專利名稱：直放站輸出信號的自適應控制方法及其裝置和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種通信技術(shù)領(lǐng)域的方法和裝置，具體是一種直放站輸出信號的自適應控制方法及其裝置和系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
隨著現(xiàn)代信息技術(shù)的飛速發(fā)展，新一代移動通信技術(shù)，以及數(shù)字電視、移動電視地面廣播技術(shù)，都對著無線信號覆蓋有著更高的要求。移動通信網(wǎng)絡(luò)和廣播網(wǎng)絡(luò)要完成良好的信號覆蓋，常常會遇到很多難點。大中型城市中的高層建筑、地理環(huán)境、山體遮擋、湖海反射等等原因，往往使得存在一些覆蓋弱信號區(qū)和盲區(qū)。直放站由于投資少，結(jié)構(gòu)簡單、安裝方便等特點，被廣泛應用于一些弱信號區(qū)域或信號盲區(qū)，已成為無線網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化的一個重要選擇。直放站作為一種無線通信傳輸過程中起到信號增強作用的無線電發(fā)射中繼設(shè)備，其基本功能是一種射頻功率增強器。傳統(tǒng)的直放站，按照發(fā)射功率控制類型進行分類的話，可以分為兩類第一類是固定增益直放站，常用于電信行業(yè)。其主要特征是輸入信號的自動電平控制(AGC)范圍比較小(如15dB左右)，輸出信號和輸入信號的功率增益相對固定。例如對于一款最大輸出功率為lOdBm、最大增益為60dB、AGC范圍是15dB的直放站來說，如果輸入信號是_75dBm時，假設(shè)經(jīng)過AGC后信號功率為_60dBm，那么經(jīng)過放大后最大輸出信號功率約為OdBm相當于IW ;如果輸入信號是_50dBm，那么經(jīng)過放大后最大輸出信號功率約為IOdBm相當于10W，如此類推?？梢娫擃愔狈耪緲朔Q指標并非固定的輸出功率，而是最大增益值，其實際輸出功率會隨著輸入功率的大小變化而變化。另一類直放站可以稱之為固定功率直放站，常用于廣電行業(yè)。在一定的輸入功率范圍內(nèi)，無論輸入功率大小多少，輸出功率都能保持恒定一致。例如一款標稱功率為100W的直放站，只要輸入功率還在AGC的范圍內(nèi)，輸出功率都將恒定為100W。采用固定增益直放站，由于直放站的輸入射頻信號的功率常常因為各種因素產(chǎn)生波動，因此當輸入信號微弱的時候，輸出功率相應會變得很小，可能達不到安設(shè)直放站時所預定的覆蓋補點的需求；但是當輸入信號瞬間很強，輸出信號也因此被等增益放大的話，又可能導致直放站內(nèi)放大模塊工作在非線性區(qū)域，影響發(fā)射信號質(zhì)量，因此當輸入信號波動大時，使用固定增益直放站的覆蓋效果的穩(wěn)定性可能得不到保障。而固定功率直放站也有其不足的地方。由于其輸出功率無法根據(jù)輸入功率變化而變化，因此在主塔信號微弱的情況下仍保持會額定功率輸出，因此如果發(fā)射天線發(fā)出的部分射頻信號的泄露到接收天線并被再次接收，就會對直放站構(gòu)成回波?；夭ㄐ盘柵c主塔發(fā)射的有用信號共同進入直放站進行循環(huán)放大，將導致直放站自激振蕩。因此可以看到，對功率控制和避免自激，成了直放站需要解決的問題。傳統(tǒng)以來直放站產(chǎn)品或者技術(shù)都圍繞如何避免這些問題做了大量的工作。常見的做法有兩種。第一種是通過提高收發(fā)天線之間的隔離度實現(xiàn)，如果隔離度得不到保障，就不得不將直放站的功率實現(xiàn)回退，以避免產(chǎn)生自激。但是這種方式需要在施工現(xiàn)場反復測試，根據(jù)使用經(jīng)驗估算、調(diào)整，由于受到各種環(huán)境條件的制約，改善的局限性很大，工程施工的難度和成本偏高。更嚴重的是測試的數(shù)據(jù)只能反應施工安裝當時的狀態(tài)，無法針對日后各種情況如環(huán)境因素的變化、或者鄰近新增主塔或直放站等因素進行實時調(diào)整。另一種是在直放站中加入回波消除功能(ICS)?；夭ㄏ暮诵脑谟诨夭ㄐ诺赖墓烙?，目前有著各種成熟的信道估計法，例如LMS算法，NLMS算法，RLS算法等等。其作用都是在物理隔離的基礎(chǔ)上，降低了需要保留的裕量，擴大了直放站的增益范圍。但是在強回波的情況下，會出現(xiàn)即使回波被有效消除，但是輸出信號質(zhì)量嚴重受損，從而盡管待補點的區(qū)域內(nèi)終端接收到的信號強度得到了加強，但是終端接收效果依然沒有改善。例如電信行業(yè)中對信號盲區(qū)為增加補點后，手機信號是滿格然而電話依然無法接通或者通信質(zhì)量不穩(wěn)定等情況。這是因為，人們過多的關(guān)心直放站的隔離和自激問題，忽略了加設(shè)直放站以改善覆蓋的最終目的，是為了提高終端的接收信號質(zhì)量，因而保證直放站本身的發(fā)射信號質(zhì)量是最為關(guān)鍵的。直放站的信號質(zhì)量本身，并不是一個單一因素影響下的結(jié)果，其受多個因素綜合影響和制約而成，包括接收到的主塔的信號強度和信號質(zhì)量，直放站的回波強度，甚至直放站的前端的輸入增益控制的動態(tài)范圍等等。例如直放站輸入前端的AGC的動態(tài)范圍都 比較有限(一般只有50dB)，當混合信號在直放站前端處理時，由于強回波的存在，主信號的有效范圍被極大的擠壓，導致了信號質(zhì)量嚴重受損，此時即使經(jīng)過了回波消除、后級放大甚至濾波等處理后，損失掉的信號質(zhì)量不可能得到恢復，因此輸出的發(fā)射信號比起輸入信號的信號質(zhì)量還是嚴重變差。這就相當于直放站最終放大輸出了是具有相當功率的噪聲信號，而這些功率較強的噪聲無疑是使得本來主信號就比較弱的信號盲區(qū)的接收和覆蓋效果進一步惡化。這就是為什么在工程中對一主塔覆蓋范圍內(nèi)的布設(shè)直放站的功率、數(shù)量有經(jīng)驗值上的約束的原因。因為通常認為直放站的引入往往會對主塔，以及已有的直放站引入干擾，導致整體信號質(zhì)量惡化。而這種干擾還會隨著直放站輸出功率的增大，以及直放站數(shù)量的增多而加大。當多個直放站相鄰存在時，彼此之間的相互干擾將因此使得覆蓋嚴重變差。因此直放站設(shè)計和運營時完全有必要對實際信號質(zhì)量加以重點考慮。針對回波消除技術(shù)，經(jīng)過對現(xiàn)有技術(shù)的檢索發(fā)現(xiàn)，中國專利文獻號CN102045098A，
公開日2011-5-4，記載了 “ICS直放站中基于功率控制的快速收斂自適應方法”，其主要特點是在直放站功率放大器后安裝了一可調(diào)節(jié)的衰減器控制輸出功率，目的是在回波消除的初始階段，通過衰減器最大衰減值使得將直放站的輸出功率在設(shè)置范圍內(nèi)的最低值，從而直放站不自激，保證LMS信道估計過程能夠正常進行；直到信道估計逐漸收斂，回波消除開始正常工作，再將衰減值以固定時間間隔和固定調(diào)整值逐漸調(diào)小，最后直放站輸出功率恢復到額定功率。然而該技術(shù)存在一定的局限性它只作為一種加速信道估計器收斂的方式，因此屬于一種對回波消除技術(shù)的一種優(yōu)化。然而它只是應用于直放站的初始化，并未提及能對直放站后續(xù)的環(huán)境條件和工作狀態(tài)進行動態(tài)的、實時的跟蹤和調(diào)整。此外，衰減值的最大衰減值、穩(wěn)定后的調(diào)整間隔和調(diào)整步長，都跟具體的直放站以及環(huán)境條件有關(guān)，設(shè)置不當?shù)脑拰⒖赡軙е滦诺拦烙嬈鞴ぷ鞑环€(wěn)定。最后也是最重要的，如上所述，該技術(shù)并沒有關(guān)注發(fā)射信號質(zhì)量問題，即使回波消除后，輸出的信號質(zhì)量并不一定得到保證。針對直放站隔離度的問題，進一步檢索發(fā)現(xiàn)，中國專利文獻號CN1777074B，
