專利名稱：接收裝置和接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
這里論述的實(shí)施例涉及接收裝置和接收方法。
背景技術(shù)：
用于數(shù)字廣播(例如日本的地面數(shù)字廣播)的發(fā)送裝置中的調(diào)制首先通過映射處理將發(fā)送信號的比特流映射到復(fù)平面上。例如，在64QAM (正交幅度調(diào)制)中，發(fā)送信號的比特流被每6個比特地分割并映射到復(fù)平面上的64個信號點(diǎn)。另外，在0FDM(正交頻分復(fù)用)中，被映射到復(fù)平面上的64個信號點(diǎn)的數(shù)據(jù)(信號)經(jīng)歷IFFT (逆快速傅立葉變換)。然后，經(jīng)歷了 IFFT的數(shù)字信號被轉(zhuǎn)換成模擬信號，然后被上變頻到期望的頻率并從天線發(fā)送。
另ー方面，用于地面數(shù)字廣播的接收裝置中的解調(diào)實(shí)現(xiàn)與上述調(diào)制相反的處理。也就是說，由天線接收到的模擬信號被轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，而且在OFDM中經(jīng)歷FFT (快速傅立葉變換)和傳播路徑補(bǔ)償。然后，傳播路徑補(bǔ)償后的信號經(jīng)歷差錯校正和解碼并且作為TS (傳輸流)格式信號被輸出，并且通過對此TS信號解碼，視頻/音頻信號被輸出。如上所述，例如，雖然在用于地面數(shù)字廣播的接收裝置中使用了傅立葉變換，但已知傅立葉變換中的時間窗ロ的最優(yōu)位置(FFT時間窗ロ位置)取決于環(huán)境而變動。然而，移動FFT時間窗ロ位置引起在一定的時間期間傳播路徑補(bǔ)償?shù)膼夯?，從而?dǎo)致了降低的接收性能。另外，為了消除ICI (載波間干擾)，例如，在計(jì)算ICI時根據(jù)先前和隨后的符號的傳播路徑估計(jì)值來計(jì)算傳播路徑變動值，但如果FFT時間窗ロ位置改變，則對于傳播路徑估計(jì)值發(fā)生相位旋轉(zhuǎn)。這樣，當(dāng)從變動的FFT時間窗ロ位置的傳播路徑估計(jì)值求得傳播路徑變動值時，傳播路徑變動值未被正確地計(jì)算，因此ICI消除的準(zhǔn)確度惡化并且接收性能降低?，F(xiàn)在，迄今已提出了各種用于數(shù)字廣播的接收裝置。在相關(guān)技術(shù)中，提出了各種用于數(shù)字廣播的接收裝置。專利文獻(xiàn)I :日本早期專利公布No. 2004-266814專利文獻(xiàn)2 :日本早期專利公布No. 2000-295195專利文獻(xiàn)3 :日本早期專利公布No. 2009-278448專利文獻(xiàn)4 :日本早期專利公布No. 2010-268177從而，實(shí)施例的ー個方面的目的是提供使得能夠改善接收性能的接收裝置和接收方法。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)實(shí)施例的ー個方面，提供了一種接收裝置，包括符號定時檢測單元、被配置為利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換的傅立葉變換單元、第一符號定時校正單元以及插值合成単元。符號定時檢測單元被配置為從所接收的以符號為單位的發(fā)送信號檢測傅立葉變換開始位置，傅立葉變換單元被配置為利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換。第一符號定時校正単元被配置為計(jì)算并校正基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量，并且插值合成単元被配置為執(zhí)行與多個符號相對應(yīng)的多個延遲分布特性的插值合成，多個符號包括基準(zhǔn)符號和變化量被校正了的符號。


圖I是示出根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置的示例的框圖； 圖2A、圖2B、圖2C、圖2D和圖2E是示意性地示出插值合成的示圖，其中包括根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置中的FFT時間窗ロ位置的變化；圖3是用于說明在多徑環(huán)境下的FFT時間窗ロ控制的示圖(模式I)；圖4是用于說明在多徑環(huán)境下的FFT時間窗ロ控制的示圖(模式2)；圖5是示出根據(jù)第一實(shí)施例的接收裝置的框圖；圖6A、圖6B、圖6C、圖6D和圖6E是示意性地示出插值合成的示圖，其中包括根據(jù)本實(shí)施例的接收裝置中的FFT時間窗ロ位置的變化；圖7是示出符號定時存儲器單元中保存的符號定時的示例的示圖；圖8是用于說明符號定時校正處理的流程圖；圖9是示出根據(jù)第二實(shí)施例的接收裝置的框圖；圖10是用于說明由于FFT時間窗ロ位置變化而引起的相對于載波號碼的相位偏移量的示圖；并且圖11是示出根據(jù)第三實(shí)施例的接收裝置的框圖。
