專利名稱：頻域自適應(yīng)反饋均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及其中施加自適應(yīng)反饋均衡的單載波通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在戶外無線應(yīng)用中，多徑信道呈現(xiàn)很長的脈沖響應(yīng)，這可導(dǎo)致數(shù)十微米的延遲擴(kuò)展。這在例如蜂窩或廣播應(yīng)用中尤其重要。當(dāng)以高速在這些信道上傳輸時(shí)，所導(dǎo)入的碼間干擾(ISI)可跨越數(shù)百個(gè)碼元，并且因此使接收到的信號(hào)嚴(yán)重失真。為了應(yīng)對這些ISI，在接收機(jī)處需要很長的判定反饋均衡器(DFE)來準(zhǔn)確地恢復(fù)所傳輸?shù)男盘?hào)。由于必需滿足特定的性能要求，因此這種均衡器的設(shè)計(jì)可能是很復(fù)雜的，并且占據(jù)較大的芯片面積。由前饋(FF)和反饋(FB)濾波器構(gòu)成的判定反饋均衡器(DFE)在本領(lǐng)域中是公知的。由于其減少ISI的有效性，它們優(yōu)選是線性均衡器。這些術(shù)語主要來自其很有效地取消ISI的后體部分的能力。假設(shè)信道脈沖響應(yīng)在接收機(jī)處已知，這通過最佳地計(jì)算前饋和反饋系數(shù)來完成。當(dāng)這不是此情況并且傳輸在大量碼元上(如例如在廣播系統(tǒng)中)擴(kuò)展吋，自適應(yīng)DFE提供用以在沒有關(guān)于信道的任何現(xiàn)有知識(shí)的情況下自適應(yīng)地計(jì)算濾波系數(shù)的裝置。根據(jù)系統(tǒng)定義，該自適應(yīng)可在數(shù)據(jù)輔助(訓(xùn)練)模式或非數(shù)據(jù)輔助(盲)模式中進(jìn)行。雖然訓(xùn)練或盲DFE可提供令人滿意的性能，但是即使在高延遲擴(kuò)展信道中，其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性隨著以碼元時(shí)刻的數(shù)量表達(dá)的信道長度線性地増加。當(dāng)該長度達(dá)到數(shù)百個(gè)碼元時(shí)刻時(shí)，運(yùn)算的次數(shù)可能容易超過每碼元一千次復(fù)乘。對于通常是寬帶系統(tǒng)的IOMHz的碼元速率，這轉(zhuǎn)換成毎秒100億次復(fù)乘，這需要很高的功耗和/或硅面積。為了減少DFE實(shí)現(xiàn)的負(fù)擔(dān)，已提出了頻域(FD)技術(shù)，其允許執(zhí)行所謂的快速卷積(或相關(guān))，由此顯著地減少實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性?？紤]到對線性均衡器使用FD處理是相當(dāng)簡單的，原因在于它是快速卷積或相關(guān)的直接應(yīng)用。相反，很少且不總是令人信服地解決DFE的反饋部分的FD處理。在論文“地面電視接收機(jī)的盲判定反饋均衡(Blind Decision Feedback Equalization for TerrestrialTelevision Receivers) ” (M. Ghosh, Proc. IEEE, vol. 86，no. 10，pp. 2070-2081，1998 年 10月)和“疊接保留用于吞吐量有效的單載波傳輸?shù)念l域DFE (Overlap and Save FrequencyDomain DFE for Throughput Efficient Single Carrier Transmission)” (S. Tomasin,IEEE 16th IntJ I Symp. Personal, Indoor and Mobile Radio Communications,2005 年9月)中呈現(xiàn)的FDDFE只具有FD中的前饋部分。