公開日2006-5-24，記載了 “利用導頻多路徑信號檢測無線直放站隔離度的方法”，其通過內(nèi)置監(jiān)控模塊讀取主路徑導頻信號的載干比和多徑信號的載干比，隨時檢測隔離度余量，保護直放站不處于隔離度余量不足的狀態(tài)。但是該技術(shù)并沒有在系統(tǒng)中引入回波消除技術(shù)(ICS)，當檢測到容易發(fā)生自激時，建議采取措施只是“降低增益”等，使直放站的覆蓋范圍直接受到隔離度的約束。另外，該技術(shù)受限于通過導頻計算載/干比E。/〗。，對于不具備導頻信號的通信系統(tǒng)具有不適用性。再有文中提到“當隔離度余量信號和施主接收路徑上的多徑信號混合時，本測試方法的準確度受影響”，且實際中遇到主接收路徑上和回波路徑上都存在多徑時將無法正常區(qū)分多徑的來源，因此其準確度、可靠性和實用性都是得不到保障的，并不適合在工程應用中廣泛推廣。另有中國專利文獻號CN1627661A，
公開日2005_6_15，記載了應用于移動通信信號的“一種自適應無線直放站”，該技術(shù)包括一工作通路、一檢測通路以及一控制通路，其工作過程為產(chǎn)生一個參考信號，利用帶內(nèi)空閑通道將參考信號經(jīng)過工作通路的所述天線發(fā)射及接收后，通過檢測通道的混頻器和頻率合成器原始產(chǎn)生的參考信號混頻后，進入控 制通道的監(jiān)控處理單元，最后監(jiān)控處理單元發(fā)出控制信號，調(diào)節(jié)工作通道的所述放大器的增益，從而實現(xiàn)自適應無線直放站的自適應功能。該技術(shù)通過發(fā)送參考信號計算收發(fā)天線之間的隔離度，從而調(diào)整上下行工作通道放大器的增益以實現(xiàn)隔離度的自動控制。盡管該技術(shù)考慮到了天線隔離度自動檢測和因此的直放站增益自適應調(diào)整的問題，但其同樣未引入回波消除技術(shù)，因此只能被看成是一種融合于直放站中的隔離度自動測量方式，相當于用根據(jù)定時測量結(jié)果進行自適應增益，調(diào)整代替了傳統(tǒng)意義上的人工調(diào)整，并不能消除隔離度對直放站的約束；其次，該技術(shù)的工作需要額外設(shè)備(標準信號源)，以及在需要占用帶內(nèi)空閑信道發(fā)送參考信號，同時其參考電平生成的預適應階段還需要關(guān)閉正常工作通道以獲得電平測量結(jié)果，因此測量的精度和跟蹤的實時性都比較有限；最后，跟所有其余技術(shù)一樣，該發(fā)明也并不關(guān)注直放站發(fā)射信號的質(zhì)量問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對現(xiàn)有技術(shù)存在的上述不足，提供一種直放站輸出信號的自適應控制方法及其裝置和系統(tǒng)，結(jié)合回波消除技術(shù)和信號質(zhì)量監(jiān)控及自適應功率調(diào)整，在有效避免直放站自激的同時，保證在高于預設(shè)信號質(zhì)量門限的情況下最大的輸出功率，有利于擴展直放站的覆蓋范圍，改善直放站的覆蓋效果，以及最終形成補點網(wǎng)絡(luò)中各直放站之間的自洽工作。本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的本發(fā)明涉及一種直放站輸出信號的自適應控制方法，通過檢測直放站輸出信號的質(zhì)量，經(jīng)過信號質(zhì)量計算后將信號質(zhì)量表征值與預設(shè)的信號質(zhì)量門限比對，并根據(jù)比對結(jié)果進行動態(tài)功率控制得以實現(xiàn)。所述的信號質(zhì)量計算可以是計算不同類型的信號質(zhì)量表征，如信噪比(S/N)，載噪比(C/N)，調(diào)制誤差率(MER)等等。信噪比指的是基帶信號中有用信號功率和噪聲功率的比值。調(diào)制誤差率是以數(shù)學模型表征信噪比的一種模式，指的是理想信號和信號損傷后產(chǎn)生的誤差矢量之間的功率比，而載噪比指的是射頻信號頻譜中有用信號功率和噪聲功率的比值。如文章“射頻載噪比和視頻信噪比的關(guān)系”所述，“解調(diào)過程中將有某些增益，但是該增益系數(shù)將平等的適用于信號和噪聲，每個通道得到的SNR將近似的與上面計算的(C/N)■是一樣的?！币约啊爱敁p傷是噪聲時，在理論上，SNR和MER是相等的，數(shù)值上等于(C/N)■ ”。因此可以認為，信噪比、載噪比、調(diào)制誤差率雖然概念不同，定位于不同領(lǐng)域(基帶或射頻)，其具體數(shù)值的精確互換需要根據(jù)具體情況深入研究，但是在實際應用中趨向于認為其數(shù)值相近。因此本發(fā)明僅以最常見的信噪比計算過程為例完成信號質(zhì)量計算說明。所述的信噪比計算，是指以直放站輸出信號作為接收信號，通過下變頻處理然后經(jīng)過包括濾波器、時鐘同步處理和頻率同步處理的解調(diào)處理得到恢復后的數(shù)據(jù)D' (η)，最終采用(但不僅限于)輔助數(shù)據(jù)估計、基于已知數(shù)據(jù)，即訓練序列的輔助數(shù)據(jù)估計、基于盲估計的M2M4算法從而得到信噪比數(shù)值。還可以通過將直放站輸出的射頻信號(或下變頻操作后信號)與通用解調(diào)芯片連接得到信噪比數(shù)值。所述的輔助數(shù)據(jù)估計是指將解調(diào)后恢復的數(shù)據(jù)D' (η)按照調(diào)制方式進行硬判決得到數(shù)據(jù)Dc/ (η)相減得到信號噪聲Ε(η)，即E(n) =D' (Ii)-Dc/ (η);然后將Ε(η)投射到I、Q兩軸分別得到噪聲信號的I路分量和Q路分量E1 (η)和 EQ(n),則總的噪聲功率P efse =+ "< (η)2)，其中η表不抽樣值的序號，N表不總抽樣值的個數(shù)；同樣地通過判決后的數(shù)據(jù)計算出接收信號的功率PMigmMi = ΣΤΛ DQ1(Ii)2 + (η)2)，其中D' QI和D' 0Q是判決后數(shù)據(jù)的I路分量和Q路分量，則得到相應的信號信噪比為S/N = 10Xlog(Psignal/Pmise)，單位為dB。所述的基于已知數(shù)據(jù)的輔助數(shù)據(jù)估計是指當發(fā)送的數(shù)據(jù)內(nèi)含有周期性重復的已知偽隨機序列時，可以將解調(diào)后恢復的數(shù)據(jù)D' (η)與的理想數(shù)據(jù)Dtl(Ii)進行異步相關(guān)，依據(jù)PN序列的相關(guān)特性實現(xiàn)PN段數(shù)據(jù)收發(fā)同步；然后記PN 段信號噪聲為 Epn (η)，則有 Epn (n) = Dpn' (n) -Dpno (η)，其中DPN' (η)、Dpnci (η)指的是PN段的收、發(fā)數(shù)據(jù)；類似的有PN端噪聲功率為= ΣΤ= ( Epm(η)2 + Ep闕(n)2), PN端信號功率為·PpNsifnai = Σ = '( ^psioC11)2 + ^ρ,νρβ(:η)2)，貝1J 得到 目號 目噪比S/N =IOX log (Psignal/Pnoise)，單位為 dB。所述的基于盲估計的M2M4算法是指將解調(diào)后恢復的數(shù)據(jù)D' (η),則可得到其對應的二階矩陣和四階矩陣的估計值表示為麗2 =舎Σ= ’_(:+ ι)|2，Μ4 = 妒(_4 ,則根