具體實(shí)施例方式在詳細(xì)描述接收裝置和接收方法的實(shí)施例之前，將參考圖I、圖2、圖3和圖4說明根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置及其問題。圖I是示出根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置的示例的框圖，并且示出符合日本的地面數(shù)字廣播(ISDB-T :綜合服務(wù)數(shù)字廣播-地面)的接收裝置。如圖I中所示，根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置包括接收單元102、符號定時檢測單元103、FFT單元104、SP提取單元105、IFFT單元106、緩沖器單元107以及插值合成單元108。另外，接收裝置包括嘗試性判決單元109、FFT單元110、噪聲消除單元IlUICI消除単元112、ICI復(fù)本生成単元113、傳播路徑變動計(jì)算單元114、傳播路徑補(bǔ)償単元115、差錯校正解碼單元116以及解碼器117。接收單元102從通過天線101接收的高頻信號中選擇要接收的信道，并且經(jīng)由中間頻率執(zhí)行所選信道的高頻信號的A/D (模擬/數(shù)字)轉(zhuǎn)換并輸出數(shù)字信號yn(t)。從接收単元102輸出的數(shù)字信號yn(t)輸入到符號定時檢測單元103和FFT単元104中。也就是說，符號定時檢測單元103接收來自接收單元102的數(shù)字信號yn(t)和來自IFFT単元106 (下文描述)的時域信號hn(t)，并且通過檢測符號的頭部，來確定FFT時間窗ロ位置(傅立葉變換時間窗ロ位置)。這里，對符號的頭部的檢測使用了保護(hù)間隔的相關(guān)運(yùn)算，在保護(hù)間隔中拷貝并插入了符號的尾部部分的信息。通過這種方式，從主波的符號開始定時確定FFT時間窗ロ。注意，在接收開始時確定符號開始定時，并且在此之后，根據(jù)在IFFT単元106中生成的延遲分布特性(delay profile) (hn(t))來確定不生成符號間干擾的最優(yōu)FFT時間窗ロ位置。也就是說，根據(jù)在符號定時檢測單元103中檢測到的定時tn(符號定時檢測值)，F(xiàn)FT単元104通過FFT把接收信號轉(zhuǎn)換成頻域信號Yn (f)，并且輸出頻域信號Yn (f)。SP提取單元105從在FFT單元104中轉(zhuǎn)換來的頻域信號Yn (f)中提取例如SP (分散導(dǎo)頻)信號，其在ISDB-T中是與數(shù)據(jù)信號一起發(fā)送的已知信號。IFFT単元106通過IFFT (逆快速傅立葉變換)將SP信號轉(zhuǎn)換成表示延遲分布特性的時域信號hn(t)。

這個轉(zhuǎn)換來的時域信號hn(t)的幅度表示接收信號的幅值，從而最大的信號表示主波，并且大于一定水平的信號表示干擾波。這里，SP信號被轉(zhuǎn)換到時域中，從而干擾波可被確定為與主波成對比的領(lǐng)先波(preceding wave)和延遲波(delayed wave)。順便說一下，可能發(fā)生這樣的情況，S卩，由于從環(huán)境生成的噪聲，在延遲分布特性(時域信號hjthhMahhua)和hn_3a))中出現(xiàn)不是發(fā)送信號的信號。緩沖器単元107在一定的時間期間保存符號以減輕由于噪聲引起的延遲分布特性的準(zhǔn)確度的這個惡化。插值合成単元108通過求得算木平均來合成緩沖器単元107中保存的延遲分布特性hn(t)、Ut)、hn_2(t)和hn_3(t)，并且輸出通過算術(shù)平均方式合成的延遲分布特性h' n(t)。噪聲消除単元111從插值合成単元108接收延遲分布特性h' n(t)，并且基于ー定的閾值，確定等于或低于該閾值的信號為噪聲并且用零替換它們。通過這種方式，可以減輕噪聲的影響并且準(zhǔn)確地執(zhí)行傳播路徑估計(jì)。另外，經(jīng)歷了噪聲消除的延遲分布特性在FFT單元110中再次經(jīng)歷FFT并被轉(zhuǎn)換成頻域信號Hn (f)，并且傳播路徑估計(jì)值被獲得。順便說一下，例如，已知在移動期間的接收時產(chǎn)生的ICI會嚴(yán)重地惡化接收性能。ICI消除単元112基于從數(shù)據(jù)信號獲取的傳播路徑估計(jì)值估計(jì)ICI成分，并且通過減去ICI復(fù)本來消取每個載波的ICI。也就是說，嘗試性判決單元109接收來自FFT單元104的頻域信號Yn(f)和來自FFT単元110的頻域信號Hn(f)，并且輸出每個載波的硬判決值X' n(f)，該硬判決值V n(f)用于生成ICI復(fù)本吋。另外，傳播路徑變動計(jì)算單元114利用先前和隨后的符號的傳播路徑信息(Hn(f))來計(jì)算傳播路徑變動值\，而且ICI復(fù)本生成単元113根據(jù)硬判決值X' n(f)和傳播路徑變動值Vn生成ICI復(fù)本N' Ia。然后，ICI消除単元112根據(jù)從數(shù)據(jù)信號獲取的傳播路徑估計(jì)值估計(jì)ICI成分，并且通過減去ICI復(fù)本N' ICI來消除每個載波的ICI。也就是說，以Y' n(f) = Yn(f)-N/ ICI的形式求得從中消除了 ICI的頻域信號Y' n(f)，并且將其輸出到傳播路徑補(bǔ)償単元115。傳播路徑補(bǔ)償単元115執(zhí)行在ICI消除単元112中經(jīng)歷了 ICI消除的接收數(shù)據(jù)信號(V n(f))除以傳播路徑估計(jì)值的復(fù)數(shù)除法，并且這使得消除了傳播路徑的影響并且獲得了均衡的數(shù)據(jù)信號Xn (f)。
