此外，本例是在內(nèi)部具備直流模塊電路、將提高了高頻特性的直流除去型平衡型接收器320 - 1,320 一 2用于光多值信號的檢測的例子。市售的很多高頻平衡型接收器是如本例那樣在內(nèi)部具有DC模塊的直流除去型結(jié)構(gòu)，這樣的部件的利用在如圖7 (A)所示的接收沒有劣化的取得平衡的信號時完全沒有問題。但是，因傳送路的波長分散而劣化的信號有可能如圖7 (B)那樣成為非對稱(本例中上下非對稱，即在作為垂直軸的dQ方向上非對稱)。如果像這樣在接收光電場的二維配置上產(chǎn)生非對稱性，則在緊后的逆正切電路進行的差動相位的測定中產(chǎn)生誤差，導致波長分散補償?shù)木攘踊D11是使用了防止這種誤差的發(fā)生的偏置修正技術(shù)的例子。分散補償量設(shè)定電路321中被輸入波長分散量設(shè)定信號325,補償間隔T的電場補 償電路231具有如下作用以具有希望的波長分散特性的方式生成波長分散補償數(shù)據(jù)324，將電場補償電路231內(nèi)部的FIR濾波器的抽頭量及查找表的內(nèi)容進行更新。本例的分散補償量設(shè)定電路321還在內(nèi)部生成與波長分散的補償量相應的dl成分的偏置修正信號322和dQ成分的偏置修正信號323，將這些信號通過加法器390 - 1,390 一 2與模數(shù)變換后的dl、dQ信號進行數(shù)字相加，由此對丟失的直流偏置成分進行修正。圖12是分散補償量設(shè)定電路321的結(jié)構(gòu)例。波長分散量設(shè)定信號325在內(nèi)部被分支為2個，一方輸入至抽頭權(quán)重計算電路330，生成指定的量的波長分散的抽頭系數(shù)，將其作為補償數(shù)據(jù)設(shè)定信號324輸出。這樣的抽頭系數(shù)的計算用于計算已知的光纖的波長分散特性的脈沖響應，能夠通過使用了 CPU等的數(shù)學計算等簡單地實現(xiàn)。本部分的結(jié)構(gòu)在不使用偏置補償?shù)那闆r下也相同。另一方的波長分散量設(shè)定信號325首先由反轉(zhuǎn)電路335將符號反轉(zhuǎn)，用于在波長分散模擬電路332內(nèi)部生成波長分散的傳遞特性。本電路中被輸入在多值波形生成電路331中生成的比較短的周期(幾十 幾千符號左右)的波形，計算并輸出對輸入波形施加波長分散而得到的劣化波形。然后，延遲檢波模擬電路333將本信號進行延遲檢波接收，計算在平均強度計算電路333中生成的dl成分以及dQ信號的直流成分，將它作為dl成分的偏置修正信號322以及dQ成分的偏置修正信號323向外部輸出。上述的偏置修正信號的計算用于通過模擬來計算在施加規(guī)定量的波長分散而得到的多值信號的直接檢波接收時產(chǎn)生的直流偏置量，例如能夠通過簡易的軟件光傳送模擬器來實現(xiàn)。此外，通過預先按每個波長分散的值存儲偏置修正量并將該偏置修正量向存儲器內(nèi)部存儲并輸出的簡單的結(jié)構(gòu)也能夠順利地實現(xiàn)。圖8(B)是將本發(fā)明的波長分散補償中的直流偏置修正的效果通過數(shù)值計算來模擬而得到的模擬結(jié)果。與不使用偏置修正的圖8 (A)的情況相比，雖微小但各信號點的不均勻會減少，其結(jié)果，誤傳送率降低，能夠進一步提高傳送品質(zhì)。上述的實施例示出了對在波長分散的補償時產(chǎn)生的dl或dQ成分的偏置誤差進行補償?shù)膶嵤├纛A先知道產(chǎn)生直流誤差的原因，則能夠補償其他的劣化原因、P成分的偏置誤差。