專利名稱:基于窗函數(shù)加權(quán)的峰均比(papr)抑制的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)。
背景技術(shù)：
眾所周知地，峰均比(Peak-to-Average Power Ratio)問題是所有使用OFDM技術(shù)的系統(tǒng)、裝置和設(shè)備的瓶頸。它直接影響了系統(tǒng)的性能和效率，并最終導(dǎo)致了設(shè)備成本的顯著增加。
OFDM技術(shù)中PAPR的產(chǎn)生可以用一個(gè)簡(jiǎn)單的原理進(jìn)行說明。在某一個(gè)時(shí)間點(diǎn)上，如果裝載在大量子載波的符號(hào)信息被同相相加，則在時(shí)域上產(chǎn)生了與OFDM符號(hào)均值相比很大的峰值。這就需要系統(tǒng)發(fā)射端的功率放大器(Power Amplifier)具備相當(dāng)大的線性動(dòng)態(tài)范圍，否則一旦這樣的峰值進(jìn)入到PA的非線性區(qū)域，將導(dǎo)致信號(hào)的失真和交調(diào)。更嚴(yán)重的是，這將導(dǎo)致子載波間正交性的喪失和頻譜的帶外泄漏，從而嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能。另一方面，PA的大線性動(dòng)態(tài)范圍是以低放大效率以及格外昂貴的成本作為代價(jià)的。然而，在移動(dòng)通信系統(tǒng)特別是上行鏈路上，傳輸能量的受限要求PA有很高的放大效率。
現(xiàn)有的降低PAPR的技術(shù)方案，主要包含部分傳輸(PartialTransmission)、選擇性映射(Selective Mapping)、基于脈沖成型(Pulse Shaping)、音調(diào)注入(Tone Injection)、音調(diào)預(yù)留(ToneReservation)和限幅(Clipping)等方法。而相關(guān)專利和文獻(xiàn)中出現(xiàn)的其他方法為這幾種基本方法的變形與改進(jìn)，并無本質(zhì)上的差別。
在上述傳統(tǒng)方法中，限幅方法是最為簡(jiǎn)單和直接的方法。然而，其非線性的運(yùn)算將導(dǎo)致信號(hào)產(chǎn)生不必要的畸變和失真。
音調(diào)注入和音調(diào)預(yù)留的方法雖然可以降低系統(tǒng)的PAPR值，但是會(huì)顯著增加信號(hào)的平均功率，顯然對(duì)于功率受限的終端來說是不適合的。
部分傳輸和選擇性映射方法可以獲得比較好的PAPR性能，并且不會(huì)帶來信號(hào)的任何失真，然而其龐大的計(jì)算量對(duì)于終端來說也是不合適的。
僅就PAPR性能來說，基于脈沖成型技術(shù)的處理方法是最好的，在獲得令人滿意的通信質(zhì)量條件下可以獲得非常理想的PAPR性能。然而，該方法在PAPR性能上的增益是以犧牲系統(tǒng)頻率效率為代價(jià)的，因而也需要進(jìn)行相應(yīng)的改善。

發(fā)明內(nèi)容因此，本發(fā)明的目的提供一種通信鏈路的峰均比抑制方法，包括步驟輸入子載波集合；對(duì)輸入的子載波進(jìn)行擴(kuò)展對(duì)擴(kuò)展后的子載波集合進(jìn)行IDFT變換；以及形成OFDM符號(hào)并輸出。
本發(fā)明的方法在不改變系統(tǒng)其他性能的前提下，能夠有效地降低系統(tǒng)發(fā)射端的PAPR。此外，本發(fā)明的方法通過窗函數(shù)的使用，既避免了利用升余弦脈沖成型技術(shù)造成的帶寬利用率的下降，又可以簡(jiǎn)單、實(shí)用地應(yīng)用于終端之中，同時(shí)其系統(tǒng)性能并不受影響。