這個均衡的數(shù)據(jù)信號Xn(f)被提供給差錯校正解碼單元116，在其中執(zhí)行差錯校正和解碼處理，并且輸出TS(傳輸流)格式信號。然后，TS信號被輸入到解碼器117中，轉(zhuǎn)換為視頻/音頻信號并輸出。圖2A、圖2B、圖2C、圖2D和圖2E是示意性地示出插值合成的示圖，其中包括根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置中的FFT時間窗ロ位置的變化。這里，圖2A、圖2B、圖2C和圖2D示出了符號n至符號n-3,而且圖2E不出了符號n至符號n_3被合成。首先，如圖2A、圖2B和圖2C中所示，在符號n、n_l和n_2中，沒有領(lǐng)先波，并且提供了使FFT時間窗ロ位置與主波協(xié)調(diào)的延遲分布特性。另ー方面，如圖2D中所示，在符號n-3中，存在領(lǐng)先波pw。也就是說，符號n-3的領(lǐng)先波就例如FFT采樣的數(shù)目而言偏離了 K。因此，如圖2E中所示，當(dāng)具有不同F(xiàn)FT時間窗ロ位置的延遲分布特性在插值合成単元108中經(jīng)歷算木平均合成時，原本是同一信號的主波和延遲波被分開合成。然后，噪聲消除単元111使用例如一定的閾值A(chǔ)thO，通過用“0”(零)替換等于或 低于該閾值的路徑來消除包括干擾波的噪聲，并且使得準(zhǔn)確的傳播路徑估計(jì)成為可能。然而，如上所述，當(dāng)不同F(xiàn)FT時間窗ロ位置的延遲分布特性被合成時，例如，噪聲消除的準(zhǔn)確性在位置+K中惡化，并且傳播路徑估計(jì)的準(zhǔn)確性惡化，其中位置+K是FFT時間窗ロ位置的變化。在FFT采樣時間單位的ISDB-T的模式3的情況下，例如FFT時鐘是FFT采樣的數(shù)目/有效符號長度=8192/1008 = 8. 126984MHz，從而變化的時間是其倒數(shù)，即63/512 =0. 123047 u s 単位。圖3和圖4是用于說明在多徑環(huán)境下的FFT時間窗ロ控制的示圖，其中圖3示出了具有兩個波亦即主波和延遲波的情況，并且圖4示出了具有三個波亦即主波、延遲波和領(lǐng)先波的情況。首先，如圖3中所示，在存在主波和延遲波這兩個波的情況下，F(xiàn)FT時間窗ロ從Tnms持續(xù)到Tnme,其中Tnms是主波的符號n的開始定時，Tnme是主波的符號n的結(jié)束定時。另外，如圖4中所示，在存在主波、延遲波和領(lǐng)先波這三個波的情況下，F(xiàn)FT時間窗ロ從Tnps持續(xù)到Tnpe,其中Tnps是領(lǐng)先波的符號n的開始定時，Tnpe是領(lǐng)先波的符號n的結(jié)束定吋。通過這種方式，確定FFT時間窗ロ位置以使得在該FFT時間窗口中不存在不同符號號碼的數(shù)據(jù)，并且從而例如在存在多個路徑的情況下不產(chǎn)生符號間干擾。順便說一下，如參考圖I所說明的，在根據(jù)相關(guān)技術(shù)的接收裝置中，SP提取單元105在FFT単元104中的FFT之后從接收信號中提取作為已知信號的導(dǎo)頻(SP)信號。另外，IFFT單元106通過執(zhí)行逆傅立葉變換來計(jì)算延遲分布特性，噪聲消除單元111從此延遲分布特性中消除等于或低于閾值的干擾波，并且FFT単元110再次執(zhí)行FFT并計(jì)算傳播路徑估計(jì)值。這里，在相關(guān)技術(shù)的接收裝置中，為了抑制延遲分布特性上的由噪聲的生的信號以便提高傳播路徑估計(jì)值的準(zhǔn)確性，緩沖器単元107和插值合成単元108執(zhí)行算木平均合成。當(dāng)這發(fā)生時，如果FFT單元104中的初始階段中的FFT時間窗ロ位置移動，則要計(jì)算的延遲分布特性在時間方向上偏移，從而產(chǎn)生時間滯后。利用在時間方向上包括這種變化的延遲分布特性執(zhí)行算木平均合成導(dǎo)致干擾波計(jì)算的準(zhǔn)確性的降低和傳播路徑估計(jì)值的準(zhǔn)確性的惡化。也就是說，傳播路徑補(bǔ)償單元115變得不能充分執(zhí)行傳播路徑補(bǔ)償，這于是導(dǎo)致接收性能的降低。另外，為了去除ICI (載波間干擾)，設(shè)置了嘗試性判決單元109、傳播路徑變動計(jì)算單元114、ICI復(fù)本生成単元113和ICI消除単元112。