專利名稱：一種基于zc序列生成資源請求信道的空中信號的方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于ZC序列生成資源請求信道的空中信號的方法及裝置。
背景技術(shù)：
時分雙エ(TDD)移動通信系統(tǒng)，要求收發(fā)端具備比較嚴(yán)格的上行同步和下行同歩。一般通過小區(qū)捜索，用戶設(shè)備(UE)可獲得下行同歩。上行同步要求同一時隙內(nèi)來自各個UE的信號到達(dá)基站(eNodeB)的時間都同步在ー個基準(zhǔn)時鐘信號(CP)之內(nèi)。由于各個UE到eNodeB的距離不等，同時UE也有可能處于運(yùn)動狀態(tài)，到達(dá)基站的時間也在不斷變化，于是通過上行同步信道建立上行同歩，是保證正常通信的前提。 通常上行同步的操作可以采取如下方式進(jìn)行UE發(fā)射上行同步信號(通常為偽隨機(jī)序列，ZC序列，以及其他正交序列)，基站側(cè)用接收到的序列和其對應(yīng)的本地參考序列做相關(guān)，觀測相關(guān)峰值測量上行同步信號的到達(dá)時間，與基準(zhǔn)參考時間比較，確定UE發(fā)射需要提前或者滯后的時間，然后通過下行命令，將需要調(diào)整的時間通知給UE，作為下一次發(fā)射時間的調(diào)整值。在某些窄帶系統(tǒng)中，由于ZC序列長度限制，不同的小區(qū)內(nèi)的用戶使用基本ZC序列的不同循環(huán)移位形成的正交碼進(jìn)行上行同歩。在同頻組網(wǎng)的窄帶系統(tǒng)中，這種方式會引起相鄰小區(qū)之間干擾的問題。假設(shè)有相鄰的兩個小區(qū)小區(qū)A(Cell A)和小區(qū)B(Cell B)，分別使用訓(xùn)練碼I和訓(xùn)練碼2，小區(qū)半徑均小于20km，往返時延(RTT)小于17個Ts (采樣頻率為128kHz下的采樣點(diǎn)數(shù))。如圖I所示，小區(qū)A接收到本小區(qū)內(nèi)的UEl發(fā)送的上行同步信號與本地ZC序列相關(guān)后，對應(yīng)的信號能量峰值的區(qū)域?yàn)榇?，小區(qū)B接收到本小區(qū)內(nèi)的UE2發(fā)送的上行同步信號與本地ZC序列相關(guān)后，對應(yīng)的信號能量峰值的區(qū)域?yàn)榇?。但是由于小區(qū)間干擾，小區(qū)A中的UEl發(fā)送的上行同步信號有可能被小區(qū)B的基站接收到，小區(qū)A中的用戶達(dá)到小區(qū)B的基站經(jīng)過較大的延時(約17至34Ts)而且和小區(qū)B的本地序列相關(guān)，因而會在小區(qū)B的圓周相關(guān)器的窗ロ 2生成干擾峰。對于上述相鄰小區(qū)之間干擾的問題，現(xiàn)有技術(shù)的解決方案如下在申請?zhí)枮镃N200610104146. 6的中國專利《一種減少上行同步信道干擾的方法、系統(tǒng)與裝置》中測量上行同步時隙和上行常規(guī)時隙中的干擾信號的功率，動態(tài)分配上行同步信道的發(fā)送時隙和發(fā)送次數(shù)，避免在干擾強(qiáng)的時隙上分配上行同步信道。缺陷是需要對干擾強(qiáng)度進(jìn)行精確快速估計，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度增高，而且增加了下行信令開銷。在申請?zhí)枮镃N200510090888. 3的中國專利《一種同步碼分多址系統(tǒng)的小區(qū)碼資源規(guī)劃方法》中利用統(tǒng)計的方式分析任何兩個碼組分配給相鄰小區(qū)時，其互相關(guān)帶來的檢測錯誤，通過設(shè)定門限，對小區(qū)碼資源進(jìn)行規(guī)劃，對相鄰小區(qū)選擇合適的可用碼組。這種方法可以從一定程度上降低同頻小區(qū)間干擾，但是由于實(shí)際應(yīng)用中兩個碼字間并非理想的互相關(guān)，而且當(dāng)鄰小區(qū)數(shù)目增多時，可用碼集合中碼字之間的互相關(guān)性變得越不理想，鄰小區(qū)之間的干擾問題仍不能得到很好的解決。在歐洲專利EP2107749(A2)和申請?zhí)枮镃N200880118586. 4的中國專利《序列發(fā)送方法》中，方法類似根據(jù)ZC序列特性兩個碼之間u/Nz。值相差越小，互相關(guān)性越高。對ZC序列進(jìn)行分類選擇，避免相鄰小區(qū)使 用u/Nz。值相差很小的序列組，從而減小小區(qū)之間的干擾。這種解決方案與上ー篇專利類似，在解決同頻小區(qū)同步干擾的問題上同樣存在局限性?？傊跍p小同頻小區(qū)間同步干擾的問題上，現(xiàn)有技術(shù)還未提出較為有效的解決方案。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了一種基于ZC序列生成資源請求信道的空中信號的方法，井利用該信號進(jìn)行上行同步控制，可以有效減小同頻小區(qū)間同步干擾。