主要原因是FD塊處理本身不會(huì)容易地有助于反饋處理?！半S時(shí)間變化信道上的單載波系統(tǒng)中的組合有頻域前饋濾波器的DFE結(jié)構(gòu)(Frequency Domain Feedforward Filter Combined DFE Structure in Single CarrierSystems over Time-varying Channels)，，(B. Liu 等人，IEEE Trans. Cons. Electronics,vol. 54，no. 4,2008年11月)中的FD方法主要針對具有循環(huán)擴(kuò)展的單載波(SC)系統(tǒng)，并且還限于FF部分。在“頻域和多速率的自適應(yīng)濾波(Frequency-domain and MultirateAdaptive Filtering)，，(J. Shynk, IEEE Signal Proc. Magazine, vol. 9, no. I, pp. 14-37,1992年I月)中，包括權(quán)重更新的FF和FB部分兩者在FD中完成，但是FB比TD情況下的性能更差，因?yàn)樵贒FT之后獲取的新判定直到計(jì)算下一 DFT才被反饋回去。關(guān)于符號(hào)約定，普通拉丁字符用于時(shí)域信號(hào)(a)而顎化(tilde)字符用于頻域信號(hào)(互)，矢量和矩陣分別由單下劃線和雙下劃線匕和i)標(biāo)示。上標(biāo)'1和11分別指示復(fù)共軛、矩陣轉(zhuǎn)置和復(fù)共軛轉(zhuǎn)置。矢量的哈達(dá)瑪(Hadamard) (B卩，逐個(gè)元素)乘積由Θ運(yùn)算符指示。本說明書中由g跟下標(biāo)字母表示的任何矩陣指示補(bǔ)零矩陣。運(yùn)算符￡表示FFT塊運(yùn)算。在更詳細(xì)地描述本領(lǐng)域已知的判定反饋均衡方案之前，介紹系統(tǒng)模型。傳輸基于復(fù)多徑信道上可能的復(fù)碼元序列，并受加性高斯白噪聲影響。接收到的信號(hào)x(t)的離散時(shí)間等效物可表達(dá)為
L-Ix(k) = s(k — l)h(l) 4- n(k)(I)
I=O其中s(l)是傳輸碼元序列，而h(k)指示長度L的信道脈沖響應(yīng)。接收到的信號(hào)x(k)被饋送到DFE (參見圖I)，該DFE滿足以下關(guān)系
.4Cy(k) = F + da- i) + y ' C*(k)d(k — i) (2)d(k) = f{y(k)}(3)其中(k)是前饋濾波器的A系數(shù)，Ci (k)是反饋濾波器的C系數(shù)，da是前饋濾波器的延遲，而f {.}是解調(diào)運(yùn)算符(限幅器-在圖I中命名為“判定設(shè)備”)。在許多實(shí)際系統(tǒng)中，在接收機(jī)處不知道信道，并且可能難以直接地估計(jì)信道。隨后，使用自適應(yīng)算法來適應(yīng)權(quán)重ajk)和Ci(k)以減少估計(jì)誤差的方差。雖然存在許多高性能算法，但是出于復(fù)雜性的原因?qū)嶋H上通常使用最小均方(LMS)算法，尤其是在濾波器長度A和C較大吋。LMS自適應(yīng)規(guī)則如下e (k) =d(k)_y(k)(4)aj (k+1) = aj (k) +2 μ α x (k~i) e (k)(5)Ci (k+1) = Ci (k) +2 μ cx (k~i) e (k)(6)與所提出的DFE實(shí)現(xiàn)組合使用的LMS算法提供了最簡單的自適應(yīng)算法。然而，隨著信道長度變大，其復(fù)雜性増加。這是因?yàn)?2)中的濾波運(yùn)算包含長度A和C的卷積，而(5)和(6)中的更新還包含長度A和C的相關(guān)。