作為這樣的誤差原因，可以考慮由P成分的直流除去造成的接收平均強度的喪失、由上述的光SN比的劣化造成的P成分的增加、利用左右或上下不對稱的信號點配置的情況(例如，6值相位調(diào)制等)等各種狀況。在任何情況下，通過預先將直流偏置的修正量存儲在表等中、或者通過計算來求出、或者以將接收信號的判斷誤差或誤差率反饋而使這些最小的方式自適應地修正等方法，能夠?qū)崿F(xiàn)偏置修正。此外，也可以在光電場再現(xiàn)后進行如上所述的直流偏置的修正。在該情況下，在圖11中，在原來的光電場被再現(xiàn)的點，即在相位累計電路302和正交坐標變換電路229的后面配置直流偏置加法電路。并且，以使錯誤率或所再現(xiàn)的電場振幅的起伏最小的方式自適應地將直流偏置加到正交坐標的IQ各成分。由此，能夠?qū)υ瓉淼墓怆妶龅闹绷髌玫钠?、例如發(fā)送側(cè)的光電場調(diào)制器211的動作點的偏差等進行修正。根據(jù)本實施例，通過設(shè)置時鐘提取電路而提取符號中心時刻的數(shù)據(jù)，通過僅對符號中心時刻的數(shù)據(jù)進行差動相位的計算及累計等的運算而提高電場波形的再現(xiàn)精度，能夠降低零命中的概率，因此能夠進一步提高相位累計及電場補償?shù)男Ч?。此外，通過修正在分散補償時丟失的偏置信號，能夠提高波長分散補償?shù)男Ч??！嵤├?圖13是表示本發(fā)明的第3實施例的結(jié)構(gòu)圖，本圖中從對應的圖5或圖11省略光接收器前端部和模數(shù)變換部來表示，但這些結(jié)構(gòu)與圖5和圖11相同。本實施例是特別通過數(shù)字信號處理實現(xiàn)前端部的響應特性的均衡、再現(xiàn)光電場信號的相位起伏除去、再現(xiàn)光電場信號的自適應均衡、非延遲檢波的結(jié)構(gòu)。上述結(jié)構(gòu)中，從各模數(shù)變換器226 — I 3得到的數(shù)字化為2個樣本/符號的dl、dQ、P的各信號在本實施例中首先輸入至前端均衡電路340 - 1,340 - 2,340 - 3，主要被去除由光檢測器或模數(shù)變換器等的頻帶劣化引起的波形失真。本均衡電路能夠通過預先固定了抽頭系數(shù)的FIR濾波器或自適應均衡FIR濾波器等來實現(xiàn)。另外，這種均衡電路在輸入數(shù)字信號為2個樣本/符號時滿足奈奎斯特條件，能夠最有效地進行波形劣化的修正，但在小于它的情況下也能夠得到波形劣化的修正效果。接著，重定時 下采樣電路301 - U301 - 2,301 一 3使各信號的采樣點向波形的中央偏離，并且以I個樣本/符號進行下采樣而輸出。與上述實施例同樣，根據(jù)這些信號計算差動相位A(p (n)和振幅r (n)，并將相位成分通過相位累計電路302累計之后，通過正交坐標變換電路229進行正交變換，通過補償間隔T的電場補償電路231進行波長分散等的線性劣化的補償。相位起伏除去電路341將具有累計的相位成分(p (n)的相位起伏予以抵消來謀求高靈敏度化。作為相位成分cp (n)的相位起伏的原因，有光源本身的振蕩相位的起伏成分、由傳送中重疊的光噪聲引起的成分、由光纖傳送中產(chǎn)生的非線性效果引起的成分、由光延遲檢波器的不完全性或接收器熱噪聲或散粒噪聲引起的成分等各種原因。它們的一部分、特別是時間常數(shù)短且容易占主導地位的由光噪聲引起的成分能夠通過平均化等來降低相位噪聲，由此能夠期待檢測精度及接收靈敏度的提高。作為相位起伏除去電路341的動作算法，幾乎能夠?qū)⑾喔晒舛嘀到邮掌骰驘o線多值接收器的相位起伏的除去的處理原樣采用。