雙變換雙載波射頻接收器的制造方法
【專利摘要】在雙載波雙變換正交頻分復用(OFDM)接收器中，頻率合成器生成接收器的第一下變換級的第一本機振蕩器信號。分頻器用于從第一本機振蕩器信號得到第二本機振蕩器信號，由此消除了對用于第二下變換級的單獨頻率合成器的需要?？刂破鞔_定第一本機振蕩器信號的頻率和除數M以將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊。
【專利說明】雙變換雙載波射頻接收器

【背景技術】
[0001]本發(fā)明一般涉及雙變換接收器，并且更具體地說，涉及用于多載波通信系統(tǒng)的雙載波雙變換接收器。
[0002]常規(guī)無線通信系統(tǒng)在單個載波上將數據傳送到用戶。為滿足無線高速數據服務的需求，在高級長期演進(LTE-A)網絡中引入了載波聚合。載波聚合通過允許在多個載波上的同時傳送支持更寬的傳送帶寬。與常規(guī)單載波系統(tǒng)相比，諸如LTE-A的多載波系統(tǒng)提供了諸如更高的數據率、更短的等待時間及改進的對服務質量(QoS)的支持的優(yōu)點。
[0003]多個多載波接收器體系結構是可能的。一種解決方案是在模擬前端中提供單獨的接收器路徑。對于相鄰或足夠靠近的載波，第一本機振蕩器能夠用于將來自射頻的兩個載波信號下變換到中頻，并且第二本機振蕩器能夠用于將中頻信號下變換到基帶。然而，在模擬前端中兩個接收器路徑的使用要求重復的組件，這增大了成本、功耗和空間要求。
[0004]單個接收器前端能夠用于接收兩個載波。第一本機振蕩器可用于將來自射頻的兩個載波信號下變換到中頻，并且第二本機振蕩器用于將中頻信號下變換到基帶。在到基帶的下變換期間分離載波信號。雖然此方案降低了組件的數量，但仍要求兩個本機振蕩器:一個用于到中頻的下變換，以及一個用于到基帶的下變換。
[0005]盡管在無線電接收器體系結構中有改進，但仍有進一步降低射頻組件的需要以便滿足對具有長電池壽命的緊湊型移動裝置的增大的消費者需求。


【發(fā)明內容】

[0006]本發(fā)明的實施例涉及用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)的雙載波雙變換射頻接收器。雙載波接收器包括配置成生成用于接收器的第一下變換級的第一本機振蕩器信號的單個頻率合成器。分頻器用于從第一本機振蕩器信號得到第二本機振蕩器信號，由此消除了對用于第二下變換級的單獨頻率合成器的需要。
[0007]分頻器被約束成執(zhí)行整數除法時，下變換可不將兩個載波與DC完全對齊。產生的頻率轉換誤差可導致如下面將更詳細描述的嚴重干擾。為了減輕頻率轉換誤差的影響，只要在容限內副載波網格與DC對齊，便可相對于DC將載波移位。例如，在具有15kHz的副載波間隔的OFDM系統(tǒng)中，可將載波移位等于副載波間隔N倍的量，例如，20x15kHz = 300kHz。通過仔細選擇第一振蕩器信號頻率和除數M，副載波網格與DC的對齊是可能的。通過將載波與副載波網格對齊，能夠在FFT操作前在數字域中進行最終頻率轉換而不顯著影響性倉泛。
[0008]根據本發(fā)明的第一方面，提供了一種用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)的雙載波接收器。雙載波接收器包括:第一混頻器，配置成將具有第一和第二 OFDM載波的接收的雙載波信號下變換以生成中頻雙載波信號；頻率合成器，配置成生成所述第一混頻器的第一本機振蕩器頻率，所述第一本機振蕩器頻率在第一與第二載波之間；第二混頻器，配置成分離第一和第二載波并且將所述第一和第二載波下變換以生成第一和第二基帶信號；分頻器，耦合到所述頻率合成器并且配置成將第一本機振蕩器頻率除以除數M以生成所述第二混頻器的第二本機振蕩器頻率；以及控制器，配置成選擇第一本機振蕩器頻率和除數M以將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊。