由于濾波器長度必須約等于或者甚至大于信道長度，因此LMS-DFE的總復(fù)雜性約等于每輸出碼元4L次可能的復(fù)乘，這對于具有數(shù)百個(gè)抽頭的信道長度可能是有挑戰(zhàn)性的。已標(biāo)識(shí)出頻域(FD)處理是對如(2)、(5)和(6)中的時(shí)域(TD)卷積和相關(guān)的感興趣替換方案。實(shí)際上，眾所周知的是，對于長度為Lx的序列χ和長度為Ly的序列yconu(x’y) = IDFT (DFT (χ) Θ DFT (y))(7)corr (x, y) = IDFT (DFT (χ) * Θ DFT (y))(8)假設(shè)在大于或等于Lx+Ly_l的長度上進(jìn)行離散傅里葉變換(DFT)和離散傅里葉逆變換(IDFT)。零必須在進(jìn)行DFT之前填充到χ和y以實(shí)現(xiàn)此目的。如果使用快速直接傅里葉變換和逆傅里葉變換(FFT和IFFT)，則該替換實(shí)現(xiàn)對于大的Lx和/或Ly是有吸引力的。當(dāng)這些序列之一是無限的吋，它必須分成塊，并且已知為疊接保留、以及疊接相加的特殊技術(shù)必須在施加(7)和(8)之后用于重組這些塊。因此，需要合理復(fù)雜的自適應(yīng)反饋均衡方案，其適合其中遇到相對較長的脈沖響應(yīng)的應(yīng)用。發(fā)明目的本發(fā)明的目的在于，提供ー種用于自適應(yīng)反饋均衡的電路，其中在頻域中進(jìn)行所有濾波和濾波系數(shù)更新，并且其中以縮減的復(fù)雜性實(shí)現(xiàn)與時(shí)域?qū)崿F(xiàn)相同的性能。概述
在第一方面中，本發(fā)明涉及ー種用于自適應(yīng)反饋均衡的電路。該電路包括其中對接收到的碼元塊施加頻域?yàn)V波的前饋濾波部分；對均衡碼元塊進(jìn)行限幅由此輸出限幅碼元塊的限幅器；其中對經(jīng)頻域變換的限幅碼元塊施加頻域?yàn)V波的反饋濾波部分；用于對前饋濾波部分和反饋濾波部分的輸出求和以由此產(chǎn)生該均衡碼元塊的求和裝置，將系數(shù)更新分別提供給前饋濾波部分和反饋濾波部分的第一和第二更新裝置，由此向所述第一和第二更新裝置饋送經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊，該經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊指示限幅器輸入處的均衡碼元塊和限幅器輸出處的限幅碼元塊之間的差異，并且所述第一和第二更新裝置用于使用所述經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊來計(jì)算更新；以及安排成用于接收所述反饋濾波部分的時(shí)域變換版的更新濾波系數(shù)并用于接收限幅碼元塊的碼元、以及用于將反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)添加到均衡碼元塊的時(shí)域補(bǔ)償裝置。更具體地，前饋濾波部分被安排成用于對以頻域表示的接收到的碼元塊施加頻域?yàn)V波。該電路包括用于在時(shí)域和頻域之間變換碼元塊以及進(jìn)行反向變換的多個(gè)變換裝置。提供了安排成用于對時(shí)域變換版的均衡碼元塊進(jìn)行限幅、以及用于輸出限幅碼元塊的限幅器。均衡器電路還包含安排成用于對頻域變換版的限幅碼元塊施加頻域?yàn)V波的反饋濾波部分。經(jīng)由求和裝置，對前饋濾波部分和反饋濾波部分的輸出求和，由此在頻域中獲取所描述的均衡碼元塊。此外，存在調(diào)適成將頻域系數(shù)的更新提供給前饋濾波部分的第一更新裝置、以及調(diào)適成將頻域系數(shù)的更新提供給反饋濾波部分的第二更新裝置，由此第一和第二更新裝置被安排成用于向其饋送指示限幅器輸入處的均衡碼元塊和限幅器輸出處的限幅碼元塊之間的差異的頻域變換版的誤差信號(hào)塊、以及用于使用該經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊來計(jì)算這些更新。均衡器電路由時(shí)域補(bǔ)償裝置表征，該時(shí)域補(bǔ)償裝置安排成用于接收反饋濾波部分的時(shí)域變換版的更新濾波系數(shù)并用于接收限幅碼元塊的碼元、以及用于將反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)添加到時(shí)域變換版的均衡碼元塊。
有利的是，時(shí)域補(bǔ)償裝置是可變長度濾波器。在優(yōu)選實(shí)施例中，第一和第二更新裝置被安排成用于根據(jù)最小均方算法來運(yùn)算。雖然還可采用其他自適應(yīng)算法，但是因其簡單性而優(yōu)選最小均方法。第一和第二更新裝置優(yōu)選被安排成用于在時(shí)域中進(jìn)行加窗運(yùn)算。在有利的實(shí)施例中，反饋濾波部分被安排成用于在頻域中不對頻域變換版的限幅碼元塊、而對該時(shí)域變換版的均衡碼元塊施加頻域?yàn)V波。因此，在這ー實(shí)施例中，均衡信號(hào)而非判定被反饋。隨后，該實(shí)施例是頻域自適應(yīng)IIR(無限脈沖響應(yīng))濾波器。當(dāng)后均衡信噪比低時(shí)，可在采集階段期間有利地應(yīng)用該實(shí)施例。在另一方面，本發(fā)明涉及ー種用于進(jìn)行自適應(yīng)反饋均衡的方法，該方法包括以下步驟接收以頻域表示的碼元塊；
對在均衡器電路的前饋濾波部分中接收到的塊施加頻域?yàn)V波；對時(shí)域變換版的均衡碼元塊進(jìn)行限幅，并輸出限幅碼元塊；在該均衡器電路的反饋濾波部分中，對頻域變換版的限幅碼元塊施加頻域?yàn)V波；對前饋濾波部分和反饋濾波部分的輸出求和以由此在頻域中獲取均衡碼元塊；將頻域系數(shù)的更新提供給前饋濾波部分并將頻域系數(shù)的更新提供給反饋濾波部分，這些更新從指示在限幅運(yùn)算中使用的時(shí)域變換版的均衡碼元塊和限幅產(chǎn)生的限幅碼元塊之間的差異的經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊導(dǎo)出，由此該經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊用于計(jì)算這些更新；以及從反饋濾波部分的時(shí)域變換版的更新濾波系數(shù)并從接收到的限幅碼元塊的碼元確定時(shí)域反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)，并將該反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)添加到時(shí)域變換版的均衡碼元塊。在優(yōu)選實(shí)施例中，確定時(shí)域反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)的步驟包括用可變長度濾波器來濾波。有利的是，確定時(shí)域反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)的步驟包括頻域變換該限幅碼元塊的這些碼元的至少一部分。附圖
簡述圖I示意性地示出本領(lǐng)域已知的通用TD LMS-DFE,由此用粗線示出濾波路徑而用細(xì)線示出權(quán)重更新路徑。圖2示出根據(jù)本發(fā)明的均衡器電路的一般視圖。圖3示出完全FD LMS-DFE的一個(gè)實(shí)施例的詳細(xì)框圖。圖4示出TD后補(bǔ)償(頂部)以及具有一個(gè)重置的TD后補(bǔ)償(底部)的簡單示例。均衡碼元是每一行的和，其中在第一行中具有最老的碼元。本發(fā)明的詳細(xì)描述本發(fā)明提出了其中前饋和反饋濾波器以及前饋和反饋更新路徑完全在頻域(FD)中實(shí)現(xiàn)的方案。所提出的解決方案還包括在計(jì)算限幅碼元的DFT之后補(bǔ)償塊內(nèi)的反饋誤差的時(shí)域補(bǔ)償裝置。在一個(gè)實(shí)施例中，補(bǔ)償完全在時(shí)域中進(jìn)行。在另ー實(shí)施例中，補(bǔ)償部分地通過時(shí)域補(bǔ)償裝置并且部分地通過應(yīng)用具有中間FFT/IFFT運(yùn)算的頻域機(jī)制來有利地進(jìn)行，這允許附加的復(fù)雜性降低，如將在下文中詳細(xì)解釋的。所提出的頻域反饋均衡方案對B大小的塊進(jìn)行運(yùn)算，由此系數(shù)更新在每ー輸出碼元之后計(jì)算，但是只在輸出B個(gè)碼元之后應(yīng)用，該頻域反饋均衡方案已知為塊反饋均衡(FE)。在本說明書的其余部分中，根據(jù)本發(fā)明的解決方案將使用公知的最小均方(LMS)更新算法來進(jìn)行解釋。然而，技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，本領(lǐng)域中已知的任何其他自適應(yīng)算法可與所提出的實(shí)現(xiàn)組合采用。根據(jù)本發(fā)明的方案具有以下特征。在頻域(FD)中進(jìn)行所有濾波和更新。針對每一 B個(gè)輸入樣本的塊計(jì)算FFT和IFFT，從而產(chǎn)生B個(gè)輸出碼元。在計(jì)算出輸出IFFT且對第一輸出碼元進(jìn)行限幅之后，引入時(shí)域(TD)補(bǔ)償來補(bǔ)償在反饋濾波器中丟失的限幅碼元。該TD補(bǔ)償可被視為FIR濾波器，其長度在每ー輸出碼元之后増加一個(gè)抽頭，從而在該塊結(jié)束時(shí)達(dá)到長度B-I。 為了減小該可變長度TD補(bǔ)償?shù)拈L度，引入新穎的TD機(jī)制，由此在生成B1個(gè)碼元(B1 < B)之后計(jì)算中間FFT和IFFT。通過這樣做，可變長度FIR TD濾波器的長度被重置為零，從而防止其増加到長度B-I。該“重置”可在塊期間被執(zhí)行若干次。執(zhí)行的次數(shù)是復(fù)雜性權(quán)衡。前饋濾波器的長度A、反饋濾波器的長度C、塊的長度B、以及子塊的B1可彼此獨(dú)立地選擇。在更適度的約束N彡A+B-1和N彡C+B-1的情況下，使用縮減長度的FFT大小N。在本領(lǐng)域的現(xiàn)有技術(shù)水平中，該長度始終被設(shè)成最長濾波器長度的兩倍，這在所提出的實(shí)現(xiàn)中得以避免。在以下段落中，將更詳細(xì)地闡述和描述這些特性。在圖2中給出均衡器電路的高級視圖。在圖3中示出本發(fā)明的完全LMS判定反饋均衡方案的更詳細(xì)的實(shí)施例。算法的運(yùn)算連同變量的定義如下。注意，為了簡潔，這些運(yùn)算大部分以矩陣形式表達(dá)。初始化出于一致性和FD-LMS-DFE準(zhǔn)確運(yùn)算的目的，如方程式(9)至(13)中所指示的初始化是必需的。χ (j) = O 其中 j = -A+1. . . -I(9)d(j) = O 其中 j = -C+B. . . -I(10)1(0) = O(It)e(0J = O(12)c(0) = 0(13)具有B個(gè)新輸入碼元的塊x(kN+b)(其中b = O.....B-1)被饋送到均衡器，并且
前附A-I個(gè)過去的輸入碼元(參見方程式14)。隨后，其被填零(直至達(dá)到快速傅里葉變換(FFT)塊大小N)，并且被變換到頻域，從而產(chǎn)生 (ん)(15)。χ (k) = [χ (kN-A+1) · · · χ (kN+B-1) ]T(14)i(fe) =■ Φ)(15)本說明書中由g跟下標(biāo)字母表示的任何矩陣指示填零矩陣。運(yùn)算符￡表示FFT塊運(yùn)算。對于FFT塊的大小，N顯著地保持N彡A+B+1。
