通信方法和接收設(shè)備的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及通信方法和接收設(shè)備，該電子設(shè)備：將從所接收的高頻信號獲得的基帶信號數(shù)字化；指定包括在經(jīng)數(shù)字化的基帶信號中的前導(dǎo)的位置；計算所述前導(dǎo)的平方；根據(jù)由所述前導(dǎo)的平方獲得的值指定峰；使用所述峰的位置作為快速傅里葉變換（FFT）窗口的起點對基帶信號執(zhí)行快速傅里葉變換（FFT）；從已經(jīng)進行了FFT的基帶信號提取不同頻率成分的相位，以進行相位測量；獲得多個相位的相位差；并利用相位差和相位基準(zhǔn)獲得相位校正值。
【專利說明】通信方法和接收設(shè)備
[0001]相關(guān)申請的交叉引用
[0002]本申請要求受益于2012年11月16日遞交的美國臨時專利申請N0.61/727，382的更早的申請日，通過引用將其全部內(nèi)容結(jié)合在這里。
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0003]本發(fā)明涉及用于無線傳輸已經(jīng)按照OFDM (正交頻分復(fù)用)方法調(diào)制的信號的通信方法以及采用該通信方法的接收設(shè)備。
【背景技術(shù)】
[0004]迄今為止，采用使用OFDM的調(diào)制方法(諸如LTE (長期演進)或WiMAX (全球微波互聯(lián)接入))的高速通信已經(jīng)可以實際使用了。OFDM擁有保護區(qū)間，因此它具有特別地解決頻率選擇多路徑的能力并且在與其他的調(diào)制方法進行比較時更容易實施MMO(多道輸入與多道輸出)的能力。特別地，因為信號處理過程可以使用FFT (快速傅立葉變換)在頻域里很容易地執(zhí)行，所以可以容易執(zhí)行對復(fù)雜通道矩陣和信號分離的評估。因此，作為一種應(yīng)用技術(shù)，這種利用同一頻率來實現(xiàn)單一基站與多個終端之間通信的多用戶MMO(MU-MMO)的技術(shù)已經(jīng)被討論過了。
[0005]MMO技術(shù)通常用于從基站起的通信，S卩，被用于下行鏈路。然而，也已經(jīng)討論了在未來將MMO用于從移動終端起的發(fā)射(上行鏈路)。MIMO通過從不同天線并行發(fā)射不同信號來實現(xiàn)高速通信。然而，這里假設(shè)了所有的信號間不會發(fā)生延遲并且所有信號在時間方面與其他信號精確同步。這種同步是通過在基站中高精度實施硬件設(shè)備來實現(xiàn)的。然而，當(dāng)移動終端進行信號的MMO發(fā)射時，這種在時間方面對于終端中的各個發(fā)射通道的精確同步是不易實現(xiàn)的。在移動終端中，由于尺寸與電量消耗的限制無法采用高精度的同步技術(shù)。進一步，在MU-MMO中，來自多個終端的發(fā)射的相對延遲使得MMO發(fā)射變得困難。
[0006]在以O(shè)FDM接收的情況中，F(xiàn)FT幀應(yīng)能被可靠地檢測出來。關(guān)于這種幀檢測失敗的情況將會被討論。當(dāng)在幀的起點之前執(zhí)行FFT時，如果幀的原始起點是在保護區(qū)間內(nèi)，那么在FFT之后子載波的正交性會被保留下來。然而，在這個情況中，保護區(qū)間的長度受到了損害，并且也沒有實現(xiàn)所期望多徑的避免。另一方面，如果FFT的開始正時落后于幀的初始起點，碼間的干擾會發(fā)生在信號流的結(jié)尾部分，并且子載波的正交性也不能被保留下來。
[0007]因此，一種具有創(chuàng)新性的同步獲取方法被應(yīng)用到接收器中。圖1是接收裝置10的圖，該裝置利用了使用OFDM的調(diào)制方法并且執(zhí)行MMO發(fā)射。
[0008]圖1中的接收裝置10具有兩個接收路徑#0和#1。接收路徑#0具有高頻率單元(在下文中稱作“RF單元”)12a，它與天線Ila相連。被RF單元12a接收到的信號被模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器13a轉(zhuǎn)換成為數(shù)字數(shù)據(jù)。由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器13a轉(zhuǎn)換過的數(shù)據(jù)被通過匹配濾波器14a提供給相關(guān)探測器15 (correlation detector)相連。匹配濾波器14a檢測前導(dǎo)信息。相關(guān)探測器15利用自相關(guān)或者交叉相關(guān)技術(shù)來檢測FFT幀的頭位置(同步點)。按照由相關(guān)探測器15檢測出的FFT幀的頭位置，保護區(qū)間移除單元16a把保護區(qū)間從所接收的FFT幀中移除。