例如，在作為多值信號而使用N值的相位多值信號的情況下，能夠利用將接收信號進行復數(shù)N次方并消除相位調(diào)制成分而得到的相位成分除以N來提取相位起伏成分，并平均化而除去的累乘法(或Viterbi -Viterbi法)。在包含振幅調(diào)制的多值信號的情況下，還能夠釆用根據(jù)進行了多值判斷時的相位偏差對相位變動進行檢測、平均化而除去的判斷指向法 等然后，由自適應均衡電路342去除接收信號中殘留的線性誤差。然后接收信號由多值判斷電路221變換為數(shù)字信息信號230。本例中，由相位起伏除去電路341將再現(xiàn)光電場信號的相位保持為一定值，因此多值判斷電路221能夠如第I技術(shù)例的相干光接收器那樣不使用電延遲檢波來進行多值判斷處理。在該情況下，也不需要像第2技術(shù)例那樣使用相位預積分處理。但是，在相位起伏除去電路341中也在原理上遺留了初始相位不定的問題、以及在產(chǎn)生急劇的相位變動而相位偏離的情況下不能恢復原來的多值信號的方向的問題。這樣的相位的不定性問題在第I技術(shù)例的相干光接收器的情況下也同樣，例如能夠共同地利用在發(fā)送側(cè)在邏輯上進行差動編碼并進行差動檢測、或者間斷地嵌入對多值信號的正位置進行判別的標志信號并判斷等的對策。另外，這里所說的差動編碼 差動檢測是單純用于使多值信號在旋轉(zhuǎn)運算中不變的邏輯上的編碼處理。相對于此，上述的相位預積分處理及電相位差動檢波 判斷電路232中使用的差動檢波處理是數(shù)字數(shù)值運算，兩者是不同的處理。從多值判斷電路221得到的誤差信號343輸入至修正量計算電路344，用于自適應均衡電路342的最優(yōu)化處理。這里，誤差信號343例如表示實際信號與理想信號的偏差。像這樣，自適應均衡電路342和其自適應修正部(修正量計算電路344)中能夠采用與以往的數(shù)字通信中使用的自適應數(shù)字濾波器相同的結(jié)構(gòu)及補償算法。例如，修正量計算電路344使用最小二乘誤差(LMS)等的算法，根據(jù)誤差信號計算抽頭系數(shù)的修正量。根據(jù)需要也可以使用判決反饋，或者盲均衡等，也可以代替誤差信號的最小化而進行眼狀開口的最大化或時鐘頻率成分的最小化等最優(yōu)化處理。能夠通過這樣的自適應均衡電路來修正的信號劣化是偏振波模式分散或波長分散、收發(fā)器的符號間干涉或信號點的位置偏差等。此外，本例中示出了將自適應均衡器配置在判斷電路緊前的例子，但也可以變更配置位置，或者在其他補償電路(前端均衡電路340、電場補償電路231、相位起伏除去電路341)中使用自適應均衡。另外，本實施例中示出了在相位累計后進行相位平均化的結(jié)構(gòu)，但在使用MSPE(多符號相位推定)等的差動信號用的相位噪聲平均化處理的情況下，也可以在相位累計之前進行。此外，相位噪聲除去 噪聲均衡 自適應均衡的處理也不限于該順序，但由于相位起伏是非線性的失真，因此在波長分散補償之前實施更能提高補償精度。根據(jù)本實施例，通過具備相位起伏除去電路，具有提高光多值信號的靈敏度而延長傳送距離的效果。其結(jié)果，能夠緩和相位的不定性，因此還具有在接收側(cè)也能夠通過自適應均衡等方法對傳送劣化及發(fā)送側(cè)的調(diào)制器的符號間干涉進行線性修正的效果。若為進行延遲檢波的情況，則具有不用在意相位的不定性及接收多值信號的周跳等的相位偏差就能夠簡便地實現(xiàn)多值傳送的效果。此外，若能夠進行自適應均衡，則能夠更精密地進行分散或PMD等的線性劣化的修正。實施例4圖14是本發(fā)明的第4實施例的結(jié)構(gòu)圖。