具有B個(gè)新限幅輸出碼元的塊d(kN+b)(其中b = O、. . .、B_1)前附過去的限幅輸出碼元(16)。隨后，其被填零，并且被變換到頻域，由此產(chǎn)生[(た)(17)。(k) = [d (kN-C+B). . . d (kN+B-1) ]τ(16)i(k) = F-Q ^i(k)(IT)FD FF和FB濾波器《(た)和￡(ん)應(yīng)用于輸入和輸出碼元(18)，并且被變換成TD，從而產(chǎn)生I(k)(19)。第一個(gè)下ー輸出碼元y(kN)是正確的。然而，作為在反饋濾波部分中不考慮由判定設(shè)備當(dāng)前處理的碼元塊的后續(xù)限幅碼元，該塊的B-I個(gè)后續(xù)碼元需要后補(bǔ)償。在一個(gè)實(shí)施例中，如圖2和圖3中所示，這在時(shí)域中用可變長度濾波器完成(20)。
y(k) = a{k) O Uk) + c{L·} 0 ^(k)(18)·
y(k) - Q ■ E.H ■渺)= ly(kN) ... y(kN + B- 1)}T(19)
hyc{kN + b) — y(kN + 6) + ^ Cj(k)d(klSi + 6 — j + I)其中ゎ=0...8_1(20)對B個(gè)輸出碼元進(jìn)行限幅，從而產(chǎn)生i(k) (21)。砂)=f{lc(k)}(21)由此f (.)指示限幅器運(yùn)算符。更逝具有B個(gè)新限幅輸出碼元的塊d(kN+b)(其中b = O.....B-1)前附過去的輸入碼
元(22)。隨后，其被填零，并且被變換到頻域，由此產(chǎn)生^:(た)(23)。注意，這需要與(16)中不同的前附。d'r (k) = [d(kN-C)... d(kN+B-l)]T(22)^ (k) := F ■ Q ■ d,f(k)(2.3)計(jì)算具有B個(gè)誤差的塊e(kN+b)(其中b = O.....B-1)，其前附零(24)。隨后，其
被填零，并且被變換到頻域，由此產(chǎn)生乏(ん)(25)。e (k) = [e (kN)... e (kN+B—1) ]T(24)其中e(i) = d(i)i(i)Uk) = E-Q -￡( )(25)FD塊丑た)與FD誤差塊I；(た)相關(guān)(26)。此后是變換到TD、矩形加窗以迫使濾波器長度為期望值A(chǔ)，并且被變換回其中施加了更新的FD，從而產(chǎn)生用于下ー迭代的前饋濾波器α (た+1)的FD值(26)。
a(fe + I) = α(β) + 2μαΕ. G · Fh ■ Mk) Θ 綱(26)
FD塊と(幻與FD誤差塊た)相關(guān)(27)。此后是變換到TD，矩形加窗以迫使濾波器長度為期望值C，并且被變換回其中施加了更新的FD，從而產(chǎn)生用于下ー迭代的前饋濾波器c (ん+1)的FD值(27)。
m+1) = m+2μ,Ε-Oc-Eii-im θ mm計(jì)算TD版的前饋濾波器ル并且該TD版的反饋濾波器進(jìn)行矩形加窗(28)，因?yàn)?br> (20)需要TD版。C(k + I) = Q ■ Eh ■ C(k)(28)在圖3所示的實(shí)施例中，時(shí)域中的后補(bǔ)償通過可變長度濾波器來進(jìn)行。該濾波器 仍然造成復(fù)雜性缺陷，因?yàn)槠湓谠搲K結(jié)束時(shí)達(dá)到長度B-1。為了克服該缺陷，可如下地引入附加FD復(fù)雜性縮減。在已輸出B1個(gè)碼元之后，形成包括B1個(gè)新判定碼元的大小為B的新塊，并且其在FD中與FB濾波器卷積、被添加到輸出矢量^:ん)、并且被變換到TD。以此方式，新矢量乏(ゑ)包括最后B1個(gè)碼元的反饋，并且可變長度濾波器長度可被重置為零?？擅緽1個(gè)碼元重復(fù)該“重置”過程，直至該塊結(jié)束。其針對情況B1 = B/2在圖4中以圖片形式示出?？勺冮L度濾波器中的多次TD相乘的增益在表示TD后補(bǔ)償?shù)娜切蔚拿娣e差值中可見。在數(shù)學(xué)上，“重置”過程表示如下對于b = O、···、B「l，應(yīng)用方程式(20)。具有B1個(gè)新限幅輸出碼元的塊d(kN+b)(其中b = O.....B1-I)被填零(29)，并