也就是說，根據(jù)從數(shù)據(jù)信號獲取的傳播路徑估計(jì)值估計(jì)ICI成分，并且通過減去ICI復(fù)本，來消除每個載波的ICI。然而，在相關(guān)技術(shù)的接收裝置中，改變FFT時間窗ロ位置引起傳播路徑估計(jì)值的相位旋轉(zhuǎn)。也就是說，當(dāng)從變動的FFT時間窗ロ位置的傳播路徑估計(jì)值求得傳播路徑變動值時，傳播路徑變動值未被正確地計(jì)算，因此ICI消除的準(zhǔn)確性惡化。即，ICI消除單元112變得不能充分執(zhí)行ICI消除，這導(dǎo)致接收性能的降低?，F(xiàn)在，下面將參考附圖詳細(xì)描述接收裝置和接收方法的實(shí)施例。圖5是示出根據(jù)第一實(shí)施例的接收裝置的框圖，并且示出了符合日本的地面數(shù)字廣播(ISDB-T)的接收裝 置。通過比較圖5和先前描述的圖I清楚可見，此第一實(shí)施例的接收裝置向圖I中所不的相關(guān)技術(shù)的體系結(jié)構(gòu)添加了符號定時存儲器單兀118和第一符號定時校正單兀119。符號定時存儲器單元118將符號定時檢測單元103中檢測到的符號定時檢測值tn與符號號碼一起保存。注意，符號定時檢測單元103按FFT采樣時間單位檢測FFT時間窗ロ位置。也就是說，給定符號定時檢測位置的變化和多徑環(huán)境，F(xiàn)FT時間窗ロ位置的最優(yōu)位置按符號而變動，以盡可能地減小符號間干擾。因此，符號定時檢測單元103根據(jù)在IFFT單元106中生成的延遲分布特性hn(t)，對于姆個符號，按FFT米樣時間單位,確定最優(yōu)FFT時間窗ロ位置。符號定時存儲器單兀118針對相對于接收開始的差異值,對于姆個符號，將符號定時檢測值tn存儲在移位寄存器中。也就是說，經(jīng)歷算木平均合成的數(shù)個符號(例如四個符號)的符號定時檢測值tn被保存在符號定時存儲器單元118中。SP提取單元105從FFT單元104的輸出數(shù)據(jù)(Yn(f))中提取SP信號，并且IFFT單元106執(zhí)行例如8192點(diǎn)(這與FFT采樣的數(shù)目相同)的FFT。IFFT単元106的輸出被保存在緩沖器単元107中以用于算木平均合成。圖5示出了四個符號(延遲分布特性ん“入^セ入ヒ㈠⑴和hn_3(t))被保存在緩沖器単元107中的情況，但這絕不是限于這四個符號。第一符號定時校正單元119設(shè)在緩沖器單元107與插值合成單元108之間，并且在插值合成單兀108中的插值合成之前執(zhí)行符號定時校正。也就是說，保存在緩沖器単元107中的延遲分布特性(時域信號)hn(t)、tvJt)、hn_2(t)和hn_3(t)在第一符號定時校正単元119中經(jīng)歷校正處理，并且經(jīng)歷了該校正處理的延遲分布特性被輸出到插值合成單元108。圖6A、圖6B、圖6C、圖6D和圖6E是示意性地示出插值合成的示圖，其中包括根據(jù)本實(shí)施例的接收裝置中的FFT時間窗ロ位置的變化。這里，圖6A、圖6B、圖6C和圖6D示出了符號n至符號n-3,而且圖6E不出了符號n至符號n_3被合成。
如圖6A、圖6B和圖6C中所示，在符號n、n_l和n_2中，F(xiàn)FT時間窗ロ位置是“0”，并且如圖6D中所示，在符號n-3中，F(xiàn)FT時間窗ロ位置是“K”。然后，對于FFT時間窗ロ位置是“K”的符號n-3,例如,參考作為當(dāng)前時刻的符號的符號n，執(zhí)行對于變化的時間校正以調(diào)整到該符號n的FFT時間窗ロ位置“O”。也就是說，如圖6D中所示，基于延遲分布特性hn_3(t_K+K)，第一符號定時校正單元119將符號n-3的波形W12和W20在時間上更早的方向上移動K，并且將它們校正到波形Wll和W21的位置。通過這種方式，如圖6E中所示，插值合成単元108適當(dāng)?shù)貓?zhí)行延遲分布特性的算術(shù)平均合成，在同一定時合成了原本是同一信號的主波和延遲波。另外，噪聲消除単元111使用例如一定的閾值A(chǔ)thO，通過用“ 0”替換等于或低于該閾值的路徑來消除噪聲，而且FFT單元110再次執(zhí)行FFT并計(jì)算傳播路徑估計(jì)值。 然后，傳播路徑補(bǔ)償單元115能夠利用來自FFT單元110的傳播路徑估計(jì)值Hn(f)充分地執(zhí)行傳播路徑補(bǔ)償并且改善接收性能。也就是說，根據(jù)此第一實(shí)施例的接收裝置，F(xiàn)FT時間窗ロ位置信息(符號定時檢測值tn)和符號號碼被保存在符號定時存儲器單兀118中，并被輸出到第一符號定時校正單元 119。然后，令接收數(shù)據(jù)到傳播路徑補(bǔ)償単元115的輸入定時為當(dāng)前時刻的符號n，第一符號定時校正單兀119對于FFT時間窗ロ位置與符號n的不同的過去符號的延遲分布特性，執(zhí)行對變化的時間校正。通過這種方式，減輕了在插值合成単元108進(jìn)行算木平均合成之后延遲分布特性的惡化，從而傳播路徑補(bǔ)償單元115能夠充分地執(zhí)行傳播路徑補(bǔ)償并改善接收性能。