本發(fā)明實(shí)施例提出一種基于ZC序列生成資源請求信道的空中信號的方法，該方法采用小區(qū)間時分，小區(qū)內(nèi)用戶碼分的方式，每個小區(qū)的信號生成過程包括如下步驟A、使用根參數(shù)u生成長度為Nze的ZC序列；B、對所述ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT，生成長度為Nze的頻域信號序列Xu(k)；C、在所述頻域信號序列中補(bǔ)零，使得整個頻域信號序列的長度增加至Nseq ；D、對所述頻域信號序列進(jìn)行逆離散傅立葉變換IDFT并循環(huán)移位Ncp個采樣點(diǎn)，得到功率歸ー化的SR基本序列Su (n)，n =
；Ncp為循環(huán)前綴的長度；E、根據(jù)媒體接入控制層提供的區(qū)分用戶的前導(dǎo)索引V、固定移位和零相關(guān)區(qū)長度Nes t，計算基帶發(fā)送序列循環(huán)偏移量Cv = VNcsj +N^ ；F、根據(jù)SR基本序列Su (n)以及循環(huán)偏移量Cv生成資源請求信道的基帶發(fā)送序列。較佳地，所述步驟A為:根據(jù)公式ん丨 ) ニ/7 ^zc 0彡n彡Nzc-I生成長度為Nzc的ZC序列。較佳地,所述u = 11, Nzc = 43。較佳地，步驟B所述對所述ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT為根據(jù)公式
Xu(Jc) = J xjji) e、，0彡k彡Nzc-I對所述ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換。
=0較佳地，步驟C所述在所述頻域信號序列中補(bǔ)零為根據(jù)公式X(O=Nseq-I) = [Xu((Nzc-I)/2),…，Xu(Nzc-I)，0，0，…，Xu(O)，Xu(I)，...Xu((Nzc-I)/2-1)]在所述頻域信號序列中補(bǔ)零。較佳地，Nseq= 256。較佳地，步驟F生成的基帶發(fā)送序列為Su, v(n) = Su(mod(n_Cv, Nseq)), n =
。較佳地，步驟F之后，該方法進(jìn)ー步包括G、基站接收空中信號，對接收到的信號去循環(huán)前綴、正交頻分復(fù)用解調(diào)以及解映射處理，得到長度為Nze的頻域接收序列Yu,v(n)，0彡n彡Nzc-I ;H、將所述頻域接收序列Yu,v(n)與當(dāng)前小區(qū)的頻域母序列的共軛點(diǎn)乘，并且做逆快速傅立葉變換(IFFT)運(yùn)算，得到長度為Nsrai時域信號r(n)；I、根據(jù)開窗位置對r(n)進(jìn)行峰值檢測以及噪聲測量；J、比較峰值和噪聲測量值的比值與預(yù)先設(shè)定的判決門限值的大小，從而判決有無資源請求信號接收，對于判決出有資源請求的情況，記錄峰值位置，并計算峰值位置與期望的位置差；K、根據(jù)峰值位置與期望的位置差，生成相應(yīng)的時間提前量井下發(fā)給UE。
較佳地，步驟I所述噪聲測量為取!'(n)中受信號能量泄露影響最小的M點(diǎn)進(jìn)行
噪聲測量。較佳地，M= 50。較佳地，所述步驟K包括K1、在同步控制周期內(nèi)，計算每次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值；K2、比較該均值與一半調(diào)整步長的大小，如果該均值小于一半調(diào)整步長，則生成指示UE的上行時間延遲ー個調(diào)整步長的時間提前量；如果該均值大于一半調(diào)整步長，則生成指示UE的上行時間提前一個調(diào)整步長的時間提前量；對于其他情況，生成指示UE不進(jìn)行調(diào)整的時間提如量；K3、向UE下發(fā)所生成的時間提前量。較佳地，步驟Kl所述計算毎次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值為在同步控制周期M_Loop內(nèi)計算峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值，去掉最大差值和最小差值，求其余M_Loop-2個差值的均值。本發(fā)明實(shí)施例還提出ー種用戶設(shè)備，包括ZC序列生成模塊，用于使用根參數(shù)u生成并輸出長度為Nze的ZC序列；DFT模塊，用于對所述ZC序列生成模塊所輸出的ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT，輸出長度為Nz。的頻域信號序列Xu(k)；補(bǔ)零模塊，用于在所述DFT模塊輸出的頻域信號序列中補(bǔ)零，使得整個頻域信號序列的長度增加至N_，并輸出所述長度為Nseq的頻域信號序列；SR基本序列生成模塊，用于對所述補(bǔ)零模塊輸出的長度為Nseq的頻域信號序列進(jìn)行逆離散傅立葉變換IDFT并循環(huán)移位，得到并輸出功率歸ー化的SR基本序列Su(n)，n =