[0009]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成選擇用于分頻器的整數除數M的控制器。
[0010]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成選擇第一本機振蕩器頻率以降低由第一本機振蕩器頻率除以整數除數產生的頻率轉換誤差的影響的控制器。
[0011]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成按照整數除數M的函數選擇第一本機振蕩器頻率的控制器。
[0012]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成按照副載波網格的頻率間隔和除數的函數選擇第一本機振蕩器頻率的控制器。
[0013]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成通過執(zhí)行以下操作選擇第一本機振蕩器頻率的控制器:確定在第一與第二載波之間的初始本機振蕩器頻率；以及確定在加到所述初始本機振蕩器頻率時將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊的頻率調整。
[0014]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成通過執(zhí)行以下操作確定頻率調整的控制器:按照第一參數和副載波間隔的函數，計算將用于第一基帶信號的副載波網格與DC對齊的第一頻率轉換；按照第二參數和副載波間隔的函數，計算將用于第二基帶信號的副載波網格與DC對齊的第二頻率轉換；選擇第一和第二參數以最小化在第一和第二載波的實際與期望頻率轉換之間的差別；以及按照第一和第二參數之一或兩者的函數，計算頻率調整。
[0015]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成選擇用于第一和第二參數的整數值的控制器。
[0016]在一些實施例中，雙載波接收器可還包括配置成選擇第一本機振蕩器頻率和除數M使得第一和第二基帶信號中的至少一個具有非零中心頻率的控制器。
[0017]根據本發(fā)明的第二方面，提供了一種包括如上所述雙載波接收器的無線通信裝置。
[0018]根據本發(fā)明的第三方面，提供了一種用于將包括第一和第二載波的雙載波正交頻分復用(OFDM)信號下變換到基帶的方法。方法包括:生成在第一與第二載波之間的第一本機振蕩器頻率；通過混合收到的雙載波信號和第一本機振蕩器頻率，將收到的雙載波信號下變換以生成中頻雙載波信號；通過將第一本機振蕩器頻率除以除數M，從第一本機振蕩器頻率生成第二本機振蕩器頻率；分離第一和第二載波；通過混合第一和第二載波與第二本機振蕩器頻率，將第一和第二載波下變換以生成第一和第二基帶信號；以及選擇第一本機振蕩器頻率和除數M以將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊。
[0019]在一些實施例中，選擇第一本機振蕩器頻率和除數M可還包括選擇用于分頻器的整數除數M。
[0020]在一些實施例中，選擇第一本機振蕩器頻率和除數M還包括選擇第一本機振蕩器頻率以降低由第一本機振蕩器頻率除以整數除數產生的頻率轉換誤差的影響。
[0021]在一些實施例中，選擇第一本機振蕩器頻率和除數M還包括按照整數除數M的函數選擇第一本機振蕩器頻率。
[0022]在一些實施例中，選擇第一本機振蕩器頻率和除數M還包括按照副載波間隔和除數M的函數選擇第一本機振蕩器頻率。
[0023]在一些實施例中，選擇第一本機振蕩器頻率可還包括確定在第一與第二載波之間的初始本機振蕩器頻率，以及確定在加到所述初始本機振蕩器頻率時將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊的頻率調整。