示出了本發(fā)明的光傳送系統(tǒng)的第一結(jié)構(gòu)。本例是在發(fā)送側(cè)進行相位預積分、波長分散的預均衡、信號頻帶的窄帶化的數(shù)字運算、在接收側(cè)進行相位起伏除去之后進行電差動相位檢波的例子。本實施例的光電場發(fā)送器350中，首先將所輸入的數(shù)字信息信號201向多值符號化電路202輸入而變換為光多值電場信號，將它向相位預累計部204輸入，僅將相位部分按每個符號累計。接著，由采樣速度變換電路206上以2倍采樣之后，由預均衡電路207施加傳送路的傳遞特性(例如波長分散)的逆函數(shù)而進行波形的預均衡。本例中還通過奈奎斯特窄帶濾波器351以使信號的頻譜頻帶接近奈奎斯特頻帶±1/ (2Ts)的方式預先進行信號頻帶的窄帶化之后，使用DA變換器208 - 1,208 一 2和光電場調(diào)制器211生成光電場信號。上述中的相位預累計和波長分散的預均衡能夠使用本發(fā)明的第2技術(shù)例中記載的傳送技術(shù)，通過與直接檢波多值傳送進行組合來使用，能夠具有簡單地實現(xiàn)復雜的多值信號的長距離光纖傳送的效果。本實施例在延遲檢波接收器內(nèi)部對光纖214的波長分散的影響進行補償?shù)慕Y(jié)構(gòu)，但其補償量存在上限。例如，若對IOG符號/秒的8值信號施加的波 長分散增加，則如圖7 (B)所示光信號的不均勻變大，隨之，如圖7 (C)所示信號點配置擴散到原點附近。若像這樣信號點接近原點，則有時產(chǎn)生上述的零命中，無法正常進行使用光延遲檢波的差動相位的檢測。因而，為了實現(xiàn)超過該限制的實用的長距離光纖傳送，能夠采用通過發(fā)送側(cè)的波長分散的預均衡對較大的波長分散進行補償、將光纖傳送后的殘差通過本實施例的接收側(cè)的數(shù)字分散補償來補償?shù)慕Y(jié)構(gòu)。即，在僅使用預均衡的情況下，檢測波長分散的補償誤差并變更發(fā)送側(cè)的預均衡量，因此反饋時間(距離)變長，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定或結(jié)構(gòu)變得復雜，通過組合本實施例來僅在接收側(cè)進行某種程度的波長分散補償，從而能夠避免向發(fā)送側(cè)的反饋結(jié)構(gòu)，提聞實用性。另外，本實施例的接收側(cè)的分散補償范圍例如在符號率IOG符號/秒的30G比特/秒的多值信號下為±60km以上(相當于圖7 (B))。即使為了實現(xiàn)調(diào)制速度100G比特/秒而使調(diào)制速度為33G比特/秒,補償范圍也為光纖長度±6km寬度。該值是遠遠大于一般的光纖傳送路長的測定精度的值，可知通過本實施例得到的接收側(cè)的波長分散補償量非常廣。另外，不使用本技術(shù)的情況的波長分散承受力是上述值的1/2 1/4左右，例如為±2km左右。例如難以將幾百 幾千km長度的傳送路以±2km以下的精度測定，此外由于傳送路的溫度變化等也會產(chǎn)生同程度的誤差。因此，在以往例中，根據(jù)環(huán)境的變化需要勤變更發(fā)送側(cè)的預均衡量，因此難以實現(xiàn)穩(wěn)定的傳送。此外，窄帶化用于提高本實施例的補償間隔T的電場補償電路231的補償效果。本實施例的光延遲檢波接收器中每I個符號僅進行一次相位的檢測運算，因此在接收到的多值信號的頻帶寬的情況下，如上述的圖10 (B)所示，發(fā)生混疊，導致波長分散的補償精度降低。奈奎斯特窄帶濾波器351為了避免這些，預先削減信號頻帶，此外同時進行頻譜整形，以免發(fā)生符號間干涉。