據(jù) M2M4 算法，有Psisttal = Jl2M22 - M4],Flloise = M2-J|2M,2 - M41 ,則得到信號信噪比為S/N =IOX log (Psignal/Pnoise)，單位為 dB。所述的通用解調(diào)芯片計算信噪比實現(xiàn)，具體為通過將直放站輸出的射頻信號(或下變頻操作后信號)與解調(diào)芯片的調(diào)諧器(或信號輸入端)連接作為解調(diào)芯片信號輸入，通過控制解調(diào)芯片工作使解調(diào)芯片完成解調(diào)和信噪比計算，并通過解調(diào)芯片特定管腳或者協(xié)議，直接讀出當前信號的信噪比數(shù)值。所述的動態(tài)功率控制是指以平均信號質(zhì)量Vq作為輸入，經(jīng)Vp = Vp, +α X (V0-Qthreshold)計算得到功率控制變量VP，其中QthMsh()ldS預設(shè)的信號質(zhì)量門限；Vp,是上一時刻的功率控制變量，其初始值可以為零；α是乘法因子，其符號位跟直放站中功率放大模塊特性以及功率控制方式有關(guān)，其中
當%,為零時，Vp= α X (V0-Qthreshold)，功率控制變量與信號質(zhì)量變量直接成線性比例關(guān)系；iVQ-QthMsh()ld差值為正數(shù)的時候，代表當前平均信號質(zhì)量高于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率有進一步放大的余量；iVQ-QthMsh()ld差值為負數(shù)的時候，代表當前平均信號質(zhì)量已經(jīng)低于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率需要自適應的調(diào)整，以保證輸出信號質(zhì)量滿足要求；當α為設(shè)定為正值時，直放站輸出功率大小與Vp成正向關(guān)系；否則α設(shè)為負值。所述的信號質(zhì)量門限通過以下任一方式確定a)通過讀信號檢測模塊的質(zhì)量控制單元中的存儲器調(diào)出預先存入的經(jīng)驗值，例如在64QAM調(diào)制下，白噪聲門限為24dB左右，因此為了避免出現(xiàn)數(shù)字信號的峭壁效應，可將信 號質(zhì)量門限設(shè)為28dB(比門限高4-6dB的安全裕量)并存入存儲器；b)通過交互模塊實現(xiàn)手動調(diào)整該門限并更新存儲器中預存值，例如在現(xiàn)場測試出接收情況不理想，可以通過如面板控制、串行通信接口控制，或者網(wǎng)絡(luò)控制等方式，對信號質(zhì)量門限進行修改并更新存儲器內(nèi)的預存值。本發(fā)明涉及上述方法的實現(xiàn)裝置，包括含有發(fā)射天線的輸出模塊和與之相連的信號質(zhì)量檢測模塊，其中輸出模塊接收回波消除系統(tǒng)輸出的經(jīng)過回波檢測和回波消除后的信號，經(jīng)過功率放大和帶通濾波后輸出射頻信號至發(fā)射天線完成發(fā)射，輸出模塊同時接收信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量作為控制變量，發(fā)射天線輸出的信號同時引回到信號質(zhì)量檢測模塊的輸入端。所述的信號質(zhì)量檢測模塊包括質(zhì)量檢測單元和質(zhì)量控制單元，其中質(zhì)量檢測單元的輸入端與發(fā)射天線相連并接收射頻信號，質(zhì)量檢測單元的輸出端與質(zhì)量控制單元相連并輸出信號質(zhì)量表征變量，質(zhì)量控制單元的輸出端與輸出模塊相連并輸出功率控制變量。所述的質(zhì)量檢測單元包括下變頻模塊、解調(diào)模塊和信噪比檢測模塊，其中下變頻模塊的輸入端接收來自發(fā)射天線的射頻信號，下變頻模塊的輸出端與解調(diào)模塊相連并輸出變頻后信號，解調(diào)模塊將變頻后信號進行解調(diào)處理后輸出恢復后的數(shù)據(jù)至信噪比檢測模塊，信噪比檢測模塊計算信號質(zhì)量表征并輸出至質(zhì)量控制單元。所述的質(zhì)量檢測單元也可以用通用解調(diào)芯片實現(xiàn)，此時，解調(diào)芯片輸入端接收來自發(fā)射天線的射頻信號(或下變頻操作后信號)，同時完成解調(diào)處理和信號質(zhì)量表征計算，最后輸出信號質(zhì)量表征變量至質(zhì)量控制單元。所述的質(zhì)量控制單元包括平均模塊、存儲器模塊和質(zhì)量計算模塊，其中平均模塊接收質(zhì)量檢測單元輸出的信號質(zhì)量表征變量并加以平均，質(zhì)量計算模塊分別接收來自平均模塊的平均信號質(zhì)量和來自存儲器模塊的信號質(zhì)量門限值并輸出的功率控制變量至輸出模塊，完成輸出信號質(zhì)量對輸出功率的自適應控制。所述的輸出模塊包括功率放大模塊、帶通濾波器以及發(fā)射天線，其中功率放大模塊接收信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量，以及接收來自回波消除系統(tǒng)輸出的經(jīng)過回波檢測和回波消除后的信號并對其進行帶有環(huán)路控制的功率放大處理，帶通濾波器接收功率放大處理后的信號并進行整形濾波后輸出至發(fā)射天線進行射頻信號輸出，發(fā)射天線輸出信號同時引回到信號質(zhì)量檢測模塊的輸入端。
本發(fā)明涉及一種具有自適應信號調(diào)整的直放站，包括依次連接的接收天線、低噪聲放大器、自動增益控制、回波消除系統(tǒng)以及上述的自適應控制模塊。所述的接收天線接收包含主塔信號和回波信號的混合信號，該混合信號經(jīng)過前端的低噪聲放大器和自動增益控制后，通過回波消除系統(tǒng)完成回波檢測和回波消除等操作，再送到自適應控制模塊的輸出模塊的功率放大模塊完成功率放大，然后通過帶通濾波器整形濾波，最后從輸出模塊的發(fā)射天線輸出射頻信號，從而實現(xiàn)射頻功率增強的功能。所述的回波消除系統(tǒng)包括回波檢測模塊和回波抵消模塊，其中回波抵消模塊的輸入端分別與自動增益控制和回波檢測模塊的輸出端相連并分別接收放大后的混合信號以及當前信道下的回波信號進行減法處理并分別輸出至輸出模塊以及回波檢測模塊，回波檢測模塊的輸入端分別與輸出模塊的發(fā)射天線和回波抵消模塊的輸出端相連并分別接收射頻信號以及回波抵消模塊的減法處理后信號，采用數(shù)字信號處理技術(shù)檢測估計出當前信道下的回波信號。所述的數(shù)字信號處理技術(shù)是指LMS算法的最小誤差逼近、NLMS算法、RLS算法或 異步相關(guān)器或其組合，用以估計出當前回波信道模型從而得到當前信道下的回波信號。所述的回波消除系統(tǒng)在本發(fā)明所述的直放站中起了回波抵消的作用，使得在不使用物理隔離也能起到使用原先物理隔離的效果，或者當前物理隔離簡單的前提下，達到超出當前物理隔離限制的效果，因此降低了直放站自激振蕩的可能性，同時降低了工程施工難度。