圖7是示出符號定時存儲器單元中保存的符號定時的示例的示圖。這里，假定符號n-4至n-1的符號定時是“0”，并且符號n至n+3的符號定時是“K”。如圖7中所示，首先，例如，在時刻n (到此時刻為止接收到了直到符號n的符號)，符號n至符號n-3是合成區(qū)域(SAO),并且符號定時與符號n的不同的符號n-l、n_2和n_3經(jīng)歷校正。另外，例如，在時刻n+1 (到此時刻為止接收到了直到符號n+1的符號)，符號n+1至符號n-2是合成區(qū)域(SAl)，并且符號定時與符號n+1的不同的符號n_l和n_2經(jīng)歷校正。另外，例如，在時刻n+2(到此時刻為止接收到了直到符號n+2的符號)，符號n+2至符號n-1是合成區(qū)域(SA2)，并且符號定時與符號n+2的不同的符號n-1經(jīng)歷校正。注意，如前所述，要(通過算術(shù)平均合成來)合成的符號的數(shù)目不限于四個。圖8是用于說明符號定時校正處理的流程圖。首先，當(dāng)捕捉到接收信號時，在步驟STl中，F(xiàn)FT單元104執(zhí)行FFT (傅立葉變換)以將接收信號轉(zhuǎn)換成頻域信號Yn (f)，并且輸出頻域信號Yn (f)，并且步驟繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST2。在步驟ST2中，SP提取單元105提取SP信號，并且繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST3，IFFT單元106執(zhí)行IFFT (逆傅立葉變換)。另外，繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST4，緩沖器單元107保存延遲分布特性(例如hn(t)、U (t)、hn_2 (t)和hn_3 (t))，并且步驟繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST5。在步驟ST5中，判定是否存在符號定時變化，并且如果判定存在符號定時變化，則步驟繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST6，在步驟ST6中第一符號定時校正単元119執(zhí)行符號定時校正，然后步驟繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST7。注意，以上已經(jīng)描述了在第一符號定時校正単元119中對于變化的時間校正。另ー方面，在步驟ST5中，如果判定不存在符號定時變化，則步驟直接繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST7。在步驟SI7中，插值合成單元108生成經(jīng)歷了插值合成的延遲分布特性h' n(t)，并且步驟繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST8。在步驟ST8中，噪聲消除單元111消除噪聲，并且繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST9，F(xiàn)FT單元110再次執(zhí)行FFT并且生成傳播路徑估計(jì)值Hn(f)。然后，繼續(xù)前進(jìn)到步驟ST10，傳播路徑補(bǔ)償單元115利用來自FFT單元110的傳播路徑估計(jì)值Hn(f)來執(zhí)行傳播路徑補(bǔ)償。
如上所述，根據(jù)此第一實(shí)施例的接收裝置，即使當(dāng)初始階段中FFT時間窗ロ位置已移動時，也仍可以通過充分執(zhí)行傳播路徑補(bǔ)償來改善接收性能。也就是說，根據(jù)此第一實(shí)施例的接收裝置，減輕了當(dāng)FFT時間窗ロ位置變化時的性能惡化，并且穩(wěn)定的接收成為了可能。圖9是示出根據(jù)第二實(shí)施例的接收裝置的示例的框圖，并且與圖5 —祥，示出了符合ISDB-T的接收裝置。通過比較圖9和先前描述的圖I清楚可見，此第二實(shí)施例的接收裝置向圖I中所示的相關(guān)技術(shù)的接收裝置添加了符號定時存儲器單元118和第二符號定時校正單元120。與前述第一實(shí)施例類似，符號定時存儲器單元118將符號定時檢測單元103中檢測到的符號定時檢測值tn與符號號碼一起保存。然而，符號定時存儲器單元118保存經(jīng)歷了由傳播路徑變動計(jì)算單元114進(jìn)行的傳播路徑變動計(jì)算的符號(例如比符號n早ー個符號的符號n-1，或者早于和晚于符號n的符號n-1和n+1)的符號定時檢測值tn。第二符號定時校正單元120接收來自FFT單元110的傳播路徑估計(jì)值Hn(f)，校正在ICI消除之前計(jì)算的傳播路徑估計(jì)值的相位偏移的量，并且輸出具有經(jīng)校正量的相位偏移的傳播路徑估計(jì)值H' n(f)到傳播路徑變動計(jì)算單元114。這里，為了從OFDM信號的每個載波中消除ICI成分，每個載波的ICI成分被估計(jì)。