[0024]在一些實施例中，確定頻率調整可包括:按照第一參數和副載波間隔的函數，計算將第一基帶信號的副載波網格與DC對齊的第一頻率轉換；按照第二參數和副載波間隔的函數，計算將第二基帶信號的副載波網格與DC對齊的第二頻率轉換；選擇第一和第二參數以最小化在第一和第二載波的實際與期望頻率轉換之間的差別；以及按照第一和第二參數之一或兩者的函數，計算頻率調整。
[0025]在一些實施例中，第一和第二參數可包括整數值。
[0026]在一些實施例中，選擇第一本機振蕩器頻率和除數M可包括選擇第一本機振蕩器頻率和除數M，使得第一和第二基帶信號中的至少一個具有非零中心頻率。
[0027]在一些實施例中，方法可在無線通信裝置中實現(xiàn)。
[0028]本文中所述方法和設備使能接收器的前端中的組件的減少。組件計數的減少導致更低的空間要求、更低的成本和更低的功耗。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0029]圖1示出根據一示范實施例，具有第一和第二下變換級的雙載波雙變換射頻接收器。
[0030]圖2示出具有在第二下變換級中用于兩個載波的單個復混頻器的雙載波雙變換接收器。
[0031]圖3示出具有在第二下變換級中用于每個載波的單獨復混頻器的雙載波雙變換接收器。
[0032]圖4示出在下變換的信號中DC偏移的影響。
[0033]圖5示出具有在第二下變換級中用于每個載波的單獨混頻器的雙載波雙變換接收器。
[0034]圖6示出將雙載波信號下變換到基帶的示范方法。
[0035]圖7A和7B示出將雙載波信號下變換到基帶的方法的詳細實現(xiàn)。

【具體實施方式】
[0036]參照圖1，示出了根據本發(fā)明的一個實施例的示范雙載波雙變換射頻接收器10 (下文稱為“雙載波接收器10”)。雙載波接收器10包括第一下變換器級20、第二下變換器40、頻率生成電路60及控制器80。第一下變換器級20將收到的雙載波信號下變換到中頻。第二下變換級40將中頻信號下變換到基帶并且分離載波。頻率生成電路60生成分別用于在第一和第二下變換級40、60中的下變換的本機振蕩器(LO)信號?？刂破?0如下文所述控制頻率生成電路60以便將第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊。例如，適用于在OFDM系統(tǒng)接收器中使用的接收器10中的控制器80操作以將下變換后的基帶信號的副載波網格與DC(OHz)對齊。
[0037]圖2更詳細示出第一和第二下變換級20和40。第一下變換級20包括低噪聲放大器(LNA) 22、正交解調器24及中頻濾波器(IFF) 26。LNA22提升從一個或多個天線獲得的雙載波信號。然后，提升的雙載波信號被輸入正交解調器24。正交解調器24充當第一下變換器。正交解調器24組合收到的雙載波和頻率生成電路60提供的本機振蕩器信號RFLO1和RFLOq,以生成具有以下兩個分量信號的復中頻(IF)信號:實分量信號(I)和虛分量信號(Q)。IFF26過濾相應分量信號以在進一步處理前降低阻塞信號的電平，以減輕對下游組件的動態(tài)范圍要求。然后，復IF信號被輸入第二下變換級40。
[0038]第二下變換級40包括復混頻器42、信道選擇濾波器(CSF) 44及模數變換器46。在此實施例中，單個復混頻器42充當兩個載波的第二下變換器。復混頻器42將中頻信號下變換到基帶并且分離載波。頻率生成電路60為復混頻器42提供本機振蕩器信號IFLO1和IFLOq以驅動下變換。CSF44過濾載波以選擇期望信號，并且拒絕或衰減感興趣的信道外的信號。模擬載波然后由ADC46變換成數字形式并且被輸入基帶處理單元。
[0039]在第一實施例中的頻率生成電路60包括諸如鎖相環(huán)(PLL)的頻率合成器62以生成第一下變換級20的RFLO信號。頻率生成電路60還包括分頻器64以生成第二下變換級的IFLO信號。在圖2的實施例中，單個IFLO信號用于兩個載波到基帶的下變換。
[0040]控制器80 (圖1)可包括一個或多個處理器、硬件、固件或其組合。在本發(fā)明的上下文中，控制器80配置成選擇到第一下變換級20的RFLO信號的頻率fKFM，并且分頻器M64配置成生成第二下變換級40的IFLO信號。
[0041]圖3示出在第二下變換級40中使用兩個復混頻器42的雙載波接收器10的第二實施例。第二實施例類似于第一實施例。因此，類似的標號用于指示類似的組件。
[0042]雙載波接收器10的第二實施例中的第一下變換級20與前面所述相同。第二下變換級40包括用于每個載波的單獨復混頻器42而不是使用單個復混頻器42。復混頻器42充當用于相應載波的第二下變換器。雙載波接收器10的第二實施例中的頻率生成電路60和控制器80與前面所述相同。
[0043]在上述雙載波接收器10中，收到的信號包括頻率接近的兩個載波。兩個載波的中心頻率分別表示為4和L (參見圖3頂部左側)。驅動正交調制器24的本機振蕩器信號RFLO的頻率f_設在載波的中心頻率L與f；2之間，即，fcl < f_ < f；2。在現(xiàn)有技術雙載波接收器中，fKFU)等于中心頻率fel和fe2的中點。正交調制器24的復輸出使得區(qū)分在DC的相對側上的兩個載波成為可能。第二下變換級40分離兩個載波，同時也將它們下變換到基帶。此下變換要求具有等于中頻的頻率fIFW的第二本機振蕩器信號IFL0。
[0044]在到第二下變換級的輸入的復中頻信號可表示為:
[0045]sIF = Inl-e'l!rU^,SFlc) +m2 -e'1:TU^hrw) =M1.ε'1π,, 10+ηι2 -e,2,T/iFic , (0.1)
[0046]其中，Hi1和m2分別表示第一和第二載波的復值調制。復混頻器的用途是將此輸入信號乘以兩個相量和e72吣°，產生如下兩個復值基帶信號:
[0047]s1- ei"7rJ,F-LO (m'.e^j"7rJ,F-LO + τη-, ei~7Ilw-LO )-mx+m2.ejA7rJ,F'LO 之)
[0048]s2 - e^J'7lJ'F-LO {mx.e^j-xllF.10 + ey",T-/,F.10) = m' e jAzJ,f'lo + m2 (? 3)
[0049]在雙倍IFLO頻率的分量由CSF46去除。因此，第一和第二載波(S1和S2)的實際轉換頻率fftl和fft2的絕對值分別由以下給出:
[0050]fftl = fEFL0-fiFL0 (0.4)
[0051]fft2 = fEFL0+flFL0 (0.5)
[0052]在現(xiàn)有技術雙載波接收器中，兩個LO頻率相互獨立生成，這意味著要求兩個LO合成器。在增大的硅面積和功耗方面，以及在由于在兩個LO合成器之間的耦合效應的寄生噪聲生成的風險增大方面，兩個LO合成器的要求是缺點。
[0053]本發(fā)明的實施例只使用單個LO合成器來生成第一下變換級20的RFLO信號。第二下變換級40的IFLO信號從RFLO信號得到。因此，IFLO信號和RFLO信號的生成能夠通過使用單個LO合成器完成。例如，可使用常規(guī)分頻器得到表示如下的IFLO信號:
[0054]fIFL0 = f_/M (0.6)
[0055]其中，M是整數。實際轉換頻率fftl和fft2表示為:
[0056]fftl — f RF, L0_f IF, LO — f RF, LO f RF, Lo/^ — f RF, L。( I_ I/M) (0.7)
[0057]fft2 — f RF, L0+f IF, LO — f RF, LO+f RF, Lo/^ — f RF, L。( I +1/M) (0.8)
[0058]理想的情況是最好實際轉換頻率fftl和fft2與載波的中心頻率fel和fe2 —致以將載波下變換到基帶(在DC)。然而，由于對分頻器分頻比M的限制，在實際轉換頻率與載波頻率之間將存在差別，在等式(0.9)和(下面所示0.10)中示為頻率轉換誤差。
[0059]Af1 = ftfl-fcl (0.9)
[0060]Δ f2 = ftf2-fc2 (0.10)
[0061]因此，在實際頻率轉換與期望頻率轉換之間存在由第一LO信號除以整數產生的差另1J。
[0062]為了示出這些頻率轉換誤差的原因，考慮如圖2和3所示相同IFLO信號(無符號的)用于將兩個載波下變換的情況。為了使基帶信號都居中在DC，RFL0信號的頻率fKFU)應正好設置在中心頻率G和fe2的中點。在此情況下，RFLO信號的頻率fKFU)表示為:
[0063]fEFL0= (fC2+fci)/2 (0.11)
[0064]適當地將載波轉換到基帶的頻率fIFU)則變成:
[0065]fiFLO = (fc2~fcl)/2 (0.12)
[0066]然而，如果f_是f_除以整數M的結果，則將不可能適當地將兩個載波均進行頻率轉換，除非:
[0067]WM= (fc2-fcl)/2 (0.13)
[0068]找到滿足等式(0.13)的整數值M在大多數情況下將是不可能的，而是將要求中心頻率G和f；2的特定選擇。
[0069]在本發(fā)明的實施例中，從導致轉換頻率fftl和fft2接近期望值的可能值的集合中選擇M的值。然后，在數字域中能夠進行最終的小的頻率轉換。
[0070]例如，考慮具有中心頻率fel = 2630MHz和fe2 = 2680MHz的兩個載波。在此情況下，等式(0.11)給出的期望頻率fKFLQ是2655MHZ，并且(0.12)給出的期望頻率fIFLQ是25MHz ο將fIFL0除以fEFL0得到等于106.2的小數M。如果M設為等于106，則(0.6)給出的值fIFM變成25.047MHz，這導致與期望值47kHz的轉換誤差。在此示例中，轉換頻率fftl等于 2680.047MHz，并且轉換頻率 fft2 等于 2629.953MHz。
[0071] 由于模擬電路的非理想行為，甚至由下變換產生的小頻率轉換誤差能夠帶來問題。由于頻率轉換誤差增大，頻率轉換誤差導致越來越高的干擾電平?；鶐盘朣1和S2橫跨DC時，沒有用于分離信號和DC分量而不影響信號本身的簡單方式。此問題對于諸如長期演進(LTE)系統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)尤其具挑戰(zhàn)性。
[0072]在OFDM系統(tǒng)中，雙載波信號包括調制到兩個不同分量載波上的兩個單獨的OFDM信號，所述兩個不同分量載波分別居中在第一和第二頻率上。每個OFDM信號包括在頻率域相等間隔的多個副載波。在LTE中，副載波的間隔是15kHz。收到的信號通過快速傅立葉變換(FFT)操作從時間域變換到頻率域。在FFT操作前，應對齊副載波網格與DC以避免載波間干擾(ICI)。
[0073]圖4示出在下變換后由頻率轉換誤差造成的問題。如在圖4的左側所看到的，當模擬電路造成DC偏移并且頻率轉換將副載波之一正好定位在DC(OHz)上時，DC偏移將只干擾位于DC的副載波，并且傳送一般是足夠魯棒的以便處理單個副載波的丟失。然而，在進入數字域前下變換的載波未與DC對齊時，如圖4的右側上所示，在FFT操作前在數字域中執(zhí)行最終頻率轉換。不過，此最終頻率轉換將產生未與副載波網格對齊的不期望的音調。存在不期望的音調能夠導致對FFT操作后的若干個副載波的嚴重干擾。
[0074]假設基帶信號的副載波網格與DC對齊，則能夠減輕產生的頻率轉換誤差的有害影響。只要副載波網格與DC對齊，便能夠在進行FFT操作前在數字域中進行最終頻率轉換而不對性能造成大影響。相應地，在本發(fā)明的實施例中，將第一本機振蕩器頻率fKFM從載頻的中點移位某個量Λ fKFU)以便確保下變換的載波的副載波網格與DC(OHz)對齊。頻移Δ fEFL0降低了由第一本機振蕩器頻率除以整數除數產生的頻率轉換誤差的影響。
[0075]第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊所需的頻率調整AfKFLQ由以下給出:
[0076]fol = AfEFL0(l-l/M) (0.14)
[0077]fo2 = AfEFL0( 1+1/M) (0.15)
[0078]其中，fol和f；2是在相應副載波的副載波網格與DC之間的頻率偏移。為了說明，假設M = 106，具有對于兩個載波的偏移7.5kHz。
[0079]適當轉換fel到DC所要求的頻率調整Λ fEFL0為7.571kHz。
[0080]適當轉換fe2到DC所要求的頻率調整Λ fEFL0為7.430kHz。
[0081]允許大于示為fses的副載波間隔的頻率調整以便將兩個副載波網格與DC對齊。
[0082]為了考慮大于f_的頻率調整，等式(0.14)和(0.15)能夠按以下所示進行修改:
[0083]f_(l-l/M) = W1.fscs (0.16)
[0084]fEFL0 (1+1/M) = fo2+N2.fscs (0.17)
[0085]其中，fol和f；2是與載波相關聯(lián)的頻率偏移，并且參數N1和N2是相對于DC將下變換的基帶信號移位以便將基帶信號的副載波網格與DC對齊的移位參數。參數N1和N2具有整數值，并且N1≤N2。在將載波的中心頻率與DC對齊的要求被去除時，等式(0.16)和(0.17)中的術語N1.fscs和N2.fscs提供在頻率轉換后將載波與副載波網格更緊密對齊的所需自由度。應注意的是，在通常情況下，N2的值一般將是大于N1的值，這是因為在M大時分頻比(1-1/M)/(1+1/M)將接近但不統(tǒng)一相等。在大多數情況下，頻率偏移^和f；2相同，例如，所有LTE載波應與相同網格對齊。通過允許它們不同，能夠考慮兩個載波不對齊的更普遍情況，例如，在多RAT接收的情況下。
[0086]能夠應用等式(0.16)和(0.17)以找到將對齊載波與副載波網格的最小頻率調整AfEFL0O為AfKFU)解等式(0.16)和(0.17)并且將它們設置相等產生了以下等式:

【權利要求】
1.一種用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)的雙載波接收器(10)，包括: 第一下變換器(24)，配置成將具有第一和第二 OFDM載波的收到的雙載波信號下變換以生成中頻雙載波信號； 頻率合成器(62)，配置成生成所述第一下變換器的第一本機振蕩器頻率，所述第一本機振蕩器頻率在第一與第二載波之間； 第二下變換器(42)，配置成分離所述第一和第二載波并且將所述第一和第二載波下變換以生成第一和第二基帶信號； 分頻器(64)，耦合到所述頻率合成器并且配置成將所述第一本機振蕩器頻率除以除數M以生成所述第二下變換器的第二本機振蕩器頻率；以及 控制器(80)，配置成選擇所述第一本機振蕩器頻率和所述除數M以將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊。
2.如權利要求1所述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器(80)還配置成選擇用于所述分頻器(64)的整數除數M。
3.如權利要求2所述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器還配置成選擇所述第一本機振蕩器頻率以降低由所述第一本機振蕩器頻率除以整數除數產生的頻率轉換誤差的影響。
4.如權利要求2或3所 述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成按照所述整數除數M的函數選擇所述第一本機振蕩器頻率。
5.如權利要求1-4任一項所述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成按照所述副載波網格的頻率間隔和所述除數的函數選擇所述第一本機振蕩器頻率。
6.如權利要求1-5任一項所述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成通過以下操作選擇所述第一本機振蕩器頻率: 確定在所述第一與第二載波之間的初始本機振蕩器頻率；以及確定在加到所述初始本機振蕩器頻率時將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊的頻率調整。