所述的輸出模塊包括功率放大模塊、帶通濾波器以及發(fā)射天線，其中功率放大模塊接收信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量，以及接收來自回波消除系統(tǒng)輸出的經(jīng)過回波檢測和回波消除后的信號并對其進行帶有環(huán)路控制的功率放大處理，帶通濾波器接收功率放大處理后的信號并進行整形濾波后輸出至發(fā)射天線進行射頻信號輸出，發(fā)射天線輸出信號同時引回到信號質(zhì)量檢測模塊的輸入端。所述的功率放大模塊可以采用功率可調(diào)放大器并以信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量直接作為控制信號得以實現(xiàn)；或者采用功率控制變量控制可變衰減器，然后通過可變衰減器控制固定功率放大模塊輸出從而實現(xiàn)的功率控制變化。本發(fā)明內(nèi)置信號質(zhì)量檢測模塊，因此無需額外測試設(shè)備即可完成對輸出信號質(zhì)量的測量，快速、直觀得到輸出信號質(zhì)量表征，從而施工中無需攜帶額外專業(yè)設(shè)備到現(xiàn)場進行測試，方便了工程安裝與調(diào)試，更可通過遠程遙控等多種方式實現(xiàn)監(jiān)測和報警，具有實時性，極大提高了直放站的安全系數(shù)。其次，本發(fā)明結(jié)合了回波消除技術(shù)，通過現(xiàn)有的、成熟的回波消除技術(shù)，可以使得在不使用物理隔離也能起到使用原先物理隔離的效果，或者當前物理隔離簡單的前提下，達到超出當前物理隔離限制的效果，因此大大降低了直放站自激振蕩的可能性，同時降低了工程施工難度。再有本發(fā)明射頻輸出功率是自適應可變的，既不像固定增益直放站中只能根據(jù)輸入功率大小而恒定增益的線性變化，又不像固定功率直放站中只能以恒定功率發(fā)射，而是根據(jù)發(fā)射信號質(zhì)量的環(huán)路控制而自適應調(diào)整，因此可以在預設(shè)的范圍內(nèi)盡可能的提高輸出功率。最重要的也是最核心的一點，是本直放站能自適應調(diào)整確保輸出信號質(zhì)量高于預設(shè)門限。不同于傳統(tǒng)方法只關(guān)心直放站的輸出功率，或者天線隔離度的余量，本發(fā)明確切的檢測到輸出信號質(zhì)量的量化指標并與門限對比。因此不會出現(xiàn)像輸入的有效信號完全淹沒在強回波或者噪聲底下，導致輸出功率即使再大、帶肩比再高，或者回波成功消除，其最終放大輸出的也只是大部分噪聲信號，從而對主塔和已有正常工作的直放站反而造成干擾。再有，本發(fā)明所述直放站的實時檢測、自適應調(diào)整機制，有助于整個補點網(wǎng)絡(luò)的自洽。因為本發(fā)明所述直放站無需人工干預，又不僅限于工程安裝時期，而是完全能夠?qū)崟r的、持續(xù)的根據(jù)工作中現(xiàn)場的狀況進行自適應調(diào)節(jié)。這對大范圍區(qū)域內(nèi)布設(shè)多個直放站實現(xiàn)盲區(qū)覆蓋的組網(wǎng)系統(tǒng)顯得尤其有幫助。因為過去添加直放站時，新加的直放站的功率、信號質(zhì)量，往往可能對已有直放站產(chǎn)生干擾，傳統(tǒng)經(jīng)驗上需要反復調(diào)節(jié)各個直放站輸出功率以達到均衡，同時直放站與主塔的數(shù)目比例也不能太高，給補點網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計增添了很多局限。如果整個補點網(wǎng)絡(luò)中直放站都具有根據(jù)信號質(zhì)量自適應調(diào)整輸出功率的功能，那么不但各自的輸出信號質(zhì)量有保證，不會造成人為噪聲，而且各個直放站與主塔之間也會形成自洽的系統(tǒng)，使得設(shè)點選址大為簡化，極其有利于大量工程鋪設(shè)。
最后，本發(fā)明中直放站的結(jié)構(gòu)具有通用性，其能廣泛適用于各種廣播電視標準(如ATSC/MH、DVB-T/H、ISDB-T, CTTB/DTMB、CMMB等等)，以及通過簡單的雙工改造適用于各種電信標準(WCDMA、GSM、CDMA2000等等)，從而有著廣泛的應用前景。


圖I為通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。圖2為質(zhì)量檢測單元和質(zhì)量控制單元結(jié)構(gòu)示意圖。圖3為回波消除機構(gòu)示意圖。圖4為實施例應用示意圖。
具體實施例方式下面對本發(fā)明的實施例作詳細說明，本實施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為前提下進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護范圍不限于下述的實施例。實施例如圖I所示，本實施例涉及一種具有自適應信號調(diào)整的直放站，包括依次連接的接收天線、低噪聲放大器、自動增益控制、回波消除系統(tǒng)以及自適應控制模塊。所述的自適應控制模塊，包括含有發(fā)射天線的輸出模塊和與之相連的信號質(zhì)量檢測模塊，其中輸出模塊分別接收回波消除系統(tǒng)輸出的經(jīng)過回波檢測和回波消除后的有用信號以及信號質(zhì)量檢測模塊輸出功率控制變量，經(jīng)過功率放大和帶通濾波后分別輸出信號至發(fā)射天線完成射頻信號輸出，同時引回到信號質(zhì)量檢測模塊的輸入端。所述的信號質(zhì)量檢測模塊包括質(zhì)量檢測單元和質(zhì)量控制單元，其中質(zhì)量檢測單元的輸入端與發(fā)射天線相連并接收射頻信號，質(zhì)量檢測單元的輸出端與質(zhì)量控制單元相連并輸出信號信噪比，質(zhì)量控制單元的輸出端與輸出模塊相連并輸出信號信噪比與信號質(zhì)量門限的比對結(jié)果。如圖2所示，所述的質(zhì)量檢測單元包括下變頻模塊、解調(diào)模塊和信噪比檢測模塊，其中下變頻模塊的輸入端接收來自發(fā)射天線的射頻信號，下變頻模塊的輸出端與解調(diào)模塊相連并輸出變頻后信號，解調(diào)模塊將變頻后信號進行解調(diào)處理后輸出恢復后的數(shù)據(jù)至信噪比檢測模塊，信噪比檢測模塊輸出信號信噪比至質(zhì)量控制單元。所述的下變頻模塊包括變頻器、固定濾波器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中變頻器接收來自發(fā)射天線的射頻信號，變頻器的輸出端輸出經(jīng)下變頻后的信號至固定濾波器，固定濾波器進行濾波處理后輸出濾波后模擬信號至模數(shù)轉(zhuǎn)換器進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端連接解調(diào)模塊并輸出變頻及濾波后的數(shù)字信號。所述的解調(diào)模塊包括依次連接的濾波器、內(nèi)插器和相位反旋器，其中濾波器與下變頻模塊的輸出端相連接并接收下變頻后的數(shù)字信號 ，濾波器的輸出端連接內(nèi)插器的輸入端并輸出濾波成形后的數(shù)字信號，由內(nèi)插器進行內(nèi)插處理后輸出至相位反旋器進行相位反旋。所述的濾波器濾除模數(shù)轉(zhuǎn)換后的高次頻譜諧波，以及完成匹配濾波功能，輸出濾波后的基帶數(shù)字信號；內(nèi)插器用于恢復采樣時鐘相位，輸出采樣時鐘相位糾正后的數(shù)據(jù)；相位反旋器用于恢復載波頻率和相位，輸出頻相皆被糾正后的解調(diào)后的信號，送到信噪比檢測模塊的輸入端。