圖10 (C)是使用了窄帶濾波器351的情況的I個樣本/符號的再現(xiàn)光電場的頻譜，信號能量屬于頻率范圍±1/ (2T)，因此不發(fā)生混疊。圖8 (C)是作為理想的奈奎斯特窄帶濾波器351而使用理想矩形濾波器的情況的接收信號的計算例。與圖8(A)相比，通過進行窄帶化，能夠確認分散補償效果幾乎是理想的。作為奈奎斯特窄帶濾波器351，除了上述的矩形濾波器以外，也能夠利用余弦滾降濾波器等，在能夠容許若干符號間干涉的情況下能夠廣泛利用巴特沃斯濾波器或橢圓濾波器等的電低通濾波器。此外，本例中用2個樣本/符號的數(shù)字濾波器實現(xiàn)了奈奎斯特窄帶濾波器351，但在進一步提高頻率截斷性能的情況下能夠利用過采樣率的濾波器。此外，本濾波器還能夠通過高速模擬電路來實現(xiàn)，在該情況下，只要在DA變換器208 - 1,208 一 2的輸出部配置截斷頻率大致為I/ (2T)的電低通濾波器即可。圖16表示具有窄帶濾波器的光接收器的結(jié)構(gòu)例。圖14的例子中在發(fā)送側(cè)設(shè)置了奈奎斯特窄帶濾波器351，但也可以設(shè)置在光接收器300內(nèi)，也可以例如圖16所示將模數(shù)變換器226的輸出信號輸入至奈奎斯特窄帶濾波器351。根據(jù)本實施例，通過插入電窄帶濾波器，能夠防止接收器內(nèi)的I樣本/符號處理中的混疊，提高分散補償效果。實施例5圖15是本發(fā)明的第5實施例，示出本發(fā)明的光傳送系統(tǒng)的第2結(jié)構(gòu)例。本例是通·過將發(fā)送側(cè)的數(shù)字信號處理速度降低為I樣本/符號來降低電子電路的尺寸及消耗電力的例子。同時通過光窄帶濾波器352實現(xiàn)奈奎斯特窄帶濾波器，進而在接收器內(nèi)部的電相位差動檢波 判斷電路232的緊前配置頻帶修正濾波器353。隨之，預均衡電路207也成為I樣本/符號的修正電路，因此補償器的頻帶不夠，只有輸出光頻譜信號的中央部能夠得到波長分散的預均衡效果。本例中，通過使用光窄帶濾波器352來切出其中心頻譜，由此能夠得到與上述的電域的奈奎斯特窄帶濾波器351等效的窄帶信號。光窄帶濾波器352是線性濾波器，因此沒有配置位置的限制，只要是光調(diào)制器與光接收器之間則插入到哪里都可以。例如，也可以在光發(fā)送器內(nèi)部或光接收器內(nèi)部或光纖傳送路214的中途插入光窄帶濾波器352而進行光信號的窄帶化。此外，既能夠如上述實施例4那樣作為發(fā)送側(cè)的電奈奎斯特窄帶濾波器351來安裝，也能夠作為接收側(cè)的電濾波器來安裝。另外，上述的頻帶修正濾波器353減少因光窄帶濾波器352的影響而生成的符號間干涉。本來理想的奈奎斯特濾波器不發(fā)生符號間干涉，但光濾波器的制造精度比電濾波器低，因此如本例那樣另設(shè)置電修正濾波器來抑制符號間干涉是有效的。為了提高濾波器的性能，也可以根據(jù)需要進行過采樣并再現(xiàn)更平滑的時間波形。若進行例如2倍采樣、將信號頻帶如圖10 (D)那樣平滑地擴大，則能夠與原來的波形的光頻譜圖10 (A)同樣再現(xiàn)光電信號。另外，發(fā)送側(cè)的采樣速度不限于I樣本/符號，也可以為I. 3樣本/符號等的中間速度的值。這樣，具有將信號頻帶或波形最適當?shù)乇３?、并且能夠大幅降低預均衡電路的規(guī)模及DA變換器的動作速度的優(yōu)點。根據(jù)本實施例，通過插入光的頻帶狹窄濾波器，能夠防止接收器內(nèi)的I樣本/符號處理中的混疊的發(fā)生，并且提高分散補償效果。工業(yè)實用性本發(fā)明例如能夠適用于光通信領(lǐng)域中的2值調(diào)制信號及多值調(diào)制信號的長距離傳送和傳送劣化的補償。標記說明