且被變換到頻域，從而產(chǎn)生む(ん)(30)。d'r 1 (k) = [d(kN). . . cKkN+Bi-l)]1(29)d '(k) = F - Q ■ dm(k)(30)計(jì)算具有這些B1個(gè)新值的后補(bǔ)償(31)。計(jì)算包括后補(bǔ)償?shù)妮敵龃a元(32)。
Ejk) = Q ■ Fh ■ (Mk) ΘiHik)) (31)yc(kN + 6) = y(kN + h) + ypc(kN + b- Βχ)
b~Bt+ Σ Cj (k)d(kN + b — j + I)
i=i其中b = B1-^-B-I(32)該過程(29)至(32)可針對下一具有B1個(gè)值的子塊重復(fù)，在此情況(32)下只應(yīng)用B1次。應(yīng)當(dāng)注意，后補(bǔ)償(有或沒有“重置”)可適用于任何DFE，并且不限于LMS自適應(yīng)方案。作為示例，所提出的實(shí)現(xiàn)應(yīng)用于ATSC (高級電視系統(tǒng)委員會(huì))視頻廣播標(biāo)準(zhǔn)。該系統(tǒng)使用單載波(SC)殘留-邊帶調(diào)制，其中主要參數(shù)如表格I中所匯總。
表格IATSC系統(tǒng)參數(shù)
權(quán)利要求
1.一種用于在頻域中自適應(yīng)反饋均衡的電路(I)，所述電路(I)包括 安排成用于對接收到的碼元塊(3)施加濾波的前饋濾波部分(2); 用于在時(shí)域和頻域之間變換碼元塊的多個(gè)變換裝置； 安排成用于對時(shí)域版的均衡碼元塊(5)進(jìn)行限幅、并且用于輸出限幅碼元塊(6)的限幅器⑷； 安排成用于對頻域版的所述限幅碼元塊(6)施加濾波的反饋濾波部分(7)； 用于對所述前饋濾波部分(2)和所述反饋濾波部分(7)的輸出求和以由此產(chǎn)生所述均衡碼元塊的求和裝置(8)； 用于更新所述前饋濾波部分(2)的系數(shù)的第一更新裝置(9)、以及用于更新所述反饋濾波部分(7)的系數(shù)的第二更新裝置(10)，所述第一(9)和第二(10)更新裝置被安排成用于接收頻域版的誤差信號(hào)塊(11)、并且用于使用接收到的頻域版的誤差信號(hào)塊(11)來計(jì)算系數(shù)更新，所述頻域版的誤差信號(hào)塊(11)指示所述限幅器(4)的輸入處的所述均衡碼元(5)和所述限幅器⑷的輸出處的所述限幅碼元塊(6)之間的差異；以及 安排成用于接收所述反饋濾波部分(7)的時(shí)域變換版的更新濾波系數(shù)(13)并用于接收所述限幅碼元塊以由此生成反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)的時(shí)域補(bǔ)償裝置(12)，所述反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)被添加到所述均衡碼元塊。
2.如權(quán)利要求I所述的用于自適應(yīng)反饋均衡的電路，其特征在于，所述時(shí)域補(bǔ)償裝置是可變長度濾波器。
3.如權(quán)利要求I或2所述的用于自適應(yīng)反饋均衡的電路，其特征在于，所述第一和第二更新裝置被安排成用于根據(jù)最小均方算法來運(yùn)算。
4.如權(quán)利要求I至3中任一項(xiàng)所述的用于自適應(yīng)反饋均衡的電路，其特征在于，所述第一和第二更新裝置被安排成用于在時(shí)域中進(jìn)行加窗運(yùn)算。
5.如先前權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的用于自適應(yīng)反饋均衡的電路，其特征在于，所述反饋濾波部分被安排成用于在頻域中對頻域變換版的所述時(shí)域變換版的所述均衡碼元塊施加頻域?yàn)V波。