所述的信噪比檢測模塊根據(jù)不同的信噪比計算方式采用以下任一結(jié)構(gòu)a)所述的信噪比檢測模塊包括噪聲信號生成模塊和信噪比計算模塊，其中噪聲信號生成模塊接收解調(diào)模塊輸出的信號并通過a. I)解調(diào)判決的方式得到解調(diào)模塊輸出信號和判決后信號的差值；或a. 2)訓練序列的異步相關(guān)實現(xiàn)收發(fā)信號彼此同步的方式得到差值計算出噪聲信號并輸出至信噪比計算模塊，信噪比計算模塊結(jié)合解調(diào)模塊的輸出信號并分別算出信號和噪聲的功率的值并得到信號信噪比；b)在無需具體求出噪聲信號的信噪比估算方式下，信噪比檢測模塊根據(jù)具體采用技術(shù)，可以直接計算出或者讀出當前輸出信號的信噪比數(shù)值，送到質(zhì)量控制單元。所述的質(zhì)量控制單元包括平均模塊、存儲器模塊和質(zhì)量計算模塊，其中平均模塊接收質(zhì)量檢測單元的信噪比檢測模塊輸出的信號信噪比，質(zhì)量計算模塊分別接收來自平均模塊的平均信噪比和來自存儲器模塊的信號質(zhì)量門限值并輸出的功率控制變量至輸出模塊，完成輸出信號質(zhì)量對輸出功率的自適應控制。所述的平均模塊采用長度為T的時間窗口內(nèi)所得到的輸出信號信噪比的算數(shù)平均值作為平均信噪比；通過改變T的數(shù)值，可以平衡跟蹤速度和功率穩(wěn)定度。所述的時間窗口的長度T為來自存儲器模塊的預存值或為通過交互模塊實現(xiàn)手動調(diào)整并更新存儲器中預存值。所述的存儲器模塊采用數(shù)字信號處理器的片內(nèi)存儲資源或采用片外存儲資源。所述的質(zhì)量計算模塊根據(jù)平均信噪比Vq以及存儲器模塊輸出的信號質(zhì)量門限Qttoestold作為輸入信號，通過Vp = Vp, +α X (V0-Qthreshold)計算得到功率控制變量Vp并輸出至輸出模塊完成功率自適應控制，其中:VP,是上一時刻的功率控制變量，其初始值可以為零；α是乘法因子；當Vp,為零時，Vp= α X (Vg-Qthreshold)，功率控制變量與信號質(zhì)量變量直接成線性比例關(guān)系；
當Ve-Qth-差值為正數(shù)的時候，代表當前信號質(zhì)量高于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率有進一步放大的余量；當Ve-Qth-差值為負數(shù)的時候，代表當前信號質(zhì)量已經(jīng)低于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率需要自適應的調(diào)整，以保證輸出信號質(zhì)量滿足要求；當α為設(shè)定為正值時，直放站輸出功率大小與Vp成正向關(guān)系；否則α設(shè)為負值。所述的信號質(zhì)量檢測模塊用于對發(fā)射信號進行信號質(zhì)量實時檢測。其輸入是從發(fā)射天線引回的輸出射頻信號，計算出信號質(zhì)量變量Vq，再送到質(zhì)量控制模塊從而生成功率控制變量VP。衡量信號質(zhì)量有多種不同的標準，常見的指標有信噪比(S/N)，載噪比(C/N)，調(diào)制誤差率(MER)等等，其中信噪比指的是基帶信號中接收信號功率和噪聲功率的比值。例如發(fā)射一個調(diào)制信號，經(jīng)過解調(diào)后，測量接收信號的輸出功率為Psignal (dBm)，然后去掉解調(diào)信號，記錄噪聲輸出功率為Pntjise (dBm)，于是S/N = 10Xlog(Psignal/Pmise)，單位為dB。而載噪比指的是解調(diào)前的射頻信號頻譜中接收信號功率和噪聲功率的比值。
信噪比和載噪比、調(diào)制誤差率之間都存在一定的對應關(guān)系，本發(fā)明僅以信噪比為例進行說明，通過其余指標達到信號質(zhì)量檢測的目的也同樣在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。功率控制變量送到輸出模塊實現(xiàn)功率控制的方式，可以是使用一功率可調(diào)放大器作為功率放大模塊，功率控制變量直接作為其控制信號輸入，如圖4(a)所示，也可以是功率控制變量控制一可變衰減器，通過可變衰減器實現(xiàn)功率放大模塊輸出的功率變化，如圖4(b)表示。所述的輸出模塊包括功率放大模塊、帶通濾波器以及發(fā)射天線，其中功率放大模塊接收來自回波消除系統(tǒng)輸出的回波消除后的有用信號以及信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量并進行帶有環(huán)路控制的功率放大處理，帶通濾波器接收功率放大處理后的信號并進行整形濾波后輸出至發(fā)射天線進行射頻信號輸出；所述的信號質(zhì)量檢測模塊接收發(fā)射天線引回的放大后輸出的射頻信號并進行實時的信號質(zhì)量檢測，用檢測得到的信號質(zhì)量生成功率控制變量，送到輸出模塊的功率放大模塊，最終從而形成通過輸出信號質(zhì)量完成功率反饋控制的環(huán)路。所述的功率放大模塊采用功率可調(diào)放大器并以信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量直接作為控制信號得以實現(xiàn)；或者采用功率控制變量控制一可變衰減器，然后通過可變衰減器控制固定功率放大模塊輸出從而實現(xiàn)的功率變化。所述的接收天線接收包含主塔信號和回波信號的混合信號，該混合信號經(jīng)過前端的低噪聲放大器和自動增益控制后，通過回波消除系統(tǒng)完成回波消除操作，再送到自適應控制模塊的輸出模塊的功率放大模塊完成功率放大，然后通過帶通濾波器整形濾波，最后從輸出模塊的發(fā)射天線輸出射頻信號，從而實現(xiàn)射頻功率增強的功能。如圖3所示，所述的回波消除系統(tǒng)包括回波檢測模塊和回波抵消模塊，其中回波抵消模塊的輸入端分別與自動增益控制和回波檢測模塊的輸出端相連并分別接收放大后的混合信號以及當前信道下的回波信號進行減法處理并分別輸出至輸出模塊以及回波檢測模塊，回波檢測模塊的輸入端分別與發(fā)射天線和回波抵消模塊相連并分別接收射頻信號以及回波抵消模塊的減法處理后信號，采用數(shù)字信號處理技術(shù)檢測估計出當前信道下的回波信號。所述的數(shù)字信號處理技術(shù)是指LMS算法的最小誤差逼近、NLMS算法、RLS算法或異步相關(guān)器或其組合，用以估計出當前回波信道模型。例如文章“一種移動電視直放站回波抵消的實現(xiàn)方式”，就提出了一種利用重發(fā)信號實現(xiàn)的基于LMS算法的回波抵消實現(xiàn)方式，如圖2所示。其實現(xiàn)過程如下所述d(η)是接收天線接收到的信號，包括了主塔發(fā)射的有用信號和回波信號。從發(fā)射天線引回的信號X (η)分成2路，一路進行信道估計，求出當前回波信道沖擊響應c (η)，另一路通過估計到的信道沖擊響應模擬出從回波信道來的干擾信號y(n)，再將接收信號d(n)和y(n)相減得到差值e (η)，其作用是不斷調(diào)整信道沖擊響應的抽頭系數(shù)，使得c (η)更加接近真實信道。同時e(n)也是經(jīng)過濾除噪聲的較純凈的信號，最終再由發(fā)射天線發(fā)射出去。該文章所述的技術(shù)是在數(shù)字域進行，η為任意整數(shù)。