這個估計(jì)的ICI成分(N' ICI)被稱為“ICI復(fù)本”并且是在ICI復(fù)本生成單元113中生成的。也就是說，傳播路徑變動計(jì)算単元114利用先前和隨后符號的傳播路徑信息(H' n(f))來計(jì)算傳播路徑變動值\，并且將傳播路徑變動值Vn輸出到ICI復(fù)本生成単元113。ICI復(fù)本生成單元113根據(jù)來自嘗試性判決單元109的硬判決值X' n(f)和傳播路徑變動值\生成ICI復(fù)本N' ICI,并且將ICI復(fù)本N' ICI輸出到ICI消除単元112。然后，ICI消除単元112基于從數(shù)據(jù)信號獲取的傳播路徑估計(jì)值估計(jì)ICI成分，并且通過減去ICI復(fù)本N' ICI來消除每個載波的ICI。也就是說，以Y' n(f) = Yn(f)-N/ ICI的形式求得從中消除了 ICI的頻域信號Y' n(f)，并且將其輸出到傳播路徑補(bǔ)償単元115。傳播路徑補(bǔ)償単元115執(zhí)行在ICI消除単元112中經(jīng)歷了 ICI消除的接收數(shù)據(jù)信號(V n(f))除以傳播路徑估計(jì)值的復(fù)數(shù)除法，并且這使得消除了傳播路徑的影響并且獲得了均衡的數(shù)據(jù)信號Xn (f)。這個均衡的數(shù)據(jù)信號Xn(f)被提供給差錯校正解碼單元116，在其中執(zhí)行差錯校正，并且輸出TS格式信號。然后，TS信號被輸入到解碼器117中，轉(zhuǎn)換為視頻/音頻信號并輸出。順便說一下，傳播路徑變動值Vn是利用例如先前和隨后的符號來計(jì)算的。假定接收數(shù)據(jù)(來自FFT單元110的傳播路徑估計(jì)值Hn (f))到傳播路徑補(bǔ)償單元115的輸入定時是當(dāng)前時刻的符號η。當(dāng)例如早一個符號的符號η-i的FFT時間窗口位置不同于符號η的FFT時間窗口位置時，第二符號定時校正單元120向Hlri (f)應(yīng)用傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量的校正。然后，傳播路徑變動計(jì)算單元114利用比與輸出數(shù)據(jù)Yn(f)相對應(yīng)的傳播路徑估計(jì)值Hn(f)早一個符號的符號的傳播路徑估計(jì)值Hlri (f)來計(jì)算與輸出數(shù)據(jù)Yn(f)相對應(yīng)的傳播路徑變動值。也就是說，令輸出數(shù)據(jù)的符號定時為符號n，對于符號η-i的傳播路徑估計(jì)值，針 對相對于符號η的FFT時間窗口位置的變化而校正相位偏移量。注意，關(guān)于計(jì)算傳播路徑變動值的方法，例如，可以使用早于和晚于符號η的符號，即符號η+1和n-Ι,并且在該情況下,第二符號定時校正單兀120對于符號η+1和η_1執(zhí)行傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量的校正。順便說一下，已知OFDM信號的一個符號中FFT時間窗口位置的變化引起的相位偏移量與頻率成比例，并且形成關(guān)于OFDM信號的中心載波頻率奇對稱的直線。也就是說，相位偏移量Λ Θ可由以下式(I)表示Δ Θ = -2 3iK(f-Fused/2)/N (I)因此，通過對每個載波的傳播路徑估計(jì)值執(zhí)行例如由以下式⑵表示的相位偏移量校正，正確地計(jì)算了傳播路徑信息并且ICI消除的準(zhǔn)確性提高了。H' (f) =H(f) · exp(j2JiK(f-Fused/2)/N) (2)以上式(I)和⑵中的參數(shù)如下N:FFT采樣的數(shù)目Fused:載波的總數(shù)f :載波號碼(O 彡 f < Fused)K :FFT時間窗口位置變化的量圖10是用于說明由FFT時間窗口位置變化引起的相位偏移量相對于載波號碼，以及用于說明由第二符號定時校正單元120執(zhí)行的對于傳播路徑估計(jì)值的符號定時的校正的示圖。在圖10中，水平軸表不載波號碼f,并且垂直軸表不相位偏移量Δ Θ。注意，圖10示出了在一個符號中的載波總數(shù)Fused是5617并且FFT窗口位置變化量K是O、I和2的情況下的相位偏移量Δ Θ。也就是說,如圖10中的粗虛線所示，當(dāng)K = O時,無論載波號碼f是多少,相位偏移量Δ Θ (孤度rad)都保持為零。另外，如圖10中的單點(diǎn)劃線所示，當(dāng)K = I時,隨著載波號碼f離中值(5617/2 = 2808. 5)越來越遠(yuǎn)，相位偏移量Λ Θ按第一斜率增大。類似地，如圖10中的長虛線的雙點(diǎn)劃線所示，當(dāng)K = 2時，隨著載波號碼f離中值(2808. 5)越來越遠(yuǎn)，相位偏移量△ Θ按第二斜率增大，第二斜率是第一斜率的兩倍的斜率。