6.一種用于進(jìn)行自適應(yīng)反饋均衡的方法，所述方法包括以下步驟 接收以頻域表示的碼元塊； 對在均衡器電路的前饋濾波部分中接收到的塊施加頻域?yàn)V波； 對時(shí)域變換版的均衡碼元塊進(jìn)行限幅，并輸出限幅碼元塊； 在所述均衡器電路的反饋濾波部分中，對頻域變換版的所述限幅碼元塊施加頻域?yàn)V波； 對所述前饋濾波部分和所述反饋濾波部分的輸出求和以由此在頻域中獲取所述均衡碼元塊； 將頻域系數(shù)的更新提供給所述前饋濾波部分并將頻域系數(shù)的更新提供給所述反饋濾波部分，所述更新從指示在限幅運(yùn)算中使用的所述時(shí)域變換版的所述均衡碼元塊與由所述限幅產(chǎn)生的所述限幅碼元塊之間的差異的經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊導(dǎo)出，由此所述經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊用于計(jì)算所述更新；以及 從所述反饋濾波部分的時(shí)域變換版的更新濾波系數(shù)并從接收到的所述限幅碼元塊的碼元確定時(shí)域反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)，并將所述反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)添加到所述時(shí)域變換版的所述均衡碼元塊。
7.如權(quán)利要求7所述的用于進(jìn)行自適應(yīng)反饋均衡的方法，其特征在于，確定時(shí)域反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)的所述步驟包括用可變長度濾波器進(jìn)行濾波。
8.如權(quán)利要求7所述的用于進(jìn)行自適應(yīng)反饋均衡的方法，其特征在于，確定時(shí)域反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)的所述步驟包括頻域變換所述限幅碼元塊的所述碼元的至少一部分。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于自適應(yīng)反饋均衡的電路(1)，該電路包括安排成用于頻域?yàn)V波的前饋濾波部分(2)和反饋濾波部分(7)；用于對均衡碼元塊進(jìn)行限幅由此輸出限幅碼元塊的限幅器(4)；用于對前饋濾波部分和反饋濾波部分的輸出求和、由此產(chǎn)生所述均衡碼元塊的求和裝置(8)；用于將系數(shù)更新分別提供給前饋濾波部分和反饋濾波部分的第一(9)和第二(10)更新裝置，由此向所述第一和第二更新裝置饋送指示限幅器輸入處的均衡碼元塊和限幅器輸出處的限幅碼元塊之間的差異的經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊，并且所述第一和第二更新裝置用于使用該經(jīng)頻域變換的誤差信號(hào)塊來計(jì)算更新s；以及安排成用于接收所述反饋濾波部分的時(shí)域版的更新濾波系數(shù)并用于接收限幅碼元塊的碼元、以及用于將反饋誤差補(bǔ)償信號(hào)添加到均衡碼元塊的時(shí)域補(bǔ)償裝置(12)。
文檔編號(hào)H04L25/03GK102821073SQ201210090499
公開日2012年12月12日 申請日期2012年3月19日 優(yōu)先權(quán)日2011年3月18日
發(fā)明者A·布爾杜, 四方英邦, 小林圣峰 申請人:Imec公司, 松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社