所述的回波抵消模塊，可以是任何一種回波抵消技術(shù)，例如可以是在數(shù)字域，通過數(shù)字加/減法器，完成接收信號和回波信號的分離，也可以是在模擬域，通過模擬器件完成操作。回波抵消操作的實現(xiàn)，可以在基帶、低中頻，甚至是射頻領(lǐng)域完成。如圖2所示的回波 消除模塊，就是在基帶數(shù)字域進行。否則也可以將y(n)值先經(jīng)過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換到模擬域，如果不做任何變頻操作，那么相當于在基帶模擬域進行回波抵消，否則根據(jù)變頻后的頻段，分別是在低中頻或者射頻進行回波抵消。如圖4所示，本裝置實現(xiàn)過程如下I.直放站啟動后，接收天線接收包含主塔信號和回波信號的混合信號。該混合信號經(jīng)過前端的低噪聲放大器(LNA)，再經(jīng)過自動增益控制(AGC)，將混合信號的功率調(diào)整到直放站后續(xù)處理模塊的最佳接收范圍(如_50dBm)。2.功率調(diào)整后的混合信號送到回波消除系統(tǒng)。在系統(tǒng)剛啟動的時候，回波檢測模塊有一個逐漸收斂的過程，如采用LMS算法，實際值與估計值的差值驅(qū)動回波信道估計，直到回波信道估計無限接近于真實信道，此時回波抵消模塊將估計出的回波從混合信號中減去，實現(xiàn)回波消除。3.回波消除后的信號經(jīng)過功率放大器后，輸出到發(fā)射天線。于此同時，從發(fā)射天線中引回所發(fā)射的信號，送到信號質(zhì)量檢測模塊。4.信號質(zhì)量檢測模塊采用所選定的信號質(zhì)量衡量指標，對發(fā)射信號進行信號質(zhì)量檢測。記所預設(shè)的信號質(zhì)量門限為Qthreshtjld, Qthresh0Id的具體取值與選定的信號質(zhì)量衡量指標有關(guān)。a)當Vq彡Qthreshold時，代表當前信號質(zhì)量已經(jīng)低于門限，不管是因為回波消除系統(tǒng)還未到達收斂狀態(tài)，導致未完全消除的回波影響了信號質(zhì)量，還是因為強回波導致前端AGC飽和從而在回波消除之前就影響了信號質(zhì)量，都需要對輸出信號功率自適應的調(diào)低。此時功率降低，同樣的隔離下，回波比降低，AGC飽和的狀況也會得到改善。信號質(zhì)量仍然保持實時的計算，得到新的變量值\。再度計算\和Qthreshtjld的差值。b)如果Vt^P Qthreshtjld差值開始變?yōu)檎龜?shù)的時候，代表當前的功率調(diào)整策略有效，信號質(zhì)量得到了回升，此時可以保持當前功率繼續(xù)輸出，同時持續(xù)檢測信號質(zhì)量。如果％和Qttostold差值仍為負數(shù)，但是差值進一步變小，代表當前功率調(diào)整方向正確，但是調(diào)整幅度不夠，此時可以進一步降低輸出信號功率，并實時檢測信號質(zhì)量，直到Vq與Qthreshtjld差值開始變?yōu)檎龜?shù)。()%與Qthreshtjld差值為正數(shù)的時候，代表當前信號質(zhì)量已經(jīng)高于門限，此時系統(tǒng)屬于穩(wěn)定狀態(tài)，輸出信號質(zhì)量理想。此時可以設(shè)定一定的偏置值門限(Qtjffsrt^例如當Vg-Qthreshold-Qoffset得到的值為正數(shù)，代表當前信號質(zhì)量仍有一定余量，此時如果追求更大的覆蓋效果，可以將輸出信號功率進一步放大，同時實時檢測信號質(zhì)量，確保始終高于門限值。5.信號質(zhì)量模塊在整個直放站工作過程中始終對信號質(zhì)量保持實時檢測，并通過功率控制變量對直放站輸出增益進行自適應調(diào)整，從而保證在一定輸出信號質(zhì)量下盡可能大的功率覆蓋范圍。在實際應用環(huán)境中，當直放站接收天線所收到的主塔信號強度為_70dBm，此時主塔信號調(diào)制誤差率(MER)約為ISdB時，而到達接收天線的回波為_45dBm，也就是回波強度為25dB的話，那么接收天線接收的混合信號仍約等于當前的回波信號強度_45dBm。如果當前直放站的最佳輸入范圍正為_45dBm(底噪為-80dBm)的話，那么前端的AGC將不對混合信號進行任何放大處理，因此接收信號仍為_70dBm，那么相對于-SOdBm的底噪，接收信號僅剩下IOdB的有用帶肩，因此MER也會低于IOdB以下。即使經(jīng)過回波消除以及后端功率 放大器后，輸出的接收信號帶肩也不會得到補償，因此信號MER將遠遠低于原來主塔信號的18dB。此時若直放站仍以額定輸出功率發(fā)射的話(假設(shè)額定輸出功率為20dBm(100W))，那么直接發(fā)射相當近200W的大功率的噪聲信號，對于該地區(qū)的微弱主塔信號是很強的同頻干擾，會最終影響到接收終端接收到的信號質(zhì)量。同樣的情況下，本實施例的直放站(假設(shè)預先將輸出信號的MER門限設(shè)定為15dB)。當檢測到輸出信號的MER低于該門限，那么直放站將自動的把發(fā)射功率降低，例如降低到IOdBm(IOW)，這樣在其余條件不變的情況下，回波信號到達接收天線約為-55dBm，混合信號功率也為_55dBm。此時AGC為了得到最佳的范圍將混合信號放大了 10dB，因此接收信號功率為_60dBm，高于底噪20dB。此時經(jīng)過回波消除以及后級功率放大器后，直放站的輸出信號仍有可能保持較高的MER(例如17dB)，高于預定門限。此時如果需要進一步擴大覆蓋范圍，還可以增加輸出信號增益，最終達到一個信號功率和信號質(zhì)量之間的平衡。
權(quán)利要求
1.一種直放站輸出信號的自適應控制方法，其特征在于，通過檢測直放站輸出信號的質(zhì)量，經(jīng)過信號質(zhì)量計算后將信號質(zhì)量表征值與信號質(zhì)量門限比對，并根據(jù)比對結(jié)果進行動態(tài)功率控制得以實現(xiàn)。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的自適應控制方法，其特征是，所述的信號質(zhì)量計算包括信噪比計算和/或載噪比計算和/或調(diào)制誤差率計算。
3.根據(jù)權(quán)利要求I或2所述的自適應控制方法，其特征是，所述的信號質(zhì)量計算中信噪比計算是指以直放站輸出信號作為接收信號，通過下變頻處理然后經(jīng)解調(diào)處理得到恢復后的數(shù)據(jù)D' (η)，最終采用輔助數(shù)據(jù)估計、基于已知數(shù)據(jù)，S卩訓練序列的輔助數(shù)據(jù)估計或基于盲估計的M2M4算法的信噪比檢測計算，得到信號信噪比。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的自適應控制方法，其特征是，所述的解調(diào)處理包括濾波、時鐘同步處理和頻率同步處理。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的自適應控制方法，其特征是，所述的輔助數(shù)據(jù)估計是指將解調(diào)后恢復的數(shù)據(jù)D' (η)按照調(diào)制方式進行硬判決得到數(shù)據(jù)Dc/ (η)相減得到信號噪聲E (η),即 E (n) =D' (n)-Dc/ (η)； 然后將Ε(η)投射到I、Q兩軸分別得到噪聲信號的I路分量和Q路分量E1 (η)和匕(11)，則總的噪聲功率