[0009]被保護區(qū)間移除單元16a移除了保護區(qū)間的數(shù)據(jù)被提供給FFT單元17a，該FFT單元17a提取出被調(diào)制到子載波中的數(shù)據(jù)并把從路徑#0提取出的接收數(shù)據(jù)提供給接收數(shù)據(jù)處理器18。
[0010]接收路徑#1和接收路徑#0具有相同的結(jié)構(gòu)。具體地，由與天線Ilb相連的RF單元12b接收到的信號被按以下順序提供給模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器13b、匹配濾波器14b、相關(guān)探測器15、保護區(qū)間移除單元16b和FFT單元17b，并且路徑#1的接收數(shù)據(jù)被提供給接收數(shù)據(jù)處理器18。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0011]如圖1所示，在MMO接收裝置中，自相關(guān)或者交叉相關(guān)的計算是由相關(guān)檢測器15通過收集接收分支的信號來實施的。這一過程的實施假設(shè)從發(fā)射側(cè)的多個天線提供的信號的正時和頻率都精確地彼此重合。
[0012]然而,可以預(yù)期，當(dāng)從發(fā)射側(cè)起在上行鏈路上執(zhí)行MMO發(fā)射時，從發(fā)射側(cè)的多個天線提供的信號的正時和頻率的精確性沒有保持。具體地，在移動終端執(zhí)行MMO發(fā)射的情況中，從包含在移動終端中的發(fā)射數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)的輸出發(fā)射信號當(dāng)它們到達天線信道時可能會出現(xiàn)不同延遲，并且天線之間的同步也沒有實現(xiàn)。這些不同延遲的要素的示例包括:功率放大器的群延遲的不同，發(fā)射帶通濾波器的群延遲的不同以及各種陷波濾波器和匹配電路的群延遲的不同。
[0013]例如，在功率放大器的情況中，不同的群延遲是根據(jù)包括在放大器中的有源元件來獲得的。進一步，即使在功率放大器具有相同的構(gòu)造的情況中，不同的群延遲也根據(jù)溫度和施加的電壓而產(chǎn)生的。在兩個天線間，群延遲之間的差異是幾個納秒。
[0014]發(fā)射帶寬濾波器中的群延遲大概是10納秒，可以主要取決于通頻帶和環(huán)境溫度。
[0015]各種陷波濾波器的性能主要取決于所使用的部件的性能。根據(jù)不同路徑的各自的情況來作出是否提供各種陷波濾波器以抑制與其他波段的預(yù)干擾成分的判斷。在考慮元件的特性的情況下提供匹配電路，以滿足不同元件特性。匹配電路的結(jié)構(gòu)和元件數(shù)量不是固定的，并且兩個路徑的匹配電路在很多情況下需要具有不同的結(jié)構(gòu)。在這種情況中，如果延遲量被預(yù)先獲得，那么可以進行位相的校正來進行恢復(fù)。然而，通常，不同的移動終端具有不同的延遲量并且每種延遲量根據(jù)溫度或隨著使用年限改變，因此很難估計出延遲量。進一步講，根據(jù)移動終端所處的周圍環(huán)境，兩個不同發(fā)射路徑之間會出現(xiàn)相對延遲。在這里的術(shù)語“周圍環(huán)境”例如表示具有移動終端的人體所造成的影響。
[0016]當(dāng)執(zhí)行2X2的MIMO接收時，在從基站觀看移動終端的兩個天線時，這兩個天線之間的發(fā)射延遲的差異可以忽略。然而，可能要求具有極相似的發(fā)射距離的多路徑，并且可以產(chǎn)生多路徑的的相對延遲。
[0017]因此，應(yīng)當(dāng)假設(shè)最大約20納秒的相對延遲，并且這個值要比在LTE情況中中快速傅里葉變換(FFT)的時間更短，因為執(zhí)行FFT的單位時間長度大約為32納秒?，F(xiàn)在將會描述時間探測。
[0018]圖2是示出了在LTE中使用的Zadoff-chu系統(tǒng)(其為一種CAZAC系統(tǒng):恒定振幅零自相關(guān))的自相關(guān)的平方的特性。在圖2中，橫坐標(biāo)軸代表IFFT (快速傅里葉逆變換)的單位時間。例如，當(dāng)IFFT尺寸為1000時，數(shù)字I至1000被顯示出來。在本說明書中，代表IFFT尺寸的單位時間被稱為“IFFT片段(chip)” (或者簡稱為“片段”)。