圖1為采用基于加權(quán)抑制PAPR方法的OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)原理圖圖2為用于降低PAPR的窗函數(shù)的子載波-時(shí)間軸的二維表示圖；圖3為用于降低PAPR的漢寧窗的時(shí)間函數(shù)；圖4為用于降低PAPR的布萊克曼窗的時(shí)間函數(shù)；圖5為基于窗函數(shù)加權(quán)算法的原理圖；圖6為N個(gè)子載波條件下該方法的實(shí)現(xiàn)過程；圖7為在發(fā)射機(jī)端本發(fā)明對(duì)PAPR的處理過程；圖8為在接收端有用信息的恢復(fù)過程與方式；圖9、10和11分別給出了在子載波數(shù)目分別為16、64和128條件下，Pr(PAPR＞PAPR0)的累積分布密度函數(shù)(CCDF)，而窗函數(shù)為漢寧窗，調(diào)制方式為QPSK；圖12示出了在子載波數(shù)目為16、調(diào)制方式為QPSK以及布萊克曼窗函數(shù)條件下，PAPR的CCDF結(jié)果；以及圖13示出了子載波數(shù)目為16、窗函數(shù)為漢寧窗且調(diào)制方式為16QAM時(shí)PAPR的CCDF結(jié)果。
具體實(shí)施方式具體地說，較好的上行鏈路PAPR解決方案應(yīng)當(dāng)具備以下性質(zhì)1、頻譜效率盡可能高；換句話說，對(duì)系統(tǒng)PAPR的改善盡量不應(yīng)以犧牲頻譜效率為代價(jià)；在基于脈沖成型的方法中，其升余弦濾波器的利用降低了頻譜的使用效率(經(jīng)過該方法處理后，其有效帶寬為原始帶寬的1/(1+β)，其中β為升余弦濾波器的滾降系數(shù))。
2、原有的系統(tǒng)性能盡可能地得到保持；即系統(tǒng)應(yīng)當(dāng)盡可能地保持諸如誤符號(hào)率(SER)、誤比特率(BER)等質(zhì)量參數(shù)在內(nèi)的原有系統(tǒng)性能。
3、處理方法有效(Effective)和實(shí)用(Practical)；要求解決方案在有效降低系統(tǒng)PAPR的條件下，盡可能地減少計(jì)算復(fù)雜度和計(jì)算成本。
根據(jù)以上準(zhǔn)則，在本發(fā)明中，給出了一種基于窗函數(shù)加權(quán)的改善PAPR的解決方案。圖1中給出了廣義的基于函數(shù)加權(quán)方法的OFDM系統(tǒng)發(fā)射機(jī)原理圖。
如圖1所示，基于函數(shù)加權(quán)方法傳送的OFDM的符號(hào)可以表示為x(t)=Σm=0N-1X(m)pm(t)ej2πmtT---(1)]]>其中，Xn(m)為調(diào)制在子載波m上的數(shù)據(jù)，T為OFDM符號(hào)的長(zhǎng)度。pm(t)為對(duì)應(yīng)于子載波m的時(shí)間加權(quán)波形，其持續(xù)時(shí)間與OFDM符號(hào)完全相等。
在處理方法中，將加權(quán)函數(shù)Pm(t)設(shè)計(jì)為窗函數(shù)，并且是子載波的函數(shù)，如下式表示pm(t)＝w(m-t) (2)其中，w(t)為標(biāo)準(zhǔn)的窗函數(shù)，如漢寧窗或者布萊克曼窗?？梢岳靡粋€(gè)子載波-時(shí)間的二維函數(shù)圖上來清晰地表達(dá)(2)的形式，如圖2所示。舉例來說，圖3和圖4給出了當(dāng)窗函數(shù)w(t)分別為漢寧窗和布萊克曼窗時(shí)，不同子載波的不同波形。