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的自適應控制方法，其特征是，所述的基于已知數(shù)據(jù)的輔助數(shù)據(jù)估計是指當發(fā)送的數(shù)據(jù)內(nèi)含有周期性重復的已知偽隨機序列時，可以將解調(diào)后恢復的的數(shù)據(jù)D' (η)與的理想數(shù)據(jù)Dtl(Ii)進行異步相關(guān)，依據(jù)PN序列的相關(guān)特性實現(xiàn)PN段數(shù)據(jù)收發(fā)同步；然后記 PN 段信號噪聲為 Epn (η)，則有 Epn (n) =Dpn' (n)-Dpnq (η)，其中DP/ (n)、DQPN(n)指的是PN段的收、發(fā)數(shù)據(jù)； 類似的有PN端噪聲功率為
7.根據(jù)權(quán)利要求3所述的自適應控制方法，其特征是，所述的基于盲估計的M2M4算法是指將解調(diào)后恢復的數(shù)據(jù)D' (η)，則可得到其對應的二階矩陣和四階矩陣的估計值表示為
8.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的自適應控制方法，其特征是，所述的信噪比檢測計算通過專用解調(diào)芯片實現(xiàn)，具體為通過將直放站輸出的射頻信號或下變頻操作后信號與解調(diào)芯片的調(diào)諧器或信號輸入端連接作為解調(diào)芯片信號輸入，通過控制解調(diào)芯片工作使解調(diào)芯片完成解調(diào)和信噪比計算，并通過解調(diào)芯片特定管腳或者協(xié)議，直接讀出當前信號的信噪比數(shù)值。
9.根據(jù)權(quán)利要求I所述的自適應控制方法，其特征是，所述的動態(tài)功率控制是指以平均信號質(zhì)量Vq作為輸入，經(jīng)Vp = Vp, + α X (V0-Qthreshold)計算得到功率控制變量VP，其中Qthrestold為預設(shè)的信號質(zhì)量門限，Vp,是上一時刻的功率控制變量，其初始值可以為零，α是乘法因子，其符號位跟直放站中功率放大模塊特性以及功率控制方式有關(guān)，其中 當Vp,為零時，Vp = α X (Ve-Qth-)，功率控制變量與信號質(zhì)量變量直接成線性比例關(guān)系; 當Ve-Qtostold差值為正數(shù)的時候，代表當前平均信號質(zhì)量高于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率有進一步放大的余量； 當Ve-Qtostold差值為負數(shù)的時候，代表當前平均信號質(zhì)量已經(jīng)低于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率需要自適應的調(diào)整，以保證輸出信號質(zhì)量滿足要求；當α為設(shè)定為正值時，直放站輸出功率大小與Vp成正向關(guān)系；否則α設(shè)為負值。
10.根據(jù)權(quán)利要求I或9所述的自適應控制方法，其特征是，所述的信號質(zhì)量門限通過以下任一方式確定 a)通過讀信號檢測模塊的質(zhì)量控制單元中的存儲器調(diào)出預先存入的經(jīng)驗值； b)通過交互模塊實現(xiàn)手動調(diào)整該門限并更新存儲器中預存值。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的自適應控制方法，其特征是，所述的方式a)是指在64QAM調(diào)制下，白噪聲門限為24dB左右，因此為了避免出現(xiàn)數(shù)字信號的峭壁效應，可將信號質(zhì)量門限設(shè)為28dB(比門限高4-6dB的安全裕量)并存入存儲器。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的自適應控制方法，其特征是，所述的方式b)是指在現(xiàn)場測試出接收情況不理想，可以通過如面板控制、串行通信接口控制，或者網(wǎng)絡(luò)控制等方式，對信號質(zhì)量門限進行修改并更新存儲器內(nèi)的預存值。
13.一種直放站輸出信號的自適應控制模塊，其特征在于，包括含有發(fā)射天線的輸出模塊和與之相連的信號質(zhì)量檢測模塊，其中輸出模塊分別接收回波消除系統(tǒng)輸出的經(jīng)過回波檢測和回波消除后的接收信號以及信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量，經(jīng)過功率放大和帶通濾波后分別輸出信號至發(fā)射天線完成射頻信號輸出，同時引回到信號質(zhì)量檢測模塊的輸入端。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的信號質(zhì)量檢測模塊包括質(zhì)量檢測單元和質(zhì)量控制單元，其中質(zhì)量檢測單元的輸入端與發(fā)射天線相連并接收射頻信號，質(zhì)量檢測單元的輸出端與質(zhì)量控制單元相連并輸出信號質(zhì)量表征，質(zhì)量控制單元的輸出端與輸出模塊相連并輸出功率控制變量。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的質(zhì)量檢測單元包括下變頻模塊、解調(diào)模塊和信噪比檢測模塊，其中下變頻模塊的輸入端接收來自發(fā)射天線的射頻信號，下變頻模塊的輸出端與解調(diào)模塊相連并輸出變頻后信號，解調(diào)模塊將變頻后信號進行解調(diào)處理后輸出恢復后的數(shù)據(jù)至信噪比檢測模塊，信噪比檢測模塊計算信號質(zhì)量表征并輸出至質(zhì)量控制單元。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的下變頻模塊包括變頻器、固定濾波器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中變頻器接收來自發(fā)射天線的射頻信號，變頻器的輸出端輸出經(jīng)下變頻后的信號至固定濾波器，固定濾波器進行濾波處理后輸出濾波后模擬信號至模數(shù)轉(zhuǎn)換器進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端連接解調(diào)模塊并輸出變頻及濾波后的數(shù)字信號。
17.根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的解調(diào)模塊包括依次連接的濾波器、內(nèi)插器和相位反旋器，其中濾波器與下變頻模塊的輸出端相連接并接收下變頻后的數(shù)字信號，濾波器的輸出端連接內(nèi)插器的輸入端并輸出濾波成形后的數(shù)字信號，由內(nèi)插器進行內(nèi)插處理后輸出至相位反旋器進行相位反旋。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的濾波器濾除模數(shù)轉(zhuǎn)換后的高次頻譜諧波，以及完成匹配濾波功能，輸出濾波后的基帶數(shù)字信號；內(nèi)插器用于恢復采樣時鐘相位，輸出采樣時鐘相位糾正后的數(shù)據(jù)；相位反旋器用于恢復載波頻率和相位，輸出頻相皆被糾正后的解調(diào)后的信號，送到信噪比檢測模塊的輸入端。