這樣，例如，如在K= I和2時，即使存在相位偏移量Λ Θ，上述第二符號定時校正單元120也從FFT單元110接收傳播路徑估計(jì)值Hn(f)并且校正該相位偏移量Λ Θ。另外，傳播路徑變動計(jì)算單元114接收在第二符號定時校正單元120中經(jīng)歷了偏移量校正的傳播路徑估計(jì)值H' n(f)作為輸入并且計(jì)算傳播路徑變動值\，而且ICI復(fù)本生成單元113生成ICI復(fù)本N' ια并將ICI復(fù)本N' ια輸入到ICI消除單元112。另外，在ICI消除單元112中經(jīng)歷了 ICI消除的接收數(shù)據(jù)信號(V n(f))被輸入到傳播路徑補(bǔ)償單元115。如上所述，根據(jù)此第二實(shí)施例的接收裝置，即使在FFT時間窗口位置變化并且產(chǎn)生相位旋轉(zhuǎn)的情況下，仍可以正確地計(jì)算傳播路徑變動值1并提高ICI消除的準(zhǔn)確性。也就是說，根據(jù)此第二實(shí)施例的接收裝置，即使在FFT時間窗口位置易于變化的情形中也可以改善性能。
圖11是示出根據(jù)第三實(shí)施例的接收裝置的框圖。通過比較圖11和先前描述的圖5和圖9清楚可見，此第三實(shí)施例的接收裝置添加了第一實(shí)施例和第二實(shí)施例兩者的配置。也就是說，如圖11中所示，第三實(shí)施例的接收裝置向圖I中所示的相關(guān)技術(shù)的接收裝置添加了符號定時存儲器單元118、第一符號定時校正單元119和第二符號定時校正單元120。另外，此第三實(shí)施例的接收裝置既具有參考圖5、圖6、圖7和圖8所述的第一實(shí)施例的配置，又具有參考圖9和圖10描述的第二實(shí)施例的配置，因此能夠更好地改善接收性倉泛。因此，根據(jù)此第三實(shí)施例的接收裝置，即使當(dāng)初始階段中FFT時間窗口位置移動了時，也仍可以充分執(zhí)行傳播路徑補(bǔ)償，另外，即使在FFT時間窗口位置變化并且產(chǎn)生了相位旋轉(zhuǎn)的情況下，也可以提高ICI消除的準(zhǔn)確性。也就是說，根據(jù)此第三實(shí)施例的接收裝置，減輕了 FFT時間窗口位置變化時的性能惡化，并且穩(wěn)定的接收成為了可能，而且，即使在FFT時間窗口位置易于變化的情形(例如多徑環(huán)境)中，也可以改善接收性能。這里記載的所有示例和條件性語言都是用于教育目的的，以幫助理解本發(fā)明以及發(fā)明人為了推進(jìn)現(xiàn)有技術(shù)而貢獻(xiàn)的概念，并且應(yīng)被解釋為不限于這種具體記載的示例和條件，而且說明書中對這種示例的組織也不涉及對本發(fā)明的優(yōu)劣的例示。雖然已詳細(xì)描述了本發(fā)明的實(shí)施例，但應(yīng)當(dāng)理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可對其進(jìn)行各種變化、替換和更改。
權(quán)利要求
1.一種接收裝置，包括 符號定時檢測單元，被配置為從所接收的以符號為單位的發(fā)送信號檢測傅立葉變換開始位置； 傅立葉變換單元，被配置為利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換； 第一符號定時校正單元，被配置為計(jì)算并校正基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量；以及 插值合成單元，被配置為執(zhí)行與多個符號相對應(yīng)的多個延遲分布特性的插值合成，所述多個符號包括所述基準(zhǔn)符號和所述變化量被校正了的符號。
2.如權(quán)利要求I中所述的接收裝置，其中 對于所述多個符號之中的檢測到與所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置不同定時的傅立葉變換開始位置的符號，所述第一符號定時校正單元計(jì)算相對于所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置的變化量，并且執(zhí)行針對延遲分布特性的變化的時間校正。
3.如權(quán)利要求I或2中所述的接收裝置，所述接收裝置還包括 傳播路徑補(bǔ)償單元，被配置為根據(jù)經(jīng)歷了所述插值合成的延遲分布特性來對傳播路徑進(jìn)行補(bǔ)償。
4.如權(quán)利要求I或2中所述的接收裝置，所述接收裝置還包括 符號定時存儲器單元，被配置為按照經(jīng)歷所述插值合成的符號的數(shù)目，將所述多個符號的傅立葉變換開始位置與符號號碼一起保存。
5.如權(quán)利要求I或2中所述的接收裝置，所述接收裝置還包括 第二符號定時校正單元，被配置為計(jì)算所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量，并且校正傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量；以及 傳播路徑變動計(jì)算單元，被配置為利用經(jīng)校正的傳播路徑估計(jì)值來計(jì)算傳播路徑變動值。