從結(jié)果中不難看出，對(duì)于每一個(gè)子載波，其時(shí)域的峰值均不在同一位置上，因此可以有效地降低OFDM符號(hào)的PAPR值。更重要的是，窗函數(shù)是典型的窄帶波形，因而它基本上不會(huì)改變頻譜利用率。
圖5給出了本發(fā)明方法的設(shè)計(jì)原理。在圖中，“1”代表單個(gè)子載波m在時(shí)域上為一個(gè)矩形函數(shù)，也就是說在各個(gè)時(shí)間變量上有相同的加權(quán)。這里漢寧窗函數(shù)為例，在“2”中子載波m經(jīng)漢寧窗函數(shù)的加權(quán)后為三根譜線。即，時(shí)域上則是一個(gè)非矩形函數(shù)，也就是說，在不同的時(shí)間變量上有不同的加權(quán)。實(shí)際上在時(shí)域就是漢寧窗函數(shù)的形式。在“3”中，如果在子載波k上乘以時(shí)間位移因子
，它時(shí)域上的波形就成為右邊的形狀。同“2”相比，它的峰值經(jīng)時(shí)間位移而不再在原來的位置上。因此，當(dāng)且僅當(dāng)子載波位置不同的時(shí)候，其在時(shí)域上的峰值位置也不同。顯然，本發(fā)明并不局限于此，可以使用其它窗函數(shù)對(duì)子載波進(jìn)行加權(quán)。
本發(fā)明的構(gòu)成包含七個(gè)部分(如圖7所示)1.子載波的輸入部分；此部分將原有子載波集合按照原有的順序輸入到本發(fā)明的其他處理模塊中；2.子載波擴(kuò)展部分；此部分捋每一個(gè)子載波擴(kuò)展復(fù)制為窗函數(shù)的傅立葉變換后頻域主瓣中的譜線。例如，將原有的每一個(gè)子載波擴(kuò)展為三根譜線，該三根譜線的形式可以由漢寧窗函數(shù)的離散傅立葉變換中主瓣中的三根譜線進(jìn)行復(fù)制。此外，這三根譜線將同時(shí)承載與原有對(duì)應(yīng)子載波完全相同的信息。
3.時(shí)間位移調(diào)整部分；對(duì)于每一個(gè)子載波，需要進(jìn)行相應(yīng)的時(shí)間位移因子的調(diào)整，從而使得它們?cè)跁r(shí)域中的峰值出現(xiàn)在不同的位置上。
4.IDFT處理部分；在該部分中，對(duì)子載波集合進(jìn)行M倍于輸入子載波數(shù)目的IDFT處理，并采用輸入子載波數(shù)目的點(diǎn)數(shù)作為OFDM符號(hào)的采樣點(diǎn)，其中根據(jù)對(duì)輸入的子載波進(jìn)行擴(kuò)展的步驟來確定M的取值。這里，對(duì)擴(kuò)展后的子載波集合做3倍的IDFT變換。
5.序列截取部分；為保證獲得與原有OFDM符號(hào)相同的采樣間隔和符號(hào)長(zhǎng)度，需要將處理后的時(shí)間序列進(jìn)行截取，取前N點(diǎn)作為輸出。
6.形成OFDM符號(hào)部分；根據(jù)輸入的N點(diǎn)采樣，和原有OFDM符號(hào)的采樣率，形成OFDM符號(hào)，做進(jìn)一步處理。
7.數(shù)據(jù)輸出部分；將經(jīng)過該方法處理后形成的FODM符號(hào)輸出到下一級(jí)處理，如D/A轉(zhuǎn)換等。
作為實(shí)施例，圖6給出了在N個(gè)子載波條件下該方法的具體實(shí)現(xiàn)過程，該過程亦可以通過以下公式予以說明。