7.如權利要求6所述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器(80)配置成通過以下操作操作確定所述頻率調整: 按照第一參數和所述副載波間隔的函數，計算將所述第一基帶信號的所述副載波網格與DC對齊的第一頻率轉換； 按照第二參數和所述副載波間隔的函數，計算將所述第二基帶信號的所述副載波網格與DC對齊的第二頻率轉換； 選擇所述第一和第二參數以最小化在所述第一和第二載波的實際與期望頻率轉換之間的差別；以及 按照所述第一和第二參數之一或兩者的函數，計算所述頻率調整。
8.如權利要求7所述的雙載波接收器(10)，其中所述第一和第二參數包括整數值。
9.如前面權利要求任一項所述的雙載波接收器(10)，其中所述控制器配置成選擇所述第一本機振蕩器頻率和除數M，使得所述第一和所述第二基帶信號至少之一具有非零中心頻率。
10.一種包括如前面權利要求任一項所述的雙載波接收器的無線通信裝置。
11.一種將包括第一和第二正交頻分復用(OFDM)載波的收到的雙載波信號下變換到基帶的方法(200)，所述方法包括: 生成(210)在第一與第二載波之間的第一本機振蕩器頻率； 通過混合所述收到的雙載波信號和所述第一本機振蕩器頻率，將所述收到的雙載波信號下變換(220)以生成中頻雙載波信號； 通過將所述第一本機振蕩器頻率除以除數M,從所述第一本機振蕩器頻率生成(230)第二本機振蕩器頻率； 分離(240)所述第一和第二載波； 通過混合所述第一和第二載波與所述第二本機振蕩器頻率，將所述第一和第二載波下變換(250)以生成第一和第二基帶信號；以及 選擇(260)所述第一本機振蕩器頻率和所述除數M以將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊。
12.如權利要求11所述的方法(200)，其中選擇所述第一本機振蕩器頻率和除數M還包括選擇用于所述分頻器的整數除數M。
13.如權利 要求12所述的方法(200)，其中選擇所述第一本機振蕩器頻率和除數M還包括選擇所述第一本機振蕩器頻率以降低由所述第一本機振蕩器頻率除以所述整數除數產生的頻率轉換誤差的影響。
14.如權利要求12或13所述的方法(200)，其中選擇所述第一本機振蕩器頻率和除數M還包括按照所述整數除數M的函數選擇所述第一本機振蕩器頻率。
15.如權利要求11-14任一項所述的方法(200)，其中選擇所述第一本機振蕩器頻率和除數M還包括按照所述副載波間隔和所述除數M的函數選擇所述第一本機振蕩器頻率。
16.如權利要求11-15任一項所述的方法(200)，其中選擇所述第一本機振蕩器頻率還包括: 確定在所述第一與第二載波之間的初始本機振蕩器頻率；以及 確定在加到所述初始本機振蕩器頻率時將所述第一和第二基帶信號的副載波網格與DC對齊的頻率調整。
17.如權利要求15所述的方法(200)，其中確定頻率調整包括: 按照第一參數和所述副載波間隔的函數，計算將所述第一基帶信號的所述副載波網格與DC對齊的第一頻率轉換； 按照第二參數和所述副載波間隔的函數，計算將所述第二基帶信號的所述副載波網格與DC對齊的第二頻率轉換； 選擇所述第一和第二參數以最小化在所述第一和第二載波的實際與期望頻率轉換之間的差別；以及 按照所述第一和第二參數之一或兩者的函數，計算所述頻率調整。
18.如權利要求17所述的方法(200)，其中所述第一和第二參數包括整數值。
19.如權利要求11-18任一項所述的方法(200)，其中選擇(260)所述第一本機振蕩器頻率和除數M包括選擇所述第一本機振蕩器頻率和所述除數M，使得所述第一和所述第二基帶信號至少之一具有非零中心頻率。
20.如權利要求11-19任一項所述的方法(200)，由無線通信裝置實現(xiàn)。
【文檔編號】H04B1/26GK104054272SQ201380005976
【公開日】2014年9月17日 申請日期:2013年1月17日 優(yōu)先權日:2012年1月20日
【發(fā)明者】L.森德斯特雷姆, M.內斯森, L.維赫姆斯森 申請人:瑞典愛立信有限公司