[0019]在圖2中，在橫坐標(biāo)軸中心的正時O對應(yīng)于自相關(guān)平方完全沒有發(fā)生移動的狀態(tài)。在圖2中，在自相關(guān)平方完全沒有發(fā)生移動的狀態(tài)下接收信號的振幅被確定為OdB。移動的變化代表接收信號衰減的狀態(tài)。
[0020]如圖2所示，當(dāng)獲得自相關(guān)平方并且IFFT的時間單位移動一個(移動一個IFFT片段)時，接收信號衰減大約4dB。進一步，當(dāng)時間單位移動兩個片段時，接收信號衰減約20dB或者更多。相應(yīng)地，當(dāng)時間單位移動一個片段或者更多時，衰減量是很大的，并且IFFT片段可以被高精度地指定。
[0021]圖3A至圖3D顯示出了當(dāng)利用自相關(guān)平方時指定接收信號的FFT幀。
[0022]圖3A至圖3C表示了接收流的圖像，這些接收流已經(jīng)進行了 IFFT。流中的編號代表IFFT片段的編號。
[0023]圖3A中的流#0和圖3B中的流#1基本上同時到達接收端，并且相對延遲δ在一個片段內(nèi)。相對延遲的差異并未被接收端指定。圖3C中的流#2由于多路徑而被延遲了，并且兩個發(fā)射天線中發(fā)射流#2的那一個沒有被指定出來。流#2被延遲了 3個IFFT片段，并且流#2的頭部與流#0的一個IFFT片段的頭部碰巧重合了。
[0024]圖3D顯示了在這些信號被接收并且使用前導(dǎo)的自相關(guān)檢測FFT幀的情況下相關(guān)器的輸出結(jié)果。因為相關(guān)計算是以IFFT片段為單位進行的，所以在一個片段內(nèi)的時間移動是無法被可靠地檢測出來的。圖3D中，時間點t0是有一定寬度的，在時間點t0時，流#0和流#1將被檢測并且此時相關(guān)器的輸出的值是高的。
[0025]接收器無法指定這種相對延遲的因素。這一寬度會使同步獲取的精確度劣化。對于流#2，頭部可以在時間點tl通過相關(guān)器的輸出被可靠的檢測出來。
[0026]為了校正這種相對延遲，日本未經(jīng)審查的專利申請公報N0.2006-295629描述了一種通過檢測例如RF載波的相位差來消除相對延遲的方法其。進一步，日本未經(jīng)審查的專利申請公報N0.2012-503429描述了一種在MU-MMO中使用前導(dǎo)的初始同步來校正相對延遲的方法。然而，期待更可靠地校正相對延遲。
[0027]進一步，通道估計也是一個需要解決的問題。
[0028]在MMO中，信道是由矩陣的行列式(今后簡稱為“H矩陣”)所表示的。H矩陣被利用包括在發(fā)射信號中的導(dǎo)頻信號估計，并且該信號被分離出來。因此，這就會引發(fā)問題:當(dāng)發(fā)射信號的FFT幀由于相對延遲而相互發(fā)生移動時，如果FFT幀被固定到某一點，那么導(dǎo)頻信號不能被可靠地解調(diào)。導(dǎo)頻信號被布置為使得OFDM的頻率和時間幀在多發(fā)射信道中不能相互重疊。因此，如果包含導(dǎo)頻信號的FFT幀由特定方法所指定，那么導(dǎo)頻信號可以被可靠地獲得。
[0029]具體地，在如圖4A所示的在接收路徑#0和如圖4B所示接收路徑#1中，包含著導(dǎo)頻信號的FFT幀被排列于不同的正時。在本文中，“GI”代表保護區(qū)間。在本例中，當(dāng)信號從位于發(fā)射側(cè)的兩個接收路徑#0和#1發(fā)射時，相對延遲大約為4納秒。進一步，在接收路徑#0中，其中發(fā)射導(dǎo)頻信號的周期a被檢測并且與該正時同步地執(zhí)行解調(diào)。相似地，在接收路徑#1中，其中發(fā)射導(dǎo)頻信號的周期b被檢測并且與該正時同步地執(zhí)行解調(diào)。在本例中的發(fā)射信號是由QPSK (正交相移鍵控)調(diào)制的。[0030]當(dāng)如圖4A和圖4B所示的接收過程進行時，MMO通道被表示成為矩陣的形式，如圖5左下部分所示。在路徑#0中，“h00”和“hOl”被估計，在路徑#1中，“hlO”和“hll”被估計。在這里，兩個路徑之間的時間延遲不會反映在接收導(dǎo)頻信號上，因為執(zhí)行了幀同步。現(xiàn)在執(zhí)行數(shù)據(jù)接收，并且數(shù)據(jù)在兩個路徑中關(guān)于時間同時地發(fā)射。通過利用之前獲得的H矩陣的逆矩陣進行兩個路徑的分離，來解調(diào)該數(shù)據(jù)。這里，如圖4A-圖4B所示，由于兩條路徑之間的延遲S被包含在了兩條路徑的接收數(shù)據(jù)中，所以在考慮相位移動的情況下執(zhí)行解調(diào)，并且因此信號的分離沒有可靠地進行。具體地，考慮到延遲δ的信號分離是使用并沒有考慮延遲δ的H矩陣來執(zhí)行的。
[0031]圖6Α和B中給出關(guān)于接收和解調(diào)結(jié)果的例子。圖6Α顯示的是理想的接收狀態(tài)的情況。在這個理想狀態(tài)下，接收符號被固定在四個位置。另一方面，當(dāng)執(zhí)行考慮延遲S的信號分離時，接收符號的位置就不是像圖6Β —樣固定了，并且解調(diào)失敗。
[0032]另外，通過預(yù)編碼進行優(yōu)化是進一步需要解決的問題。在預(yù)編碼中，MIMO的通信路徑的容量在很多情況下被確定為最大值。在一個閉合回路中，發(fā)射側(cè)被乘以波束形成矩陣，接收側(cè)被乘以波形形成矩陣。在這個閉合回路中，使用了被叫做CDD (循環(huán)延遲分集)的方法，并且采用了通過進行特定相位旋轉(zhuǎn)來保證通信路徑容量的方法。在這兩種方法中，發(fā)射信號流的相位受到控制。然而，當(dāng)上面討論過的相對延遲產(chǎn)生時，H矩陣會出現(xiàn)相位旋轉(zhuǎn)，因此H矩陣中出現(xiàn)相位旋轉(zhuǎn)的信息也應(yīng)當(dāng)被考慮。
[0033]如果相對延遲(δ )被檢測出來，這些問題就解決了。具體來說，當(dāng)相對延遲(δ )被加入到H矩陣的估計中時，通道估計可以可靠地進行。進一步，可靠的預(yù)編碼可以進行。
[0034]本發(fā)明人認識到了當(dāng)MMO通信進行時，對于相對延遲檢測的必要性。
[0035]根據(jù)示例性實施例，本公開涉及電子器件，其:數(shù)字化從所接收到的高頻信號獲得的基帶信號；指定包含在經(jīng)數(shù)字化的信號中前導(dǎo)的位置；計算前導(dǎo)的平方；根據(jù)由前導(dǎo)的平方獲得的數(shù)值指定峰；使用峰的位置作為快速傅里葉變換(FFT)窗口的起點對基帶信號進行快速傅里葉變換；從已經(jīng)進行了 FFT的基帶信號提取多個頻率成分的相位，以進行相位測量；獲得多個相位的相位差；以及利用相位差和基準(zhǔn)相位獲得接收信號的相位校正值。
[0036]根據(jù)本公開，可以檢測在MMO中的多個發(fā)射流之間產(chǎn)生的、一個IFFT片段內(nèi)的相對延遲。這是相當(dāng)有效的。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0037]圖1顯示出了傳統(tǒng)MMO接收裝置的框圖。
[0038]圖2顯示出了接收信號的自相關(guān)平方的特性的圖。
[0039]圖3Α-圖3D顯示出了 MMO的發(fā)射狀態(tài)。
[0040]圖4Α-圖4Β顯示了兩個接收路徑的信號的延遲產(chǎn)生狀態(tài)。
[0041]圖5是示出了 MMO的通道估計的圖。
[0042]圖6Α和圖6Β顯示了當(dāng)在信道中產(chǎn)生發(fā)射延遲時，MIMO的接收狀態(tài)。
[0043]圖7是顯示了本公開的第一實施例的概述圖的框圖。
[0044]圖8是顯示了根據(jù)本公開的第一實施例的接收裝置的的構(gòu)造的框圖。
[0045]圖9是顯示了根據(jù)本公開第一實施例的的同步獲取過程的流程圖。[0046]圖10是顯示了根據(jù)本公開第一實施例的的數(shù)據(jù)解調(diào)過程的流程圖。
[0047]圖11是顯示了根據(jù)本公開第一實施例的信號分配的圖。
[0048]圖12是顯示了根據(jù)本公開第一實施例的的相位校正值與相對延遲之間的關(guān)系的圖。
[0049]圖13是顯示了根據(jù)本公開第二實施例的接收裝置的構(gòu)造的框圖。
[0050]圖14是顯示了根據(jù)本公開第二實施例的由接收裝置實施的同步獲取過程的流程圖。
[0051]圖15是顯示了根據(jù)本公開第二實施例的信號分配的圖。
[0052]圖16是圖顯示了根據(jù)本公開第二實施例的相位校正值與相對延遲之間的關(guān)系的圖。
【具體實施方式】
[0053]下面參考附圖7到圖15按照以下順序描述本公開的實施例。
[0054]1.第一實施例
[0055]1-1.第一實施例的概述(圖7)
[0056]1-2.第一實施例的接收裝置的構(gòu)造的示例(圖8)
[0057]1-3.第一實施例的接收裝置的操作(圖9和10)
[0058]1-4.信號分配的示例(圖11)
[0059]1-5.利用相位校正值進行相對延遲校正的示例(圖12)
[0060]2.第二實施例
[0061]2-1.第二實施例的接收裝置的構(gòu)造的示例(圖13)
[0062]2-2.第二實施例的接收裝置的操作(圖14)
[0063]2-3.信號分配的示例(圖15)
[0064]2-4.利用相位校正值進行相對延遲校正的示例(圖16)
[0065]3.調(diào)整例
[0066]〈1.第一實施例>
[0067][1-1.第一實施例的概述]
[0068]圖7是示出了第一實施例的概述的圖
[0069]圖7的示例示出了從發(fā)射裝置100發(fā)射的信號被接收裝置200接收的情況。發(fā)射裝置100是終端設(shè)備，諸如移動電話終端設(shè)備。接收裝置200是與終端設(shè)備進行通信的基站。圖7的示例示出了 2X2MM0的情況。
[0070]發(fā)射裝置100中包括IFFT單元IOla和101b，這兩個單元執(zhí)行快速傅里葉逆變換。
[0071]在同步獲取時，用于同步獲取的信號被分配給三個具體的頻率成分ref_F0、ref_Fl、和base_F2，它們將要進行由IFFT單元IOla和IOlb實施的快速傅里葉逆變換。用于同步獲取的信號分配是在包含在發(fā)射裝置100中的通訊控制器的控制下進行的。
[0072]在這個實施例中，當(dāng)同步獲取進行時，用于同步獲取的信號被分配給在圖7中要被提供給IFFT單元IOla和IOlb的多個頻率成分之中由黑色圓點標(biāo)記出來的那些頻率成分。
[0073]具體地，在第一發(fā)射路徑中的IFFT單元IOla中，作為用于同步獲取的信號的數(shù)據(jù)“I”被提供給兩個頻率成分ref_FO和ref_Fl，并且數(shù)據(jù)“O”被提供給頻率成分base_F2。
[0074]進一步，在第二發(fā)射路徑中的IFFT單元IOlb中，作為用于同步獲取的信號的數(shù)據(jù)“ I ”被提供給頻率成分base_F2，并且數(shù)據(jù)“O”
[0075]被提供給其余兩個頻率成分ref_F0和ref_Fl。
[0076]注意,用于三個頻率成分ref_F0、ref_Fl和base_F2的間隙是在用于一個發(fā)射中貞的時間/頻率柵格中按頻率方向連續(xù)排列的。進一步，三個頻率成分使用就時間方面來看相同的未被使用的間隙，作為被分配前導(dǎo)的間隙。用于一個發(fā)射幀的時隙/頻隙的使用狀態(tài)的示例將在下面詳細說明(圖11)。
[0077]這三個不同頻率成分被用作為用于同步獲取的信號，使得當(dāng)接收裝置進行快速傅里葉變換時如果多路徑延遲在保護區(qū)間內(nèi)時，保持了頻率成分間的正交性并且避免了干擾。
[0078]已經(jīng)接受了由IFFT單元IOla和IOlb執(zhí)行的快速傅里葉逆變換的信號被提供給保護區(qū)間添加單元102a和102b，保護區(qū)間添加單元添加保護區(qū)間。保護區(qū)間添加單元102a和102b進行并行/串行的轉(zhuǎn)換，以將IFFT單元IOla和IOlb的輸出轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)。
[0079]從保護區(qū)間添加單元102a和102b輸出的發(fā)射信號被分別通過數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器103a和103b提供給RF單元104a和104b。RF單元104a和104b對發(fā)射信號進行頻率轉(zhuǎn)換，以得到預(yù)定發(fā)射頻率。然后路徑#0和#1的發(fā)射信號被與RF單元104a和104b連接的天線105a和105b無線第發(fā)射。
[0080]從發(fā)射裝置100輸出的兩個發(fā)射信號在這兩個信號由于通道矩陣(H矩陣)而干涉(變形)的狀態(tài)下發(fā)射經(jīng)過空間并到達接收裝置200。
[0081]接收裝置200包括兩個天線201a和201b。天線201a和201b的接收信號被提供給RF單元202a和202b，并且具有預(yù)定發(fā)射頻率的信號受到頻率轉(zhuǎn)換，從而獲得基帶信號。從RF單元202a和202b獲得的基帶信號被提供給了模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器203a和203b，它們
把基帶信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。
[0082]從第一接收系統(tǒng)的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器203a輸出的接收信號被提供給同步單元210。同步單元210執(zhí)行檢測兩個路徑#0和#1的接收信號的延遲信息的處理。同步單元210執(zhí)行同步獲取過程，以及對于已經(jīng)進行了由FFT單元205a實施的快速傅里葉變換的信號執(zhí)行的處理，這一處理將在后面敘述。兩個接收系統(tǒng)中只有一個接收系統(tǒng)包括同步單元210。進一步，當(dāng)同步獲取過程執(zhí)行時使用同步單元210，并且當(dāng)執(zhí)行數(shù)據(jù)解調(diào)過程時，輸入到同步單元210中的信號被簡單地輸出。同步單元210的構(gòu)造將在后面敘述(圖8)。