x(n)=Σm=03·N-1[X-(m)·ej·2·π·m·(k+3·N2)3·N]·ej·2·πkT·t,n=0,1,......,3·N-1---(3)]]>其中k＝m/3 (4)且X-(m)=residualofm/3=2,=X(k)·H0residualofm/3=0,=X(k)·H1residualofm/3=1,=X(k)·H2m=0,1,...,3·N-1---(5)]]>應(yīng)當(dāng)指出的是，H0，H1和H2漢寧窗函數(shù)傅立葉變換后主瓣中三根譜線的復(fù)數(shù)值。
進(jìn)而，圖7給出了本發(fā)明PAPR抑制方法的流程圖。在子載波的輸入部分，將原有的子載波集合按照原有的順序輸入到本發(fā)明的其他處理模塊中。在子載波擴(kuò)展部分，將原有的每一個(gè)子載波擴(kuò)展為三根譜線，該三根譜線的形式可以由漢寧窗函數(shù)的離散傅立葉變換中主瓣中的三根譜線進(jìn)行復(fù)制。此外，這三根譜線將同時(shí)承載與原有對(duì)應(yīng)子載波完全相同的信息。在時(shí)間位移調(diào)整部分，對(duì)于每一個(gè)子載波，需要進(jìn)行相應(yīng)的時(shí)間位移因子的調(diào)整，從而使得它們?cè)跁r(shí)域中的峰值出現(xiàn)在不同的位置上。在IDFT處理部分，對(duì)擴(kuò)展后的子載波集合做3倍的IDFT變換。在序列截取部分，為保證獲得與原有OFDM符號(hào)相同的采樣間隔和符號(hào)長(zhǎng)度，需要將處理后的時(shí)間序列進(jìn)行截取，取前N點(diǎn)作為輸出。而在形成OFDM符號(hào)部分，根據(jù)輸入的N點(diǎn)采樣，和原有OFDM符號(hào)的采樣率，形成OFDM符號(hào)，做進(jìn)一步處理。
在接收機(jī)一側(cè)，必須做3N點(diǎn)的DFT處理，而信號(hào)的恢復(fù)形式可以參照以下表示。
Y(p)=Σn=0N-1x(n)·e-j·2π3·N·n·p]]>=Σn=0N-1[Σm=03N-1X-(m)·ej·2π3N·m·n]·e-j2π3·N·n·p---(6)]]>=Σm=03N-1X-(m)·[Σn=0N-1ej·2πN·[(m-p)3]·n]]]>從中不難發(fā)現(xiàn)當(dāng)且僅當(dāng)m＝p，同時(shí)m和p可以被3整除，則有Y(3·l)=X-(3·k)=X(3·k),]]>l，k＝0，1，…，N-1 (7)為了更加清晰的進(jìn)行描述，用圖8來對(duì)此做更加詳細(xì)的說明。在圖8中，N個(gè)帶“白帽子”的子載波是可以得到并希望得到的真實(shí)信息。而帶著“灰帽子”的2N個(gè)子載波是插值結(jié)果，因?yàn)檫@僅僅是為了降低PAPR而做的一些變換，因此在接收端可以予以丟棄”。
最后，為了驗(yàn)證該方法對(duì)PAPR改善的有效性，給出一個(gè)詳細(xì)的仿真。具體的仿真條件如表1所示。
表1仿真條件描述
相應(yīng)地，圖9、10和11給出了在子載波數(shù)目分別為16、64和128條件下，Pr(PAPR＞PAPR0)的累積分布密度函數(shù)(CCDF)，而窗函數(shù)為漢寧窗，調(diào)制方式為QPSK。
從仿真結(jié)果中不難發(fā)現(xiàn)，隨著子載波數(shù)目的不斷增多，原有OFDM系統(tǒng)的PAPR是不斷惡化的。然而，本發(fā)明中給出的方法表明，該方法的PAPR性能與子載波數(shù)目無關(guān)，而僅僅是窗函數(shù)的函數(shù)，在CCDF為10-3的條件下，PAPR的改善均為6dB。
圖12給出了在子載波數(shù)目為16，調(diào)制方式為QPSK以及布萊克曼窗函數(shù)條件下，PAPR的CCDF結(jié)果。從結(jié)果中可以看出，該窗函數(shù)可以得到與漢寧窗相類似的結(jié)果。