；循環(huán)偏移量生成模塊，用于根據(jù)媒體接入控制層提供的區(qū)分用戶的前導(dǎo)索引V、固定移位Wri和零相關(guān)區(qū)長度Nes—t，計算基帶發(fā)送序列循環(huán)偏移量q=vncsj+k& ；基帶發(fā)送序列生成模塊，用于根據(jù)所述SR基本序列生成模塊輸出的SR基本序列Su(n)以及所述循環(huán)偏移量生成模塊計算的循環(huán)偏移量Cv生成資源請求信道的基帶發(fā)送序列。較佳地，所述ZC序列生成模塊根據(jù)公式ち( ) =0 ^ n ^ Nzc-I生成并輸出長度為Nz。的ZC序列。較佳地，所述DFT模塊根據(jù)公式ん(た)=Yu，0彡k彡Nzc-I對所述ZC
n=0序列進(jìn)行離散傅立葉變換。較佳地，所述補(bǔ)零模塊根據(jù)公式X(O=Nseq-I) = [Xu((Nzc-I)/2),…，Xu(Nzc-I),
0,0, -,Xu(O)jXu(I),…Xu((Nzc-l)/2-l)]在所述頻域信號序列中補(bǔ)零。較佳地，所述基帶發(fā)送序列生成模塊生成的基帶發(fā)送序列為Su,v(n)=Su (mod(n-Cv, Nseq)), n =
本發(fā)明實(shí)施例還提出一種基站，包括用于接收空中信·號的接收模塊，用于對所接收的空中信號進(jìn)行去循環(huán)處理、正交頻分復(fù)用解調(diào)以及解映射處理的信號處理模塊，所述基站還包括IFFT模塊，用于對所述信號處理模塊輸出的長度為Nze的頻域接收序列Yu, v(n)，0彡n彡Nzc-I與當(dāng)前小區(qū)的頻域母序列的共軛點(diǎn)乘，并且做逆快速傅立葉變換(IFFT)運(yùn)算，得到并輸出長度為1,時域信號r(n)；峰值檢測及噪聲測量模塊，用于根據(jù)開窗位置對對所述IFFT模塊輸出的時域信號r(n)進(jìn)行峰值檢測以及噪聲測量，并輸出檢測到的峰值以及噪聲測量結(jié)果；判斷模塊，用于對所述峰值檢測及噪聲測量模塊輸出的峰值和噪聲測量結(jié)果比值與預(yù)先設(shè)定的判決門限值的大小，從而判決有無資源請求信號接收，并輸出判斷結(jié)果；時間提前量生成模塊，用于當(dāng)判斷模塊輸出的判斷結(jié)果為有資源請求的情況時，記錄峰值檢測及噪聲測量模塊輸出的峰值位置，并計算峰值位置與期望的位置差；根據(jù)計算的峰值位置與期望的位置差，生成相應(yīng)的時間提前量；下發(fā)模塊，用于將所述時間提前量生成模塊所生成的時間提前量下發(fā)給用戶設(shè)備。較佳地，所述峰值檢測及噪聲測量模塊取r (n)中受信號能量泄露影響最小的M點(diǎn)進(jìn)行噪聲測量。較佳地，所述時間提前量生成模塊包括差值計算単元，用于在同步控制周期內(nèi)，計算每次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值；比較單元，用于比較差值計算単元所計算的均值與一半調(diào)整步長的大小，并輸出判斷結(jié)果；生成単元，用于當(dāng)所述判斷結(jié)果為均值小于一半調(diào)整步長，則生成指示用戶設(shè)備的上行時間延遲ー個調(diào)整步長的時間提前量；當(dāng)均值大于一半調(diào)整步長，則生成指示用戶設(shè)備的上行時間提前一個調(diào)整步長的時間提前量；對于其他情況，生成指示用戶設(shè)備不進(jìn)行調(diào)整的時間提前量。較佳地，所述差值計算單元在同步控制周期M_Loop內(nèi)計算峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值，去掉最大差值和最小差值，求其余M_Loop-2個差值的均值。從以上技術(shù)方案可以看出，對同頻組網(wǎng)系統(tǒng)采用了小區(qū)時分，小區(qū)內(nèi)用戶碼分的資源分配方案。對于時分方案，即使不同的小區(qū)使用相同序列，但不同小區(qū)相關(guān)時域存在較大的時間間隔，可以更有效的防止同頻小區(qū)間的相關(guān)干擾峰的出現(xiàn)，無需進(jìn)行序列分類等復(fù)雜處理，實(shí)現(xiàn)簡單。另外本發(fā)明還設(shè)計了兩種上行同步方案，適用于不同的場景，確保上行同步性能具有較好的魯棒性。本發(fā)明提出的方案高效地解決了多用戶資源請求信道和上行同步的問題，尤其適用于應(yīng)用于低速數(shù)據(jù)傳輸、不連續(xù)窄帶頻譜資源分配的專用網(wǎng)絡(luò)中。


圖I為碼分方案對相鄰?fù)l小區(qū)B存在的相關(guān)峰干擾的說明示意圖；圖2為基于國電230頻段的業(yè)務(wù)特點(diǎn)設(shè)定的幀結(jié)構(gòu)示意圖；圖3為本發(fā)明實(shí)施例的同頻組網(wǎng)系統(tǒng)中多小區(qū)的資源請求空中信號格式示意圖；圖4為小區(qū)內(nèi)N(N = 8)用戶碼分的資源請求信道示意圖；圖5為本發(fā)明實(shí)施例提出的資源請求信道的空中信號生成過程流程圖；圖6為本發(fā)明實(shí)施例提出的基于上述資源請求信道的一種上行同步流程圖。
具體實(shí)施方式

本發(fā)明提出一種基于ZC(Zadoff-Chu)序列生成資源請求信道的空中信號的方法，并且基站可用該序列估計用戶的到達(dá)時間，通過下行信道通知用戶進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整，從而完成上行同歩。本發(fā)明并提供了相應(yīng)的上行同步的解決方案。該空中信號的格式采用區(qū)分小區(qū)的時分方案，可支持多個同頻小區(qū)基本無干擾的組網(wǎng)方式。對于時分方案，即使不同的小區(qū)使用相同序列，但不同小區(qū)相關(guān)時域存在較大的時間間隔，可以更有效的防止同頻小區(qū)間的相關(guān)干擾峰的出現(xiàn)，無需進(jìn)行序列分類等復(fù)雜處理，實(shí)現(xiàn)簡單。另外本發(fā)明還設(shè)計了兩種上行同步方案，適用于不同的場景，確保上行同步性能具有較好的魯棒性。本發(fā)明提出的方案高效地解決了多用戶資源請求信道和上行同步的問題，尤其適用于應(yīng)用于低速數(shù)據(jù)傳輸、不連續(xù)窄帶頻譜資源分配的專用網(wǎng)絡(luò)中。為使本發(fā)明技術(shù)方案的特點(diǎn)及技術(shù)效果更加清楚，以下通過具體實(shí)施例對本發(fā)明 進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)闡述。對于某些專用頻段，如223. 025 235. OOOMHz頻段是遙測、遙控、數(shù)據(jù)傳輸?shù)葮I(yè)務(wù)使用的頻段。該頻段由多個零散分布的頻帶寬度為25kHz信道組成，且相鄰頻率已經(jīng)被指配到其它行業(yè)使用，沒有較寬的連續(xù)頻譜資源。為了提供更多的服務(wù)功能，提高服務(wù)質(zhì)量和數(shù)據(jù)速率，并控制終端成本，可以采用正交頻分復(fù)用(OFDM)、同頻組網(wǎng)等技術(shù)對原有系統(tǒng)進(jìn)行改造。以下實(shí)施例將以本發(fā)明方案在230MHz頻段國家電網(wǎng)通信中(以下簡稱國電230頻段)的應(yīng)用為例進(jìn)行說明，此實(shí)施例及其說明過程僅用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的不當(dāng)限定。對于其它幀結(jié)構(gòu)，只需要空中信號格式像本實(shí)例ー樣采用小區(qū)時分的資源分配方式即可。本發(fā)明實(shí)施例一提出ー種了小區(qū)時分、小區(qū)內(nèi)用戶碼分的資源請求的資源分配方案?；趪?30頻段的業(yè)務(wù)特點(diǎn)設(shè)定的幀結(jié)構(gòu)如圖2所示總長度為25ms的無線幀上時分為圖2所示5個子幀，其中字母D表示該子幀為下行子幀，字母U表示該子幀為上行子幀，字母S表示該子幀為特殊子幀。資源請求(ZC序列)占用特殊子幀的上行導(dǎo)頻時隙(UpPTS)的時頻資源。為了減小如圖I所示的同頻小區(qū)間干擾，可以針對不同小區(qū)采用如圖3所示的時分方案，其中帶橫條紋矩形塊表示下行數(shù)據(jù)，空白矩形塊表示上行數(shù)據(jù)，帶網(wǎng)狀條紋矩形塊表示同步信號。如圖3所示，把一個子帶上連續(xù)的若干個(例如8個)無線幀看作ー個整體，每個小區(qū)使用這若干個(例如8個)無線幀中的ー個UpPTS時隙作為資源請求信號同時進(jìn)行同步控制。這樣通過時分的方式，不同小區(qū)相關(guān)時域存在較大的時間間隔，可以有效防止同頻小區(qū)間的相關(guān)干擾峰的出現(xiàn)。對于小區(qū)內(nèi)的多用戶，可以在小區(qū)所占用的UpPTS的時頻資源上通過碼分方式發(fā)送，即將基本ZC序列通過不同循環(huán)移位產(chǎn)生一系列前導(dǎo)(preamble)碼，提供給不同用戶碼分使用。接收端根據(jù)循環(huán)移位的不同在不同窗檢測，并且保留一定的區(qū)域進(jìn)行噪聲估計，如圖4所示小區(qū)內(nèi)N(N = 8)用戶碼分的資源請求信道。需要根據(jù)ZC序列長度選擇合適的碼分用戶個數(shù)，防止用戶的能量泄漏帶來虛警和性能的下降。循環(huán)移位的大小與用戶的收發(fā)時鐘同步、用戶的移動速度以及同步的時間間隔等因素相關(guān)，同時還要考慮多用戶之間的能量泄漏的保護(hù)。根據(jù)圖4所示的資源請求信道的空中信號格式的每個小區(qū)的信號生成過程如圖5所示，包括如下步驟步驟501 使用根參數(shù)u生成ZC序列。本發(fā)明實(shí)施例中根據(jù)公式⑴生成ZC序列x ( ) = e J Nzc 0 ^ n ^ Nzc-I,例如 U = 11, Nzc = 43
(I)為了控制終端的成本，同時也由于Nz。長度較小，對所有的小區(qū)，均采用同樣的根參數(shù)U。步驟502 :根據(jù)公式⑵對所述ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換(DFT)，生成長度為Nze的頻域信號序列。
Nz ~\_ -InnkXu(k)= Y, 0<A<iVzc-l( 2 )步驟503 :在所述頻域信號序列中補(bǔ)零，使得整個頻域信號序列的長度增加至
Nseq。X(O=Nseq-I) = [Xu((Nzc-I)/2),…，Xu(Nzc-I)，0，0，…，Xu(O)，Xu(I)，...Xu((Nzc-I)/2-1)] (3)Nseq的值可以根據(jù)實(shí)際需要設(shè)置，例如Nseq = 256。步驟504 :對所述頻域信號序列進(jìn)行逆離散傅立葉變換(IDFT)并循環(huán)移位，得到功率歸ー化的SR基本序列Su(n) = circshift(idft(X(k)), Ncp)/ (NZC/NSEQ)(4)其中，idft()表示進(jìn)行IDFT變換，circshiftO表示循環(huán)移位，Nep為循環(huán)前綴的長度，例如，Ncp = 16 ；步驟505 :根據(jù)媒體接入控制(MAC)層提供的區(qū)分用戶的Preamble索弓Iv(0^ Vtl)，以及固定移位和零相關(guān)區(qū)長度Nes t計算基帶發(fā)送序列循環(huán)偏移量Q =VNcs t +N^。較佳地，其中V。=8 ft =15，Ncs t = 24。步驟506 :根據(jù)SR基本序列以及循環(huán)偏移量生成資源請求信道的基帶發(fā)送序列。SR基本序列記為Su(n)，n =
，則基帶發(fā)送序列為Su,v(n) = Su (mod(n-Cv, Nseq)), n =
。(5)
綜合上面的描述，對同頻組網(wǎng)系統(tǒng)采用了小區(qū)時分，小區(qū)內(nèi)用戶碼分的資源請求信道的資源分配方案，以國電230頻段8個小區(qū)，每個UpPTS時隙資源上8用戶碼分為例，每小區(qū)每40個無線幀共5X8 = 40個檢測窗ロ，即Is的時間內(nèi)有40個資源請求可用的時域資源。 本發(fā)明實(shí)施例ニ提出基于上述資源請求信道的一種上行同步方案。接收端基站采用接收信號與本地參考信號相關(guān)的能量序列的峰值判決方案，詳細(xì)流程如圖6所示，包括如下步驟步驟601 :對接收到的信號去循環(huán)前綴(CP)、正交頻分復(fù)用(OFDM)解調(diào)以及解映射處理，得到長度為Nze的頻域接收序列Yu,v (n)，0彡n彡Nzc-I。步驟602 :將所述頻域接收序列Yu,v(n)與當(dāng)前小區(qū)的頻域母序列的共軛X=點(diǎn)乘，并且做逆快速傅立葉變換(IFFT)運(yùn)
算，得到長度為Nsrai時域信號r (n)
r ( ) = ifft{Yuv.* Xu, Nifft ^, \<n< Nifft , Nifft = Nseq( 6 )步驟603 :根據(jù)開窗位置對r(n)進(jìn)行峰值檢測以及噪聲測量。如圖4所示，小區(qū)內(nèi)共有8個用戶，圖中Wstart Wend為第2個用戶的檢測窗。NCS_r*峰值受小區(qū)半徑影響的可能范圍。采用受信號能量泄露影響最小的若干點(diǎn)。從圖4可以看出，最后的M個點(diǎn)距離第I個窗開始位置為14個點(diǎn)，和第8個窗開結(jié)束位置也是14個點(diǎn)，因此影響最小最適合做噪聲估計。M的取值可以根據(jù)實(shí)際需要而定，例如取M = 50。。并且可以利用以前的噪聲估計的數(shù)據(jù)進(jìn)行平滑，提高噪聲估計的精度。步驟604:比較峰值和噪聲估計的比值與預(yù)先設(shè)定的判決門限值的大小，從而判決有無資源請求信號接收(如果所述比值大于判決門限，則接收到資源請求信號，否則沒有接收到資源請求信號)。對于判決出有資源請求的情況，記錄峰值位置，并計算峰值位置與期望的位置差。判決門限按照Newman-Person準(zhǔn)則,在一定的虛警率下(如0. I % )進(jìn)行設(shè)定。步驟605 :根據(jù)峰值位置與期望的位置差，生成相應(yīng)的時間提前量井下發(fā)給UE。本發(fā)明實(shí)施例采用如下兩種可選的同步控制方式之一方式一、在同步控制周期(M_Loop)內(nèi)，計算每次峰值位置與目標(biāo)峰值位置(一般為1/3CP處)的差值的均值，比較該均值與一半調(diào)整步長(step/2)的大小。如果該均值小于St印/2，則生成時間提前量(TA，Time Advance)，通過下行信道指示UE的上行時間延遲ー個調(diào)整步長(st印)時間。如果該均值大于st印/2，則生成TA，通過下行信道指示UE的上行時間提前ー個st印時間；對于其他情況，下發(fā)TA通知UE不進(jìn)行調(diào)整。所述同步控制周期即接收到某用戶的資源請求信道M_Loop次，調(diào)整一次用戶的上行信道的發(fā)射時間。方式ニ、在同步控制周期(M_Loop)內(nèi)計算峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值，去掉最大差值和最小差值，求其余(M_Loop-2)個差值的均值。其它步驟和方法一一致。第二方案在某些特殊場景下有很好的抗突發(fā)干擾性能，如存在類似資源請求序列或同步序列的異系統(tǒng)干擾以及遠(yuǎn)處小區(qū)的資源請求序列或同步序列干擾的場景。因此建議，干擾和虛警較低時采用第一種方式；存在突發(fā)干擾和虛警較多時采用第二種方式。本發(fā)明實(shí)施例還提出ー種用戶設(shè)備，包括
ZC序列生成模塊，用于使用根參數(shù)u生成并輸出長度為Nz。的ZC序列；DFT模塊，用于對所述ZC序列生成模塊所輸出的ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT，輸出長度為Nz。的頻域信號序列Xu(k)；補(bǔ)零模塊，用于在所述DFT模塊輸出的頻域信號序列中補(bǔ)零，使得整個頻域信號序列的長度增加至N_，并輸出所述長度為Nseq的頻域信號序列；SR基本序列生成模塊，用于對所述補(bǔ)零模塊輸出的長度為Nseq的頻域信號序列進(jìn)行逆離散傅立葉變換IDFT并循環(huán)移位Ncp個采樣點(diǎn)，得到并輸出功率歸ー化的SR基本序列 Su(n), n =
；
循環(huán)偏移量生成模塊，用于根據(jù)媒體接入控制層提供的區(qū)分用戶的前導(dǎo)索引V、固定移位AC1*和零相關(guān)區(qū)長度Nes—t，計算基帶發(fā)送序列循環(huán)偏移量G =ViVcsj IiVft ；基帶發(fā)送序列生成模塊，用于根據(jù)所述SR基本序列生成模塊輸出的SR基本序列Su(n)以及所述循環(huán)偏移量生成模塊計算的循環(huán)偏移量Cv生成資源請求信道的基帶發(fā)送序列。較佳地，所述ZC序列生成模塊根據(jù)公式& =0彡n彡Nzc-I生成并輸出長度為Nz。的ZC序列。
ATzc-I_ ITtnk較佳地，所述DFT模塊根據(jù)公式ん(た)=￡ xu^)^ J~Nzc，0彡k彡Nzc-I對所述ZC
n=0
序列進(jìn)行離散傅立葉變換。較佳地，所述補(bǔ)零模塊根據(jù)公式X(0 :Nse(1-l) = [Xu((Nzc-I)/2),…，Xu(Nzc-I),
0,0, -,XU(0),XU(1),…Xu((Nzc-l)/2-l)]在所述頻域信號序列中補(bǔ)零。較佳地，所述基帶發(fā)送序列生成模塊生成的基帶發(fā)送序列為Su,v(n)=Su (mod(n-Cv, Nseq)), n =
本發(fā)明實(shí)施例還提出一種基站，包括用于接收空中信號的接收模塊，用于對所接收的空中信號進(jìn)行去循環(huán)處理、正交頻分復(fù)用解調(diào)以及解映射處理的信號處理模塊，所述基站還包括IFFT模塊，用于對所述信號處理模塊輸出的長度為Nzc的頻域接收序列Yu, v(n)，0彡n彡Nzc-I與當(dāng)前小區(qū)的頻域母序列的共軛X:點(diǎn)乘，并且做逆快速傅立葉變換(IFFT)運(yùn)算，得到并輸出長度為1,時域信號r(n)；峰值檢測及噪聲測量模塊，用于根據(jù)開窗位置對對所述IFFT模塊輸出的時域信號r(n)進(jìn)行峰值檢測以及噪聲測量，并輸出檢測到的峰值以及噪聲測量結(jié)果；判斷模塊，用于對所述峰值檢測及噪聲測量模塊輸出的峰值和噪聲測量結(jié)果比值與預(yù)先設(shè)定的判決門限值的大小，從而判決有無資源請求信號接收，并輸出判斷結(jié)果；時間提前量生成模塊，用于當(dāng)判斷模塊輸出的判斷結(jié)果為有資源請求的情況時，記錄峰值檢測及噪聲測量模塊輸出的峰值位置，并計算峰值位置與期望的位置差；根據(jù)計算的峰值位置與期望的位置差，生成相應(yīng)的時間提前量；下發(fā)模塊，用于將所述時間提前量生成模塊所生成的時間提前量下發(fā)給用戶設(shè)備。較佳地，所述峰值檢測及噪聲測量模塊取r (n)中受信號能量泄露影響最小的M點(diǎn)進(jìn)行噪聲測量。較佳地，所述時間提前量生成模塊包括差值計算単元，用于在同步控制周期內(nèi)，計算每次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值；比較單元，用于比較差值計算単元所計算的均值與一半調(diào)整步長的大小，并輸出判斷結(jié)果；生成単元，用于當(dāng)所述判斷結(jié)果為均值小于一半調(diào)整步長，則生成指示用戶設(shè)備的上行時間延遲ー個調(diào)整步長的時間提前量；當(dāng)均值大于一半調(diào)整步長，則生成指示用戶設(shè)備的上行時間提前一個調(diào)整步長的時間提前量；對于其他情況，生成指示用戶設(shè)備不進(jìn)行調(diào)整的時間提前量。 較佳地，所述差值計算單元在同步控制周期M_Loop內(nèi)計算峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值，去掉最大差值和最小差值，求其余M_Loop-2個差值的均值。以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明保護(hù)的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，所述步驟A為根據(jù)公式
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法,其特征在于,所述u= 11, Nzc = 43。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在干，步驟B所述對所述ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT為根據(jù)公式
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在干，步驟C所述在所述頻域信號序列中補(bǔ)零為 根據(jù)公式 X(0 =Nseq-I) = [Xu ((Nzc-I)/2)， -, Xu(Nzc-I),0,0,…，Xu(O)，Xu(I)，...Xu((Nzc-I)/2-1)]在所述頻域信號序列中補(bǔ)零。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，Nseq= 256。
7.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，步驟F生成的基帶發(fā)送序列為Su,v(n)=Su (mod(n-Cv, Nseq)), n =
。
8.根據(jù)權(quán)利要求I至7任一項(xiàng)所述的方法，其特征在干，步驟F之后，該方法進(jìn)ー步包括 G、基站接收空中信號，對接收到的信號去循環(huán)前綴、正交頻分復(fù)用解調(diào)以及解映射處理，得到長度為Nze的頻域接收序列Yu,v(n)，0彡n彡Nzc-I ;H、將所述頻域接收序列Yu,v(n)與當(dāng)前小區(qū)的頻域母序列的共軛^點(diǎn)乘，并且做逆快速傅立葉變換(IFFT)運(yùn)算，得到長度為Nseq時域信號r (n)； I、根據(jù)開窗位置對r(n)進(jìn)行峰值檢測以及噪聲測量； J、比較峰值和噪聲測量值的比值與預(yù)先設(shè)定的判決門限值的大小，從而判決有無資源請求信號接收，對于判決出有資源請求的情況，記錄峰值位置，并計算峰值位置與期望的位置差； K、根據(jù)峰值位置與期望的位置差，生成相應(yīng)的時間提前量井下發(fā)給UE。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，步驟I所述噪聲測量為取r(n)中受信號能量泄露影響最小的M點(diǎn)進(jìn)行噪聲測量。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，M= 50。
11.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，所述步驟K包括 K1、在同步控制周期內(nèi)，計算每次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值； K2、比較該均值與一半調(diào)整步長的大小，如果該均值小于一半調(diào)整步長，則生成指示UE的上行時間延遲ー個調(diào)整步長的時間提前量；如果該均值大于一半調(diào)整步長，則生成指示UE的上行時間提前一個調(diào)整步長的時間提前量；對于其他情況，生成指示UE不進(jìn)行調(diào)整的時間提前量； K3、向UE下發(fā)所生成的時間提前量。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，步驟Kl所述計算毎次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值為在同步控制周期M_Loop內(nèi)計算峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值，去掉最大差值和最小差值，求其余M_Loop-2個差值的均值。