101 :輸入光信號，102 :偏振波分離電路，103 :本振激光光源，104 :本振光，105 :光多值信號的S偏振波成分，106 :光多值信號的P偏振波成分，107 :光相位分集電路，108 1成分輸出光，109 Q成分輸出光，110 :平衡型光檢測器，111 :A/D變換器，112 :A/D變換器的輸出電信號，113 :數(shù)字運算電路，114 :光電場信號，115 :數(shù)字運算 判斷電路，116 :多值數(shù)字信號，200 :相位預累計型光電場發(fā)送器，201 :數(shù)字信息信號， 202 :多值編碼電路，203 :復數(shù)多值信息信號，204 :相位預累計部，205 :相位預累計復數(shù)多值信息信號，206 :采樣速度變換電路，207 :預均衡電路，208 :DA變換器，209 :驅(qū)動電路，210 :激光光源，211 :光電場調(diào)制器,212 :輸出光纖，213 :發(fā)送光多值信號,214 :光纖傳送路，215 :接收光多值信號,220 :非相干光電場接收器，221:多值判斷電路，222 :光分支器，223 :光延遲檢波電路，224 :平衡型光接收器，225 :光強度接收器，226 :模數(shù)變換器，227 :逆正切運算電路，228 :平方根電路，229 :正交坐標變換電路，230 :數(shù)字信息信號，231 :補償間隔T的電場補償電路，232 電相位差動檢波 判斷電路，240 :延遲量T/2的光延遲檢波器，241 :采樣時鐘，242 :延遲調(diào)整電路，243 :電接收信號，244 :電場運算部，245 :平方距離運算電路，246 :延遲加法電路，247 :延遲除法電路，248 :運算結(jié)果，249:再現(xiàn)光電場信號，250 :補償間隔T/2的電場補償電路，251 :補償量輸入端子，300 :本發(fā)明的非相干光電場接收器，301 :重定時 下采樣電路，302:相位累計電路，311 :輸入復數(shù)電場信號列，312 :輸出復數(shù)電場信號列，313 :延遲電路，314 :復數(shù)抽頭乘法電路，315 :復數(shù)加法電路，316 :補償數(shù)據(jù)設(shè)定信號，317 :電場補償用查找表，320 :直流除去型平衡型光檢測器，321 :分散補償量設(shè)定電路，322 dl成分的偏置修正信號，323 dQ成分的偏置修正信號，324 :波長分散補償數(shù)據(jù),325 :波長分散量設(shè)定信號，326 :時鐘提取電路，327 :采樣時鐘，330 :抽頭權(quán)重計算電路，331 :多值波形生成電路，
332 :波長分散模擬電路，333 :延遲檢波模擬電路，334 :平均強度計算電路，335 :反轉(zhuǎn)電路，340 :前端均衡電路，341 :相位起伏除去電路，342 自適應均衡電路，343 :誤差信號，344 :修正量計算電路，345 :修正信號， 350 :本發(fā)明的光電場發(fā)送器，351 :奈奎斯特窄帶濾波器，352 :光窄帶濾波器，353 :頻帶修正濾波器
權(quán)利要求
1.一種光接收器，具備具有與接收的光信號的符號時間大致一致的延遲量的耦合型光延遲檢波接收器、模數(shù)變換器、差動相位計算電路、相位累計電路、提取上述光信號的振幅成分的光振幅檢測部、光電場信號再現(xiàn)電路、以及對傳送路上的傳送劣化進行補償?shù)膫魉土踊馄?，并且該光接收器接收上述光信號，該光信號是預先設(shè)定的符號時間的2值以上的光調(diào)制信號； 上述耦合型光延遲檢波接收器具有與接收到的光信號的符號時間大致一致的延遲量，對接收到的該光信號進行檢波并輸出， 上述模數(shù)變換器將上述耦合型光延遲檢波器的輸出信號變換為數(shù)字信號， 上述差動相位計算電路輸入該數(shù)字信號，按大致每符號時間計算與緊前的符號時間的上述光信號之間的差動相位， 上述相位累計電路輸入被計算出的差動相位，按接收信號的每符號時間進行累計并計算相位信息， 上述光振幅檢測部提取接收到的光信號的振幅成分， 上述光電場信號再現(xiàn)電路將計算出的相位信息和由上述光振幅檢測部得到的光振幅信息組合而再現(xiàn)光電場信號， 上述傳送劣化均衡器輸入被再現(xiàn)的光電場信號，進行傳送劣化的均衡。
2.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述傳送劣化均衡器的均衡時間間隔與符號時間大致一致。
3.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述相位累計電路進行相位累計的定時與接收到的光信號的符號中央時刻大致一致。
4.如權(quán)利要求3所述的光接收器，其特征在于， 還具備重定時電路， 設(shè)為上述模數(shù)變換器的采樣間隔小于上述符號時間來進行波形的過采樣， 向上述重定時電路輸入上述模數(shù)變換器的輸出信號， 上述重定時電路將輸入的信號變換為采樣時刻與接收到的光信號的符號的中央時刻大致一致、并且采樣間隔與上述符號時間一致的數(shù)字樣本列，并向上述相位累計電路輸出。
5.如權(quán)利要求3所述的光接收器，其特征在于， 還具備時鐘提取電路， 上述時鐘提取電路以上述耦合型延遲檢波器的輸出信號的一部分或上述光振幅檢測部的輸出信號的一部分作為輸入信號，從輸入信號提取周期與接收到的光信號的符號時間一致的時鐘信號，并向上述模數(shù)變換器輸出該時鐘信號， 上述模數(shù)變換器按照該時鐘信號對上述耦合型延遲檢波器的輸出信號進行采樣，得到采樣定時與符號中央時刻大致一致的樣本列。
6.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 還具備相位起伏除去電路，該相位起伏除去電路以從上述相位累計電路輸出的相位信息或再現(xiàn)的光電場信號或從上述傳送劣化均衡器輸出的光電場信號作為輸入，進行相位起伏的除去。
7.如權(quán)利要求1飛中任一項所述的光接收器，其特征在于， 還具備延遲量與上述符號時間一致的電相位差動檢波電路，上述電相位差動檢波電路以傳送劣化均衡后的光電場信號作為輸入，輸出通過數(shù)字數(shù)值運算對被輸入的光電場信號整體或者僅對該光電場信號的相位成分進行延遲檢波或差動檢波而得到的信號。
8.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述光電場振幅提取部具備光強度接收器、第二模數(shù)變換器和平方根運算電路， 上述光強度接收器輸入被分支的接收信號的一部分，將其強度成分變換為電信號并輸出， 上述第二模數(shù)變換器將該電信號變換為數(shù)字樣本列并輸出， 上述平方根運算電路構(gòu)成為輸入該數(shù)字樣本列，進行平方根運算并輸出。
9.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述傳送劣化均衡器是自動地修正波形劣化的自適應均衡電路。
10.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 上述傳送劣化均衡器是具有上述傳送路的波長分散的逆?zhèn)鬟f特性的數(shù)字濾波器。
11.如權(quán)利要求10所述的光接收器，其特征在于， 上述傳送劣化均衡器具備對光電場信號的直流偏置成分進行修正的偏置修正部， 上述偏置修正部對光電場信號加上與預先設(shè)定的波長分散量相應的偏置信號。
12.如權(quán)利要求I所述的光接收器，其特征在于， 具備窄帶奈奎斯特濾波器，該窄帶奈奎斯特濾波器針對符號時間Ts，帶寬為I/ (2Ts)以上且1/Ts以下， 將上述模數(shù)變換器的輸出信號向窄帶奈奎斯特濾波器輸入，并進行數(shù)字信號的窄帶化。
13.如權(quán)利要求12所述的光接收器，其特征在于， 上述光接收器具有頻帶修正濾波器，該頻帶修正濾波器對線性劣化補償后窄帶化的信號的波形失真進行補償。
14.一種光傳送系統(tǒng),具備 光發(fā)送器，生成以信息信號調(diào)制的光信號；以及 權(quán)利要求I所述的光接收器； 由上述光接收器接收從上述光發(fā)送器輸出并在光纖傳送路上傳送后的光信號，并將該光信號變換為信息信號來輸出。
15.如權(quán)利要求14所述的光傳送系統(tǒng),其特征在于， 上述光電場發(fā)送器具有窄帶奈奎斯特濾波器，該窄帶奈奎斯特濾波器針對符號時間Ts，帶寬為I/ (2Ts)以上且1/Ts以下， 預先在電域中對生成的光信號的帶寬進行窄帶化來輸出。
16.如權(quán)利要求14所述的光傳送系統(tǒng),其特征在于， 上述光傳送系統(tǒng)具備光窄帶濾波器，該光窄帶濾波器針對符號時間Ts，頻帶全寬為I/Ts以上且2/Ts以下， 在上述光發(fā)送器或上述光接收器或上述光纖傳送路的中途插入上述光窄帶濾波器，并進行光信號的窄帶化。
17.如權(quán)利要求14所述的光傳送系統(tǒng),其特征在于，上述光發(fā)送器還具有相位預累計電路， 該相位預累計電路將傳送的光信號的相位按每上述符號時間進行累計。
18.如權(quán)利要求14所述的光傳送系統(tǒng),其特征在于， 上述光發(fā)送器還具有預均衡電路， 該預均衡電路具有在發(fā)送側(cè)預先對至少包含波長分散的上述光纖傳送路的線性劣化、或者上述光接收器所引起的波形的劣化進行均衡的功能。
19.如權(quán)利要求15或16所述的光傳送系統(tǒng),其特征在于， 上述光接收器具有頻帶修正濾波器，該頻帶修正濾波器對線性劣化補償后窄帶化的信號的波形失真進行補償。
全文摘要
光接收器(300)接收光多值信號(215)并由兩臺光延遲檢波器(223)(設(shè)定為延遲時間(T)=符號時間、相位差0度、90度)接收，對輸出信號進行模數(shù)變換后進行重定時處理，在符號中心時刻檢測差動相位。在接收器內(nèi)，將其按每個符號進行累計之后，與從另設(shè)置的光強度接收器得到的振幅成分進行合成而再現(xiàn)光電場。然后，由時間間隔(T)的波長分散補償電路(231)對傳送路的波長分散進行補償。此外，通過插入電或光奈奎斯特濾波器而進行頻帶限制，能夠提高波長分散補償效果。
文檔編號H04B10/67GK102971976SQ20108006779
公開日2013年3月13日 申請日期2010年7月9日 優(yōu)先權(quán)日2010年7月9日
發(fā)明者菊池信彥 申請人:株式會社日立制作所