6.一種接收裝置，包括 符號定時檢測單元，被配置為從所接收的以符號為單位的發(fā)送信號檢測傅立葉變換開始位置； 傅立葉變換單元，被配置為利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換； 第二符號定時校正單元，被配置為計(jì)算基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變動量，并且校正傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量；以及 傳播路徑變動計(jì)算單元，被配置為利用經(jīng)校正的傳播路徑估計(jì)值來計(jì)算傳播路徑變動值。
7.如權(quán)利要求6中所述的接收裝置，其中 對于所述多個符號之中的檢測到與所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置不同定時的傅立葉變換開始位置的符號，所述第二符號定時校正單元校正所述傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量。
8.如權(quán)利要求6或7中所述的接收裝置，所述接收裝置還包括 載波間干擾消除單元，被配置為根據(jù)計(jì)算出的傳播路徑變動值來消除載波間干擾。
9.如權(quán)利要求6或7中所述的接收裝置，所述接收裝置還包括 符號定時存儲器單元，被配置為按照經(jīng)歷插值合成的符號的數(shù)目，將所述多個符號的傅立葉變換開始位置與符號號碼一起保存。
10.一種接收方法，包括 從所接收的以符號為單位的發(fā)送信號檢測傅立葉變換開始位置； 利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換； 計(jì)算并校正基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量；以及 執(zhí)行與多個符號相對應(yīng)的多個延遲分布特性的插值合成，所述多個符號包括所述基準(zhǔn)符號和所述變化量被校正了的符號。
11.如權(quán)利要求10中所述的接收方法，其中 對于所述多個符號之中的檢測到與所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置不同定時的傅立葉變換開始位置的符號，計(jì)算相對于所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置的變化量，并且執(zhí)行針對延遲分布特性的變化的時間校正。
12.如權(quán)利要求10或11中所述的接收方法，其中 計(jì)算所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量，并且校正傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量，并且 所述接收方法還包括利用經(jīng)校正的傳播路徑估計(jì)值來計(jì)算傳播路徑變動值。
13.一種接收方法，包括 從所接收的以符號為單位的發(fā)送信號檢測傅立葉變換開始位置； 利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換； 計(jì)算基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量，并且校正傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量；以及 利用經(jīng)校正的傳播路徑估計(jì)值來計(jì)算傳播路徑變動值。
14.如權(quán)利要求13中所述的接收方法，其中 對于所述多個符號之中的檢測到與所述基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置不同定時的傅立葉變換開始位置的符號，校正所述傳播路徑估計(jì)值的相位偏移量。
15.如權(quán)利要求13或14中所述的接收方法，所述接收方法還包括 根據(jù)計(jì)算出的傳播路徑變動值來消除載波間干擾。
全文摘要
本發(fā)明公開了接收裝置和接收方法。接收裝置包括符號定時檢測單元、傅立葉變換單元、第一符號定時校正單元以及插值合成單元。符號定時檢測單元被配置為從所接收的以符號為單位的發(fā)送信號檢測傅立葉變換開始位置，傅立葉變換單元被配置為利用檢測到的傅立葉變換開始位置執(zhí)行傅立葉變換。第一符號定時校正單元被配置為計(jì)算并校正基準(zhǔn)符號的傅立葉變換開始位置與檢測到的傅立葉變換開始位置之間的變化量，并且插值合成單元被配置為執(zhí)行與多個符號相對應(yīng)的多個延遲分布特性的插值合成，多個符號包括基準(zhǔn)符號和變化量被校正了的符號。
文檔編號H04L27/26GK102811193SQ20121009876
公開日2012年12月5日 申請日期2012年3月31日 優(yōu)先權(quán)日2011年5月30日
發(fā)明者高木裕朗, 足立直人, 梅田雅敬 申請人:富士通株式會社, 富士通半導(dǎo)體股份有限公司