13.ー種用戶設(shè)備，其特征在于，包括 ZC序列生成模塊，用于使用根參數(shù)u生成并輸出長度為Nze的ZC序列； DFT模塊，用于對所述ZC序列生成模塊所輸出的ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT，輸出長度為Nzc的頻域信號序列Xu(k)； 補(bǔ)零模塊，用于在所述DFT模塊輸出的頻域信號序列中補(bǔ)零，使得整個頻域信號序列的長度增加至Nsrai,并輸出所述長度為Nseq的頻域信號序列； SR基本序列生成模塊，用于對所述補(bǔ)零模塊輸出的長度為Nsrai的頻域信號序列進(jìn)行逆離散傅立葉變換IDFT并循環(huán)移位，得到并輸出功率歸ー化的SR基本序列Su(n), n =
在所述頻域信號序列中補(bǔ)零。
17.根據(jù)權(quán)利要求13所述的用戶設(shè)備，其特征在于，所述基帶發(fā)送序列生成模塊生成的基帶發(fā)送序列為 Su,v(n) = Su(mod(n-Cv, Nseq)), n =
。
18.—種基站，包括用于接收空中信號的接收模塊，用于對所接收的空中信號進(jìn)行去循環(huán)處理、正交頻分復(fù)用解調(diào)以及解映射處理的信號處理模塊，其特征在于，所述基站還包括IFFT模塊，用于對所述信號處理模塊輸出的長度為Nze的頻域接收序列Yu, v(n)，O彡n彡Nzc-I與當(dāng)前小區(qū)的頻域母序列的共軛^點(diǎn)乘，并且做逆快速傅立葉變換(IFFT)運(yùn)算，得到并輸出長度為1,時域信號r(n)； 峰值檢測及噪聲測量模塊，用于根據(jù)開窗位置對對所述IFFT模塊輸出的時域信號r(n)進(jìn)行峰值檢測以及噪聲測量，并輸出檢測到的峰值以及噪聲測量結(jié)果； 判斷模塊，用于對所述峰值檢測及噪聲測量模塊輸出的峰值和噪聲測量結(jié)果比值與預(yù)先設(shè)定的判決門限值的大小，從而判決有無資源請求信號接收，并輸出判斷結(jié)果； 時間提前量生成模塊，用于當(dāng)判斷模塊輸出的判斷結(jié)果為有資源請求的情況時，記錄峰值檢測及噪聲測量模塊輸出的峰值位置，并計算峰值位置與期望的位置差；根據(jù)計算的峰值位置與期望的位置差，生成相應(yīng)的時間提前量； 下發(fā)模塊，用于將所述時間提前量生成模塊所生成的時間提前量下發(fā)給用戶設(shè)備。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的基站，其特征在于，所述峰值檢測及噪聲測量模塊取r(n)中受信號能量泄露影響最小的M點(diǎn)進(jìn)行噪聲測量。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的基站，其特征在于，所述時間提前量生成模塊包括 差值計算単元，用于在同步控制周期內(nèi)，計算每次峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值的均值； 比較單元，用于比較差值計算単元所計算的均值與一半調(diào)整步長的大小，并輸出判斷結(jié)果; 生成単元，用于當(dāng)所述判斷結(jié)果為均值小于一半調(diào)整步長，則生成指示用戶設(shè)備的上行時間延遲ー個調(diào)整步長的時間提前量；當(dāng)均值大于一半調(diào)整步長，則生成指示用戶設(shè)備的上行時間提前一個調(diào)整步長的時間提前量；對于其他情況，生成指示用戶設(shè)備不進(jìn)行調(diào)整的時間提前量。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的基站，其特征在于，所述差值計算單元在同步控制周期M_Loop內(nèi)計算峰值位置與目標(biāo)峰值位置的差值，去掉最大差值和最小差值，求其余M_Loop-2個差值的均值。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種基于ZC序列生成資源請求信道的空中信號的方法，該方法采用小區(qū)間時分，小區(qū)內(nèi)用戶碼分的方式，每個小區(qū)的信號生成過程包括對ZC序列進(jìn)行離散傅立葉變換(DFT)、補(bǔ)零、逆離散傅立葉變換(IDFT)并循環(huán)移位Ncp個采樣點(diǎn)，得到功率歸一化的SR基本序列Su(n)，n＝
；計算基帶發(fā)送序列循環(huán)偏移量Cv；以及根據(jù)SR基本序列Su(n)以及循環(huán)偏移量Cv生成資源請求信道的基帶發(fā)送序列。本發(fā)明還提供了一種用戶設(shè)備及基站。本發(fā)明方案可以有效減小同頻小區(qū)間同步干擾。
文檔編號H04W56/00GK102790972SQ20111012939
公開日2012年11月21日 申請日期2011年5月18日 優(yōu)先權(quán)日2011年5月18日
發(fā)明者馮紹鵬, 周美霞, 張運(yùn)會, 楊曉斌, 王姍 申請人:普天信息技術(shù)研究院有限公司