[0083]從同步單元210輸出的接收信號被提供給了保護區(qū)間移除單元204a。進一步，從第二接收系統(tǒng)的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器203a輸出的接收信號被提供給保護區(qū)間移除單元204b。其保護區(qū)間已由各個接收系統(tǒng)的保護區(qū)間移除單元204a和204b移除的接收信號被分別提供給FFT單元205a和205b。注意，保護區(qū)間移除單元204a和204b執(zhí)行串行/并行的轉(zhuǎn)換，以將FFT單元205a和205b的輸出轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)，這些被轉(zhuǎn)換過的數(shù)據(jù)被提供給FFT單元205a和205b ο
[0084]FFT單元205a和205b執(zhí)行快速傅里葉變換。已經(jīng)進行了由FFT單元205a和205b所執(zhí)行的快速傅里葉變換的信號被提取成為接收信號。在同步獲取時，已經(jīng)進行了由FFT單元205a實施的快速傅里葉變換的頻率成分之中的三個具體頻率成分ref_F0、ref_Fl和base_F2被用于同步獲取過程。在同步獲取時，從FFT單元205a輸出的信號被提供給同步單元210，同步單元210實施同步獲取過程。
[0085]在圖7中，在FFT單元205a和205b之后的接收過程的構(gòu)造被省略了。
[0086][1-2，第一實施例的接收裝置的構(gòu)造的示例]
[0087]圖8是示出了接收裝置200的結(jié)構(gòu)的圖。只有與同步獲取有關(guān)的構(gòu)造被顯示在圖8中了。
[0088]從接收裝置200的第一接收路徑的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器203a輸出的數(shù)字信號被提供給同步單元210。被提供給同步單元210的接收信號被提供給匹配濾波器211。匹配濾波器211規(guī)定包含在接收信號中的前導(dǎo)的位置。匹配濾波器211的輸出被提供給平方計算單元212，平方計算單元212進行自相關(guān)平方的計算。平方計算單元212的輸出被提供給了相關(guān)峰指定單元213。相關(guān)峰指定單元213指定自相關(guān)平方的值的峰位置。
[0089]然后相關(guān)峰指定單元213的輸出被通過選擇單元219提供給保護區(qū)間移除單元204a。保護區(qū)間移除單元204a移除保護區(qū)間并且對信號實施并行轉(zhuǎn)換，并且經(jīng)轉(zhuǎn)換的信號被提供給FFT單元205a。
[0090]已經(jīng)進行了由FFT單元205a執(zhí)行的快速傅里葉變換的數(shù)據(jù)被提供給相位探測器
214。相位探測器214探測三個具體頻率成分ref_F0、ref_Fl和base_F2的相位。關(guān)于由相位探測器214探測到的相位的信息被提供給相位差探測器215。相位差探測器215探測三個頻率成分的頻率之間的差異。
[0091]關(guān)于由相位差探測器215探測出的三個頻率成分的相位之間的差異的信息被提供給校正相位探測器216。校正相位探測器216使用預(yù)先儲存在相位基準(zhǔn)產(chǎn)生單元217中的基準(zhǔn)相位和由相位差探測器215所探測的相位差來獲得受到校正的相位。由校正相位探測器216計算的受到校正的相位的值被提供給延遲信息數(shù)據(jù)確定單元218，該單元確定用于實施接收信號的同步獲取的延遲信息。關(guān)于由延遲數(shù)據(jù)確定單元218執(zhí)行延遲信息的確定所需的條件將在下面進行描述。
[0092]延遲信息被提供給通信控制器209。在執(zhí)行數(shù)據(jù)解調(diào)時，通信控制器209根據(jù)所提供的延遲信息來確定兩個接收路徑間的延遲。然后，當(dāng)保護區(qū)間移除單元204a和204b在各自的接收路徑中移除保護區(qū)間時，或者當(dāng)FFT單元205a和205b執(zhí)行快速傅里葉變換時，通信控制器209設(shè)置FFT窗口的起點。
[0093][1-3第一實施例的接收裝置的操作]
[0094]接下來，參考圖9和圖10的流程圖，將會描述由接收裝置200執(zhí)行的同步獲取過程和數(shù)據(jù)解調(diào)過程。注意，在此例中，發(fā)射裝置100將用于同步獲取的信號分配給在一個發(fā)射幀中的第六時隙，并且接收裝置200的同步單元210從第六時隙中探測用于同步獲取的信號。前導(dǎo)被分配到第六時隙。
[0095]圖9是顯示了由接收裝置200實施的同步獲取過程的流程圖。
[0096]首先，通信控制器209激活第一接收路徑#0的同步單元210 (在步驟Sll中)。然后，匹配濾波器211獲取被分配到第六時隙的前導(dǎo)(在步驟S12中)。當(dāng)匹配濾波器211獲取前導(dǎo)時，相關(guān)峰值指定單元213探測前導(dǎo)的相關(guān)峰并指定FFT窗的起點(在步驟S13中)。注意，這里探測到的起點可能在時間方面存在錯誤，就如同例如在圖3D中t0時刻所顯示的。
[0097]接下來，在當(dāng)相關(guān)峰值指定單元213執(zhí)行探測時的正時，保護區(qū)間移除單元204a移除保護區(qū)間(在步驟S14中)。FFT單元205a對其中保護區(qū)間已經(jīng)被移除的第六時隙的信號執(zhí)行快速傅里葉變換(在步驟S15中)。
[0098]已經(jīng)進行了快速傅里葉變換的信號被提供給相位探測器214，其探測三個頻率成分ref_F0、ref_Fl和base_F2的相位(在步驟S16中)。根據(jù)關(guān)于由相位差探測器215所探測到的相位的信息，延遲信息數(shù)據(jù)確定單元218確定與頻率成分base_F2的相對延遲相對應(yīng)的相位差(在步驟S17中)。
[0099]當(dāng)相位差被在步驟17中確定時，使用一下方程⑴和⑵。
[0100]方程(I)
[0101]
【權(quán)利要求】
1.一種電子設(shè)備,包括 電路，其被構(gòu)造為: 將從所接收的高頻信號獲得的基帶信號數(shù)字化； 指定包括在經(jīng)數(shù)字化的基帶信號中的前導(dǎo)的位置； 計算所述前導(dǎo)的平方； 根據(jù)由所述前導(dǎo)的平方獲得的值指定峰； 使用所述峰的位置作為快速傅里葉變換(FFT)窗口的起點對經(jīng)數(shù)字化的基帶信號執(zhí)行FFT ； 從已經(jīng)進行了 FFT的經(jīng)數(shù)字化的基帶信號提取多個頻率成分的相位，以進行相位測量; 獲得所述多個相位的相位差；以及 利用所述相位差和相位基準(zhǔn)獲得接收信號的相位校正值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電子設(shè)備，其中，所述多個頻率成分包括第一頻率成分(fO)、第二頻率成分(Π)和第三頻率成分(f2)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電子設(shè)備，其中，所述電路被構(gòu)造為根據(jù)以下公式獲得相位差:
相位差=[((f I的相位)-(fO的相位))/ (fl-fo) ] X (f 2-fO) - (f 2的相位)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的電子設(shè)備，其中，所述電路被構(gòu)造為根據(jù)以下公式獲得相位基準(zhǔn): 相位基準(zhǔn)=(360XfO)/快速傅里葉逆變換(IFFT)尺寸。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的電子設(shè)備，其中，所述電路被構(gòu)造為根據(jù)以下公式獲得相位校正值: 相位校正值=HlOd (相位差/相位基準(zhǔn))，其中 mod表示相位差與相位基準(zhǔn)之間的除法的余數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電子設(shè)備，其中，所述第一頻率成分(fO)，第二頻率成分(fl)和第三頻率成分(f2)都被分配到所接收的高頻信號中作為前導(dǎo)的同一時隙。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電子設(shè)備，其中所述多個頻率成分包括第一頻率成分(fO)和第二頻率成分(H)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的電子設(shè)備，其中所述電路被構(gòu)造為根據(jù)以下公式獲得相位差: 相位差=(f0的相位)_(fl的相位)。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的電子設(shè)備，其中所述電路被構(gòu)造為根據(jù)以下公式獲得相位基準(zhǔn): 相位基準(zhǔn)=(360XfO)/快速傅里葉逆變換(IFFT)尺寸。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電子設(shè)備，其中所述電路被構(gòu)造為根據(jù)以下公式獲得相位校正值: 相位校正值=HlOd (相位 差/相位基準(zhǔn))，其中 mod表示相位差與相位基準(zhǔn)之間的除法的余數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的 電子設(shè)備，其中，所述第一頻率成分(fO)和第二頻率成分(fl)都被分配到所接收的高頻信號中作為前導(dǎo)的同一個時隙。
12.根據(jù)權(quán)利要求7所述的電子設(shè)備，其中，所述第一頻率成分(fO)和第二頻率成分(fl)都被分配到所接收的高頻信號中的連續(xù)時隙。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電子設(shè)備，進一步包括: 多個天線元件，其被構(gòu)造為接收所述高頻信號。
14.一種由電子設(shè)備執(zhí)行的方法，所述方法包括: 將從所接收的高頻信號獲得的基帶信號數(shù)字化； 指定包括在經(jīng)數(shù)字化的基帶信號中的前導(dǎo)的位置； 計算所述前導(dǎo)的平方； 根據(jù)由所述前導(dǎo)的平方獲得的值指定峰； 使用所述峰的位置作為快速傅里葉變換(FFT)窗口的起點對經(jīng)數(shù)字化的基帶信號執(zhí)行FFT ； 由所述電子設(shè)備的電路，從已經(jīng)進行了 FFT的經(jīng)數(shù)字化的基帶信號提取多個頻率成分的相位，以進行相位測量； 由所述電路獲得所述多個相位的相位差；以及 由所述電路使用所述相位差和相位基準(zhǔn)獲得接收信號的相位校正值。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中，所述多個頻率成分包括第一頻率成分(fO)、第二頻率成分(Π )和第三頻率成分(f2 )。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中， 根據(jù)以下公式獲得相位差: 相位差=[((f I的相位)-(fO的相位))/ (fl-fo) ] X (f 2-fO) - (f 2的相位)， 根據(jù)以下公式獲得相位基準(zhǔn): 相位基準(zhǔn)=(360 XfO)/快速傅里葉逆變換(IFFT)尺寸，并且 根據(jù)以下公式獲得相位校正值: 相位校正值=mod (相位差/相位基準(zhǔn))，其中 mod表示相位差與相位基準(zhǔn)之間的除法的余數(shù)。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述第一頻率成分(fO)、第二頻率成分(Π)和第三頻率成分(f2)都被分配到所接收的高頻信號中作為前導(dǎo)的同一個時隙。
18.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中，所述多個頻率成分包括第一頻率成分(fO)和第二頻率成分(fl)。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的方法，其中， 根據(jù)以下公式獲得相位差: 相位差=(f0的相位)-(fl的相位)， 根據(jù)以下公式獲得相位基準(zhǔn): 相位基準(zhǔn)=(360 XfO)/快速傅里葉逆變換(IFFT)尺寸，并且 根據(jù)以下公式獲得相位校正值: 相位校正值=mod (相位差/相位基準(zhǔn))，其中 mod表示相位差與相位基準(zhǔn)之間的除法的余數(shù)。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的方法，其中，所述第一頻率成分(fO)和第二頻率成分(fI)都被分配到所接收的高頻信號中 作為前導(dǎo)的同一時隙。
【文檔編號】H04L5/00GK103825681SQ201310573941
【公開日】2014年5月28日 申請日期:2013年11月15日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月16日
【發(fā)明者】楠繁雄 申請人:索尼移動通信株式會社