19.根據(jù)權(quán)利要求14、15或18所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的信噪比檢測模塊根據(jù)不同的信噪比計算方式采用以下任一結(jié)構(gòu) a)所述的信噪比檢測模塊包括噪聲信號生成模塊和信噪比計算模塊，其中噪聲信號生成模塊接收解調(diào)模塊輸出的信號并通過 a.I)解調(diào)判決的方式得到解調(diào)模塊輸出信號和判決后信號的差值；或 a.2)訓練序列的異步相關(guān)實現(xiàn)收發(fā)信號彼此同步的方式得到差值 計算出噪聲信號并輸出至信噪比計算模塊，信噪比計算模塊結(jié)合解調(diào)模塊的輸出信號并分別算出信號和噪聲的功率的值并得到信號信噪比； b)在無需具體求出噪聲信號的信噪比估算方式下，信噪比檢測模塊根據(jù)具體采用技術(shù)，可以直接計算出或者讀出當前輸出信號的信噪比數(shù)值，送到質(zhì)量控制單元。
20.根據(jù)權(quán)利要求14、15或19所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的質(zhì)量控制單元包括平均模塊、存儲器模塊和質(zhì)量計算模塊，其中平均模塊接收質(zhì)量檢測單元的信噪比檢測模塊輸出的信號信噪比，質(zhì)量計算模塊分別接收來自平均模塊的平均信噪比和來自存儲器模塊的信號質(zhì)量門限值并輸出的功率控制變量至輸出模塊，完成輸出信號質(zhì)量對輸出功率的自適應控制。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的平均模塊采用長度為T的時間窗口內(nèi)所得到的輸出信號信噪比的算數(shù)平均值作為平均信噪比；通過改變T的數(shù)值，可以平衡跟蹤速度和功率穩(wěn)定度。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的時間窗口的長度T為來自存儲器模塊的預存值或為通過交互模塊實現(xiàn)手動調(diào)整并更新存儲器中預存值。
23.根據(jù)權(quán)利要求20所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的存儲器模塊采用數(shù)字信號處理器的片內(nèi)存儲資源或采用片外存儲資源。
24.根據(jù)權(quán)利要求20所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的質(zhì)量計算模塊根據(jù)平均信噪比Vq以及存儲器模塊輸出的信號質(zhì)量門限Qthreshtjld作為輸入信號，通過Vp =Vp- +α X (V0-Qthreshold)計算得到功率控制變量Vp并輸出至輸出模塊完成功率自適應控制，其中VP,是上一時刻的功率控制變量，其初始值可以為零；α是乘法因子； 當Vp,為零時，Vp = α X (Ve-Qth-)，功率控制變量與信號質(zhì)量變量直接成線性比例關(guān)系;當Ve-Qthrestold差值為正數(shù)的時候，代表當前信號質(zhì)量高于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率有進一步放大的余量； 當Ve-Qthrestold差值為負數(shù)的時候，代表當前信號質(zhì)量已經(jīng)低于信號質(zhì)量門限，因此輸出信號功率需要自適應的調(diào)整，以保證輸出信號質(zhì)量滿足要求； 當α為設(shè)定為正值時，直放站輸出功率大小與Vp成正向關(guān)系；否則α設(shè)為負值。
25.根據(jù)權(quán)利要求13所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的輸出模塊包括功率放大模塊、帶通濾波器以及發(fā)射天線，其中功率放大模塊接收來自回波消除系統(tǒng)輸出的回波消除后的接收信號以及信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量并進行帶有環(huán)路控制的功率放大處理，帶通濾波器接收功率放大處理后的信號并進行整形濾波后輸出至發(fā)射天線進行射頻信號輸出； 所述的信號質(zhì)量檢測模塊接收發(fā)射天線引回的放大后輸出的射頻信號并進行實時的信號質(zhì)量檢測，用檢測得到的信號質(zhì)量變量生成功率控制變量，送到輸出模塊的功率放大模塊，最終從而形成通過輸出信號質(zhì)量完成功率反饋控制的環(huán)路。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的自適應控制模塊，其特征是，所述的功率放大模塊采用功率可調(diào)放大器并以信號質(zhì)量檢測模塊輸出的功率控制變量直接作為控制信號得以實現(xiàn)；或者采用功率控制變量控制一可變衰減器，然后通過可變衰減器控制固定功率放大模塊輸出從而實現(xiàn)的功率變化。
27.一種具有自適應信號調(diào)整的直放站，其特征在于，包括依次連接的接收天線、低噪聲放大器、自動增益控制、回波消除系統(tǒng)以及權(quán)利要求13-26中任一所述的自適應控制模塊。
28.根據(jù)權(quán)利要求27所述的直放站，其特征是，所述的接收天線接收包含主塔信號和回波信號的混合信號，該混合信號經(jīng)過前端的低噪聲放大器和自動增益控制后，通過回波消除系統(tǒng)完成回波消除操作，再送到自適應控制模塊的輸出模塊的功率放大模塊完成功率放大，然后通過帶通濾波器整形濾波，最后從輸出模塊的發(fā)射天線輸出射頻信號，從而實現(xiàn)射頻功率增強的功能。
29.根據(jù)權(quán)利要求27或28所述的直放站，其特征是，所述的回波消除系統(tǒng)包括回波檢測模塊和回波抵消模塊，其中回波抵消模塊的輸入端分別與自動增益控制和回波檢測模塊的輸出端相連并分別接收放大后的混合信號以及當前信道下的回波信號進行減法處理并分別輸出至輸出模塊以及回波檢測模塊，回波檢測模塊的輸入端分別與發(fā)射天線和回波抵消模塊相連并分別接收射頻信號以及回波抵消模塊的減法處理后信號，采用數(shù)字信號處理技術(shù)檢測估計出當前信道下的回波信號。
30.根據(jù)權(quán)利要求29所述的直放站，其特征是，所述的數(shù)字信號處理技術(shù)是指LMS算法的最小誤差逼近、NLMS算法、RLS算法或異步相關(guān)器或其組合，用以估計出當前回波信道模型。
全文摘要
一種通信技術(shù)領(lǐng)域的直放站輸出信號的自適應控制方法及其裝置和系統(tǒng)，該自適應控制方法通過檢測直放站輸出信號的質(zhì)量，經(jīng)過信號質(zhì)量計算后將信號質(zhì)量表征值與信號質(zhì)量門限比對，并根據(jù)比對結(jié)果進行動態(tài)功率控制得以實現(xiàn)。本發(fā)明結(jié)合回波消除技術(shù)和信號質(zhì)量監(jiān)控及自適應功率調(diào)整，在有效避免直放站自激的同時，保證在高于預設(shè)信號質(zhì)量門限的情況下最大的輸出功率，有利于擴展直放站的覆蓋范圍，改善直放站的覆蓋效果，以及最終形成補點網(wǎng)絡(luò)中各直放站之間的自洽工作。
文檔編號H04M9/08GK102792742SQ201180009286
公開日2012年11月21日 申請日期2011年10月31日 優(yōu)先權(quán)日2011年10月31日
發(fā)明者夏勁松, 宋伯煒, 李文華, 范瑩瑩, 趙振華 申請人:蘇州全波通信技術(shù)有限公司