圖12窗函數(shù)為布萊克曼窗、子載波數(shù)目16時(shí)PAPR的CCDF圖13給出了子載波數(shù)目為16，窗函數(shù)為漢寧窗，而調(diào)制方式為16QAM時(shí)PAPR的CCDF結(jié)果。從中可以得出結(jié)論，本發(fā)明中給出的方法對(duì)于PAPR性能的改善與調(diào)制方式無關(guān)。
從上述仿真結(jié)果中可以得出結(jié)論，本發(fā)明中給出的方法對(duì)于PAPR性能的改善是相當(dāng)有效的，且同時(shí)可以保證系統(tǒng)原有的傳輸性能以及頻譜效率。
權(quán)利要求
1.一種通信鏈路的峰均比抑制方法，包括步驟輸入子載波集合；對(duì)輸入的子載波進(jìn)行擴(kuò)展；對(duì)擴(kuò)展后的子載波集合進(jìn)行IDFT變換；形成OFDM符號(hào)并輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其特征在于，對(duì)輸入的子載波進(jìn)行擴(kuò)展步驟包括將每一個(gè)子載波擴(kuò)展復(fù)制為窗函數(shù)的傅立葉變換后頻域主瓣中的譜線；以及對(duì)于每一個(gè)子載波，進(jìn)行相應(yīng)的時(shí)間位移因子調(diào)整，以使其在時(shí)域的峰值出現(xiàn)在不同位置。
3.根據(jù)權(quán)利要求
2所述的方法，其特征在于，復(fù)制得到的所有譜線上均承載與輸入子載波上完全同樣的信息，對(duì)每一個(gè)子載波進(jìn)行同樣的復(fù)制和信息加載，并按照原有順序排列。
4.根據(jù)權(quán)利要求
2所述的方法，其特征在于，所述時(shí)間位移調(diào)整處理包括對(duì)每一個(gè)擴(kuò)展后的子載波組進(jìn)行時(shí)間位移因子加權(quán)。
5.根據(jù)權(quán)利要求
1或2所述的方法，其特征在于，對(duì)子載波集合進(jìn)行M倍于輸入子載波數(shù)目的IDFT處理，并采用輸入子載波數(shù)目的點(diǎn)數(shù)作為OFDM符號(hào)的采樣點(diǎn)，其中根據(jù)對(duì)輸入的子載波進(jìn)行擴(kuò)展的步驟來確定M的取值。
6.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其特征在于所述通信鏈路包含上行鏈路和下行鏈路。
專利摘要
提供了一種通信鏈路的峰均比抑制方法，包括步驟輸入子載波集合；對(duì)輸入的子載波進(jìn)行擴(kuò)展；對(duì)擴(kuò)展后的子載波集合進(jìn)行IDFT變換；以及形成OFDM符號(hào)并輸出。本發(fā)明的方法在不改變系統(tǒng)其他性能的前提下，能夠有效地降低系統(tǒng)發(fā)射端的PAPR。此外，本發(fā)明的方法通過窗函數(shù)的使用，既避免了利用升余弦脈沖成型技術(shù)造成的帶寬利用率的下降，又可以簡(jiǎn)單、實(shí)用地應(yīng)用于終端之中，同時(shí)其系統(tǒng)性能并不受影響。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1996979SQ200510130756
公開日2007年7月11日 申請(qǐng)日期2005年12月28日
發(fā)明者梁宗闖, 王家城, 具珍奎, 樸東植 申請(qǐng)人:北京三星通信技術(shù)研究有限公司, 三星電子株式會(huì)社導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan