專利名稱:數(shù)字球定位接收機(jī)中多普勒搜索的方法及裝置的制作方法
一般來說，本發(fā)明所涉及的是無線電導(dǎo)航接收機(jī)領(lǐng)域，特別是多普勒搜索技術(shù)，該技術(shù)適用于球定位系統(tǒng)(GPS)的導(dǎo)航系統(tǒng)。本發(fā)明的多普勒搜索技術(shù)能使GPS接收機(jī)迅速獲得鎖定狀態(tài)。
無線電導(dǎo)航系統(tǒng)用來為飛機(jī)駕駛員、海員、甚至地面運(yùn)載工具，比如卡車、公共汽車、和警車等提供有用的地理位置信息。最初的無線電導(dǎo)航系統(tǒng)使用發(fā)射機(jī)路標(biāo)技術(shù)，該技術(shù)依賴于若干地面上的、地理位置上分開的發(fā)射機(jī)送來的相位及定時信息。目前常用的無線電導(dǎo)航系統(tǒng)為勞蘭系統(tǒng)(雙曲線運(yùn)程導(dǎo)航系統(tǒng))，它也是依賴地面發(fā)射機(jī)提供系統(tǒng)信號的。最新的無線電導(dǎo)航系統(tǒng)被稱之為全球定位系統(tǒng)(GPS)，該系統(tǒng)現(xiàn)由美國政府來管理。
GPS導(dǎo)航系統(tǒng)依賴的是不停地圍繞地球旋轉(zhuǎn)的衛(wèi)星。當(dāng)該系統(tǒng)全部投入使用時，地球上任何地方的任何一個GPS用戶都可以得到包括三維位置速度和日時在內(nèi)的準(zhǔn)確導(dǎo)航信息。該系統(tǒng)預(yù)計于一九八八年全部投入使用，有十八顆在軌衛(wèi)星。用GPS進(jìn)行導(dǎo)航定位的方法是測量GPS信號從在軌衛(wèi)星傳播到用戶的傳播時延遲。一般來說，要在四維空間(緯度、經(jīng)度、高度和時間)得到精確的位置測定就需要接收來自四顆衛(wèi)星的信號。一旦接收機(jī)測得各信號的傳播時延，與各衛(wèi)星間的距離可通過把每個時延與光速相乘來算得，然后，通過求解一組含有所測距離和衛(wèi)星已知位置在內(nèi)的四個方程式便可得到位置和時間。該系統(tǒng)高準(zhǔn)確之能力是靠每顆衛(wèi)星上的星載原子鐘以及連續(xù)監(jiān)測并修正衛(wèi)星時鐘及軌道參數(shù)的地面跟蹤站作保證的。
每個GPS衛(wèi)星在L波段發(fā)送兩個直接-序列-編碼的擴(kuò)展頻譜信號;即載頻1.57542 CHZ的L1信號和載頻1.2276GHZ的L2信號。L1信號有兩個以90°相位差調(diào)制的移相鍵控(PSK)擴(kuò)展頻譜信號P碼信號(P代表準(zhǔn)確)和C/A碼信號(C/A表示粗略/捕獲或消除/存取)。L2信號只包含P碼信號。P和C/A碼為調(diào)制到載波上的重復(fù)的多位(按擴(kuò)展頻譜的術(shù)語稱之為“基片”Chips)的偽隨機(jī)序列。這些碼的類似時鐘的特性被接收機(jī)用以進(jìn)行時延測量。各衛(wèi)星的編碼是不同的，以便使接收機(jī)能區(qū)分來自不同衛(wèi)星的信號，即使這些信號都在同一載波頻率上。調(diào)制到各載波的還有一個50比特/秒的數(shù)據(jù)流(各衛(wèi)星的數(shù)據(jù)流也不相同)，該數(shù)據(jù)流中包含有關(guān)系統(tǒng)狀態(tài)和衛(wèi)星軌道參數(shù)的信息，而這些在導(dǎo)航計算中是需要的。P碼信號加了密，僅供保密用戶使用。
C/A信號供所有用戶使用。
GPS接收機(jī)完成的功能大部分是任何直接-序列擴(kuò)展頻譜接收收機(jī)通常所完成的功能。偽隨機(jī)編碼調(diào)制的擴(kuò)展效應(yīng)必須在稱為“解擴(kuò)展”(despreading)處理過程中，通過將每一信號乘以時間對準(zhǔn)的、本地產(chǎn)生的該信號碼的復(fù)制碼移除。由于準(zhǔn)確的時間對準(zhǔn)(或碼時延)，在接收機(jī)啟始時未必知道，所以就必須在最初的捕獲階段進(jìn)行搜尋。一經(jīng)找到，在接收機(jī)操作的“跟蹤”狀態(tài)期間一定要保持正確的碼時間對準(zhǔn)，因為用戶在四處移動。提供這種對準(zhǔn)的機(jī)械稱之為延遲鎖定環(huán)。
經(jīng)解擴(kuò)展，各信號只是一個在某一中頻的50比特/秒的PSK信號。該頻率有些不確定，這是由于衛(wèi)星與用戶間相對移動所產(chǎn)生的多普勒效應(yīng)，以及由于接收機(jī)本地時鐘誤差而導(dǎo)致的。在信號最初的捕獲階段，必須搜尋這個多普勒頻率，因為捕獲前該頻率往往是未知的。多普勒頻率一經(jīng)大致確定，便可使用從平方或科斯達(dá)斯(Costas)載波恢復(fù)環(huán)路得到的本地載波信號來進(jìn)行載波解調(diào)。為使載波恢復(fù)器和延遲鎖定環(huán)的動態(tài)特性在信號強(qiáng)度變化時保持在一恒定狀態(tài)，GPS接收機(jī)通常裝有自動增益控制(AGC)。載波解調(diào)后，數(shù)據(jù)的位定時由位同步環(huán)得到，最后檢測出數(shù)據(jù)流。一經(jīng)獲得并鎖定了來自四顆衛(wèi)星的信號，進(jìn)行了必要的時延和多普勒測量以及收到足夠的數(shù)據(jù)位(多到足以確定GPS“系統(tǒng)”時間和軌道參數(shù))，便可進(jìn)行導(dǎo)航計算。
為完成上述功能，所有已知的GPS接收機(jī)都采用標(biāo)準(zhǔn)的模擬技術(shù)而只在接收機(jī)“后端”進(jìn)行少量的數(shù)字處理。導(dǎo)航計算通常用微處理機(jī)進(jìn)行，微處理機(jī)很適合于完成這一任務(wù)。此外，在已知的接收機(jī)中一些基帶功能，比如數(shù)據(jù)檢測、位定時恢復(fù)以及一些科斯達(dá)斯(Coshas)環(huán)路處理，都以數(shù)字方式完成的。然而，偽隨機(jī)碼的解擴(kuò)展、載波解調(diào)、延遲鎖定環(huán)的處理和增益控制則都由模擬元件來完成。
先前的GPS接收機(jī)的例子在Chace的一篇論文中得以表述，該論文在一九八三年三月的微波系統(tǒng)應(yīng)用技術(shù)會議上發(fā)表，題為“商用GPS接收機(jī)的低消耗射頻(RF)/大規(guī)模集成電路(LSI)技術(shù)”(LOW Cost RF/LSI lechnologies for Commercial GRS Receivers，MICROWAVE SYSTEMS APPLICATIONS TECHNOLOGYCONFERFNCE，March，1983)。先前的GPS接收機(jī)的另一個例子在Yiu、Ceau bosd Eschen back的論文中得以表述，該論文發(fā)表在一九八二年秋季導(dǎo)航學(xué)院學(xué)報上，題為“地面導(dǎo)航所使用的低消耗GPS接收機(jī)”(Alow-Cost GPS Receiver for Land Naviation，Jou RNAL OF THE INSTITUTE ofNAVIGA TION，F(xiàn)all 1982)。
先前的GPS接收機(jī)所用的處理方法有幾個缺點(diǎn)。由于GPS信號的復(fù)雜特性和所需的復(fù)雜處理，這些接收機(jī)通常需要大量分立元件或高度專用的模擬集成電路，結(jié)果制造費(fèi)用昂貴。如果接收機(jī)是設(shè)計來同時處理四個所需的衛(wèi)星信號時，情況更是如此，因為一個“信道”的電路要復(fù)制三套。為減少電路的復(fù)雜性，某些接收機(jī)使用了所謂序貫處理的方式，該處理中一個信道的硬件由四個進(jìn)入的信號分時使用。然而由于采用這種技術(shù)接收機(jī)的性能有所降低，這是因為各信號中四分之三的信息被丟掉了。
此外，一般的接收機(jī)還存在著模擬設(shè)計中常見的問題，比如由老化，溫度/濕度變化以及一定信號通道特性的失配而引起的功能降低。
目前GPS接收機(jī)中所用的處理方法的另一個缺點(diǎn)是最初的信號捕獲需要較長時間。如上所述，在四顆衛(wèi)星信號能夠被跟蹤之前，必須在兩維搜索“空間”碼時延和多普勒頻率進(jìn)行搜尋，通常如果預(yù)先不知道該搜索空間中信號的位置(比如接收機(jī)“冷啟動”后的情況便是如此)，那么必須搜索大量的碼時延(約2000個)和多普勒頻率(約15個)。這樣一來，對每個信號來說，在搜索空間就有多達(dá)三萬個位置要檢查。這些位置通常是一次一個地順序查下去，這一過程可以多達(dá)5至10分鐘。如果接收天線范圍內(nèi)四顆衛(wèi)星的識別標(biāo)志(即碼)是未知的，那么捕獲時間還得加長。已獲得了縮短探測時間還得延長。縮短捕獲時間的方法已經(jīng)找到，但要實施卻費(fèi)用昂貴。比如有一種技術(shù)采用對十八顆衛(wèi)星的編碼匹配表面聲波濾波器來有效地進(jìn)行解擴(kuò)展。另一種技術(shù)利用并聯(lián)工作的多個普通解擴(kuò)展電路來同時搜尋幾個碼時延。
從上述討論中顯而易見主要依賴于模擬技術(shù)的普通GPS接收機(jī)有許多不足之處。大多數(shù)先前的接收機(jī)以序貫方式進(jìn)行GPS信號的搜索。通常的程序是接收機(jī)對正確的碼時延作一猜測，并相應(yīng)地設(shè)置C/A碼發(fā)生器。然后根據(jù)那個碼時延，檢測所有的頻率單元以找到信號所在處。如果信號未找到，碼發(fā)生器便增值到下一個碼時延，整個處理重復(fù)進(jìn)行。查找信號存在的常用檢測方法大致可描述為跟有門限判決的可變頻率平均功率的“測量”。對一特定碼時延/多普勒頻率的跟蹤，C/A信號與本地產(chǎn)生的C/A碼相乘，并與一正弦波混頻，該正弦波的頻率等于當(dāng)前獨(dú)立的多普勒頻率。所得信號由一個濾波器濾波，該濾波器的帶寬等于頻率搜索間隔△f。如果所需信號存在于當(dāng)前搜索的頻率單元中，則該濾波器的輸出將包括一個解擴(kuò)展的50比特/秒的數(shù)據(jù)信號。濾波器的輸出取平方和平均，得到平均功率，然后將該平均功率與門限相比較。如果平均功率高于門限，則認(rèn)為當(dāng)前頻率單元內(nèi)有信號存在，否則認(rèn)為沒有，搜索再轉(zhuǎn)到下一頻率單元進(jìn)行。
通常采用的搜索技術(shù)在Spilkes，z，z，zr的論文中得以描述，(Global Positioning SystemGPS Signal Structure and performan Ce Characteristics，THE INSTITUTE OF NAVIGATION VOI.I.PP.29-54 1980)。
由于要搜索大量的頻率單元(約三萬個)，普通接收機(jī)如果用序貫搜索方式;要找到一個信號就需好幾分鐘。如果接收天線范圍內(nèi)衛(wèi)星的識別標(biāo)志(即編碼)是未知的，那么就要增加更多的時間?？s短搜索時間的方法已經(jīng)找到，但要實施卻費(fèi)用昂貴。一般來說，這些方法是基于對每一個多普勒頻率同時檢查幾個碼時延從而加速搜索過程的設(shè)想上的。例如，一種技術(shù)采用了多個解擴(kuò)展電路，各電路有各自的碼發(fā)生器和平均功率檢測器，各電路并聯(lián)工作，因此，就需要有一種多普勒搜索技術(shù)，該技術(shù)能使GPS接收機(jī)迅速、有效地搜索存在的多普勒頻率并且改善GPS接收機(jī)的鎖定時間。
總而言之，本發(fā)明設(shè)想一種GPS搜索技術(shù)，它使用四個不同的接收信道同時接收四顆衛(wèi)星的GPSC/A碼信號。本發(fā)明的原理同樣可用于同時接收GPSP碼信號;可用于利用一個時分信道來序貫接收C/A或P碼信號;還可用于接收通常的直接-序列-編碼的擴(kuò)展頻譜信號。
與本發(fā)明的最佳實施例相一致，本發(fā)明的搜索技術(shù)在擴(kuò)展頻譜接收機(jī)中進(jìn)行多普勒搜索，以接收一個或多個直接-序列-編碼信號，各信號可能在其標(biāo)稱載頻上作多普勒頻移。在載頻上對每個信號來說，在開啟延遲跟蹤和載波恢復(fù)環(huán)路之前，要經(jīng)過碼時延/多普勒頻率搜索過程。對每個碼時延搜索試驗，本發(fā)明輸入一個信號的N個連續(xù)的數(shù)字化采樣，該信號相當(dāng)于由下變頻后的接收信號和所需信號的本地產(chǎn)生的編碼相乘后經(jīng)濾波的結(jié)果，本地產(chǎn)生碼的碼時延即相當(dāng)于當(dāng)前碼時延搜索檢測的碼時延，濾波通過的頻帶即相當(dāng)于下變頻后接收的信號可能的載頻多普勒偏移的整個頻率范圍。然后本發(fā)明計算N個采樣組的N點(diǎn)離散傅立葉變換以產(chǎn)生N個復(fù)數(shù)的變換輸出采樣，每個輸出相當(dāng)于從O Hertz(赫茲)-fs(或相當(dāng)于頻帶-fs/2-fs/2)頻帶內(nèi)的N個等間距的搜索頻率之一，fs為前一步驟中采樣輸入的采樣頻率。然后計算出上述N個復(fù)數(shù)輸出采樣的幅度平方以得到相當(dāng)于上述搜索頻率的N個功率值。上述的步驟進(jìn)行M次，將各上述N個搜索頻率產(chǎn)生的M個功率值相加，得到與平均功率成正比的N個值。記下N個平均功率的最大值并且計算出相應(yīng)的頻率。將平均功率最大值與門限比較，超過該門限的事實表明當(dāng)前的碼時延大致正確(本地編碼的時間基本上對準(zhǔn)于所收到的碼)，并且上步驟中找到的平均功率最大值對應(yīng)的頻率表明了大致的多普勒頻移，該門限未被超過的事實表明當(dāng)前碼時延基本上不正確，應(yīng)試另一個碼時延。
因而，本發(fā)明的目的之一是提供一種能迅速找出GPS信號位置的GPS搜索技術(shù)。
本發(fā)明的另一目的是提供一種能同時搜索全部可能的多普勒信號的GPS搜索技術(shù)。
本發(fā)明還有一個目的是提供一種改進(jìn)的裝置，以對GPS信號進(jìn)行迅速的最初捕獲。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種在通用的數(shù)字信號處理器中便能輕宜實施的GPS搜索技術(shù)。
考慮了對本發(fā)明的如下描述，本專業(yè)技術(shù)人員不難發(fā)現(xiàn)本發(fā)明的這些目的及其它目的。
圖1為說明本發(fā)明的GPS接收機(jī)結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2為圖1中模擬前端104的詳細(xì)方框圖，并且該圖顯示了與天線和A/D轉(zhuǎn)換器間的連接。
圖3為圖1中GPS接收機(jī)的第一DSP部分110的詳細(xì)方框圖。
圖4A和4B為圖3中正交混頻器/抽選器310的另一實施例的簡圖。
圖5A和5B為圖3中低通濾波器/抽選器322的另一實施例的簡圖。
圖6A為A/D轉(zhuǎn)換器106輸出端的C/A信號的頻譜圖。
圖6B為正交混頻器/抽選器310輸出端的C/A的信號頻譜圖。
圖6C為解擴(kuò)展數(shù)據(jù)信號的頻譜圖以及和圖5A和5B中濾波器的頻率響應(yīng)的關(guān)系相關(guān)的。
圖7為圖1中第二DSP部分的詳細(xì)方框圖。
圖8是圖7的跟蹤/數(shù)據(jù)處理器704的操作的詳細(xì)方框圖。
圖9A，9B和9C是對多次碼時延和多普勒頻率搜索一個GPSC/A信號所遇問題的說明。
圖10是由圖7的搜索處理器702根據(jù)本發(fā)明的方法完成的FFT輔助最大功率譜測量的流程圖。
圖11是根據(jù)本發(fā)明的改進(jìn)搜索方法，由圖1中搜索處理器702和微處理器114所完成的搜索過程的流程圖。
圖1為表明本發(fā)明的數(shù)字GPS接收機(jī)結(jié)構(gòu)的方框圖。接收機(jī)100包括與模擬前端104相連的天線102，以便在L1頻率接收并選擇所需的合成GPS信號(由來自幾顆衛(wèi)星的信號組成)并且改變信號使之適于向數(shù)字(二進(jìn)制)型轉(zhuǎn)換。信號的改變包括濾波、放大和頻率變換。模擬前端104接至A/D轉(zhuǎn)換器106，該轉(zhuǎn)換器將收到的模擬信號進(jìn)行采樣，并轉(zhuǎn)換成以后接收機(jī)處理所要求的數(shù)字形式。與模擬前端104和A/D轉(zhuǎn)換器106相連的振蕩器108以合適的采樣頻率提供時鐘信號。就本發(fā)明來說，該時鐘頻率的選擇需要慎重，正如下面還要談及的那樣。本發(fā)明的最佳實施例中，時鐘頻率大致為38.192MHZ。
A/D轉(zhuǎn)換器106的輸出接至第一個數(shù)字信號處理器(DSP)110。DSP110提供與大致為0頻率的正交混頻，C/A碼的產(chǎn)生和解擴(kuò)展，為得到用于延遲鎖定的輔助信號的超前-滯后處理、低通濾波和采樣率降低。根據(jù)本發(fā)明的原理，DSP110同時處理來自四顆衛(wèi)星的信號。振蕩器108也接至DSP110，并在基波采樣頻率上提供時鐘信號。第一個DSP110的工作速率相當(dāng)高，這是由于A/D轉(zhuǎn)換器106提供的數(shù)字化信號的采樣率很高。然而，盡管工作速度高并要進(jìn)行大量的處理，根據(jù)本發(fā)明的原理DSP110的操作卻可簡化，其簡化程度能達(dá)到使DSP110輕易使能在單片集成電路(IC)中實施。
第一個DSP110接至第二個DSP112，第二個DSP112用來進(jìn)行信號搜索、跟蹤以及數(shù)據(jù)恢復(fù)操作。DSP也是同時處理四個信道的信號的，這些操作包括科斯達(dá)斯(Cosfas)環(huán)路載波恢復(fù)和解調(diào)，延遲鎖定環(huán)濾波和C/A碼時延控制，數(shù)據(jù)位同步和數(shù)據(jù)檢測以及用于搜索的FFT輔助功率譜的測量。由于第一個DSP110提供了的信號其采樣率比較低(由于作了低通濾波和采樣率降低)DSP112的操作使用通用的可編程DSP IC機(jī)便可輕易完成，而這種IC機(jī)從許多制造商那兒很容易得到。
第二個DSP112接至微處理器(up)或up系統(tǒng)114，該系統(tǒng)對整個接收機(jī)進(jìn)行控制并執(zhí)行導(dǎo)航功能。這些功能包括數(shù)據(jù)信息和由DSP112測得的其它參數(shù)(比如編碼時延和多普勒頻率)的翻譯，導(dǎo)航定位的計算以及對四顆被跟蹤衛(wèi)星的選擇。微處理器114還與第二個DSP112一起采用改進(jìn)的搜索算法，下面將更多地詳述該算法，up114的功能，除去本發(fā)明改進(jìn)的搜索算法之外，均為其它GPS接收機(jī)后端up/s所執(zhí)行的通常功能，這里就不作進(jìn)一步說明了。后端微處理器114操作之例在M.Z鮑爾(Borel M.Z)等人的文章中作了論述(Texas Instruments Phase I GPS User Equipment，THE INSTITVTE OF NAVIGATIONTHE GLOBAL POSITIONING SYSTEM.PP.87-102，1980)。有關(guān)導(dǎo)航定位算法的詳情可參看NO NOe P.S和mges K.A的文章(A Position Fixing Algorithm for the Low-Cose GPS Recerver，IEEE TRANSACTION ONAFROSPACE AND EIECTRONIC SYSTEMS，AES-12，VOL.2，PP 295-297 March，1976)。
圖2為模擬前端104的更詳細(xì)的方框圖。模擬前端有與天線102相連的預(yù)選器202，以選擇并放大所需的合成GPS信號。信號選擇由預(yù)選器完成，預(yù)選擇器有一帶通濾波器，其中心頻率大約為1575.42MHZ的L1頻率上。濾波器參數(shù)(帶寬和極點(diǎn)數(shù))的選擇要綜合考慮較高抗干擾性和較低信號失真這樣相互沖突的需求，正如本專業(yè)技術(shù)人員所熟知的那樣。在以接收GPS C/A信號為目的的本發(fā)明中，適于使用3dB帶寬為6MHZ、的三極點(diǎn)濾波器。本專業(yè)技術(shù)人員將會贊同在本發(fā)明范圍內(nèi)將陶瓷濾波器用作預(yù)選器是適宜的。
預(yù)選器202的輸出端接至模擬混頻器204的一個輸入端。模擬混頻器204的第二個輸入端與諧波發(fā)生器210的輸出端相連，諧波發(fā)生器產(chǎn)生一個大體為正弦的信號，其呈現(xiàn)的頻率等于采樣頻率fs的N倍。諧波發(fā)生器210的輸入端接至振蕩器108，振蕩器108提供頻率為fs的時鐘信號，從而產(chǎn)生該頻率的諧波。諧波發(fā)生器可用任意一種標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)來實施，比如，階躍恢復(fù)二極管可用作脈沖發(fā)生器，其后跟一帶通濾波以選出所需(第N次)諧波。
根據(jù)本發(fā)明的方法，采樣率fs和諧波次數(shù)N的選擇應(yīng)滿足下列關(guān)系fL1]]>＝1575.42MHZ＝(N+1-.25)·fs如果此關(guān)系得到滿足，混頻器204輸出端的差頻信號將大體以頻率fs/4為中心，這一點(diǎn)下面還要詳述。這樣諧波發(fā)生器210與混頻器204連用便可將來自1575.42MHZ載頻的信號頻率變換到約等于fs/4的載頻上去。本發(fā)明最佳實施例中，N＝41，fs＝38.192MHZ，上列等式中用加(+)號。這樣，GPS信號轉(zhuǎn)換到大約為9.548MHZ的頻率上。
混頻器204的輸出端接至模擬數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器106的模擬輸入端。振蕩器108同樣接至A/D轉(zhuǎn)換器106，振蕩器108提供一時鐘信號使A/D進(jìn)行采樣并且以采樣率fs將輸入的波形數(shù)字化。A/D轉(zhuǎn)換器106的多位數(shù)字輸出接至DSP110作進(jìn)一步處理。為避免需用一個單獨(dú)的采樣和保持電路，A/D轉(zhuǎn)換器最好用“瞬時”型的。幾種瞬時型A/D轉(zhuǎn)換器在各制造商那兒很容易得到。比如可用TRW的TDC1029 6-比特A/D轉(zhuǎn)換器。TRW LSI生產(chǎn)部，TRW電子原件組，郵政信箱2472，拉霍CA92038(TRW LSI Produets Division，TRW Electonic Components Group，P.O.Box2472，La Jolla，CA92038)。
A/D轉(zhuǎn)換器106引入的量化噪聲加到天線噪聲和由預(yù)選器202和混頻器204產(chǎn)生的其它前件噪聲中。所以應(yīng)調(diào)整預(yù)選器202的增益使該量化噪聲不至于使總的前端噪聲系數(shù)明顯變壞。A/D轉(zhuǎn)換器106的分辨率位數(shù))的選擇應(yīng)能為要收到的各類信號，包括GPS信號和干擾信號)提供適當(dāng)?shù)膭討B(tài)范圍。本發(fā)明的最佳實施例中，使用的是6比特轉(zhuǎn)換器。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，采樣頻率必須大到足以提供充分的保護(hù)以防止混迭。如上所述，38.192MHZ的采樣率就能滿足這一準(zhǔn)則及上述的關(guān)系限制。
注意與先前接收機(jī)的模擬部分相反，模擬前端104只有極少量的電路?？紤]到可制造性以及接收機(jī)性能對環(huán)境變化的不敏感性，這一點(diǎn)具有明顯有益的意義。A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端接至第一個DSP110，110，第一個DSP110將在圖3中敘述。DSP110包括與A/D轉(zhuǎn)換器106相連的正交混頻器/抽選器310，其功能是用來接收輸入的采樣、數(shù)字化的合成GPS信號，該信號包括通常來自四顆衛(wèi)星的C/A信號以及前端噪聲?；祛l器/抽選器310進(jìn)行正交混頻以便將約為fs/4上的合成信號從大約為fs/4的中心頻率轉(zhuǎn)換到大約為OHZ的載頻上。雖然轉(zhuǎn)換到OHZ并非絕對必要，但還是這樣為好，因為這樣可以簡化以后的處理。頻率轉(zhuǎn)換之后，混頻器/抽選器310進(jìn)行簡單的低通濾波，然后降低采樣率，或者“抽選”。正交混頻器/抽選器310在下面將結(jié)合圖1和圖2進(jìn)一步詳述。
正如本專業(yè)中所通曉的那樣，正交混頻產(chǎn)生由兩部分組成的復(fù)數(shù)型輸出一個同相(I)部分和一個異相或正交(Q)部分。正交混頻器/抽選器310的I和Q輸出端分別接至四個信道處理單元320，340，360和380，并分別與信道1，2，3和4對應(yīng)。這些處理單元進(jìn)行四顆衛(wèi)星信號的碼解擴(kuò)展以及有關(guān)任務(wù)。處理單元320，340，360和380結(jié)構(gòu)相同，因此，僅描述信道1處理器320的工作原理。
信道處理器320包括C/A碼發(fā)生器330，該碼發(fā)生器330產(chǎn)生兩個信號1)一個“即時”信號，該信號為所需衛(wèi)星C/A編碼的復(fù)制碼，2)一個“滯后-超前”信號，其定義為延遲(滯后)的時差為Td的即時信號與提前(超前)的時差為Td的即時信號之差的二分之一。用數(shù)學(xué)術(shù)語來講，如果用P(+)代表即時信號，那么滯后-超前信號即為
LE(t)＝P(t-Td)-P(t+Td)/2由于即時信號為C/A碼，因此取值為+1和-1，可以看出，滯后-超前信號取值為+1，-1和0三個值。碼發(fā)生器330可根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)設(shè)計;C/A碼的產(chǎn)生已有詳細(xì)描述，比如空軍文件SS-GPS-300B(System Specification for the NAVSTAR Global Positioning System)?？梢酝ㄟ^使基本C/A碼經(jīng)過移位寄存器來得到所需信號，移位寄存器分別接在輸入端、中間部分和輸出端抽頭以分別產(chǎn)生超前、即時和滯后信號。選樣時差Td以得到所需的延遲鑒別器的特性(或“S-曲線”)，正如本專業(yè)中熟知的那樣，通常來講，Td大約為“基片”持續(xù)時間的二分之一，或在本情況下大約為0.5微秒，因為C/A碼的基片速率為1.023M Chips/sec。C/A碼發(fā)生器330的控制輸入端接至第二個DSP112，第二個DSP112傳輸以下有關(guān)指令十八個可能的C/A碼中產(chǎn)生哪一個以及產(chǎn)生的碼與接收的衛(wèi)星信號碼間所需的時間關(guān)系(碼時延)。
C/A碼發(fā)生器330的即時輸出端接至乘法器332和334各自的一個輸入端。乘法器332和334的第二個輸入端分別接至正交混頻器/抽選器310的I、Q輸出口。假如時間對準(zhǔn)合適，乘法器332和334便可有效地從信號中解擴(kuò)展(或去除C/A碼)此信號的碼與C/A碼發(fā)生器330產(chǎn)生的碼匹配。這樣，假如有合適的時間對準(zhǔn)，乘法器332、334輸出的I-Q信號便是50比特/秒的數(shù)據(jù)信號。該數(shù)據(jù)信號的載頻通常來說并不正好為O HZ，而是根據(jù)衛(wèi)星和用戶的移動引起的多普勒頻移以及振蕩器108從標(biāo)稱頻率的飄移而從OH2移開。對于通常的地面用戶來說，由于衛(wèi)星和用戶移動而引起的多普勒頻移，其值大約為百分之十/-2.7(PPM)。假如振蕩器飄移為+/-2.0ppm，那么在1575.42MHZ這一標(biāo)稱L1載頻上，總多普勒頻移通常為+/-4.7ppm，或大約為+/-7.5KHZ，由于乘法器332.334輸出端的I-Q信號已知在-7.5KHz-+7.5KHz的頻率范圍內(nèi)，因此可以用低通濾波將帶外不要的噪聲去除。反過來，可以根據(jù)奈奎斯特采樣定理來降低信號的采樣率。這些便是低通濾波器/抽選器322和324的功能，其輸入端分別接至乘法器332和334的輸出端。低通濾波器/抽選器322和324輸出的PI和PQ(瞬時I和Q)信號分別接到DSP112作進(jìn)一步處理。
圖6a，6b和6c給出的是GPSC/A信號經(jīng)DSP110處理后的幅度頻譜。圖6a表示的是A/D轉(zhuǎn)換器106輸入的C/A信號的原邊譜。它具有(SinX/X)型曲線，第一個零點(diǎn)位于離fs/4中心頻率(最佳實施例中為9.548MHZ)約1MHZ的位置上。該形狀是由C/A碼形成該碼的基本率為1.023MHZ。圖6b是正交混頻器抽選器310輸出經(jīng)轉(zhuǎn)換之后的I-Q信號的譜。I-Q信號頻譜一般是由復(fù)數(shù)信號的富里葉變換得出的形式，該復(fù)數(shù)信號的實部為I信號，虛部為Q信號。注意變換后的C/A信號大約以O(shè)載頻為中心。
圖6C顯示的是解擴(kuò)展后的即時I-Q信號的譜。注意由C/A碼調(diào)制造成的頻譜擴(kuò)展已經(jīng)消除，剩下的是以多普勒偏頻為中心的50比特/秒的數(shù)據(jù)信號。
再參看圖3，C/A碼發(fā)生器330的滯后-超前輸出端接至乘法器336和336各自的一個輸入端，乘法器336和338的第二個輸入端分別接至正交混頻器/抽選器3/O的I、Q輸出口。乘法器336、338輸出端的I-Q信號為輔助“差動”信號，該信號以后在接收機(jī)中用作延遲鎖定。同即時I-Q信號一樣，差動I-Q信號的重要內(nèi)容被限定在可能的多普勒偏移范圍的頻率之內(nèi)，也就是大約在基帶口的-7.5KHz至+7.5KHz之間。分別接至乘法器336和338的相同結(jié)構(gòu)的低通濾波器/抽選器326和328將帶外不要的能量去除，并且相應(yīng)降低采樣率。分別從低通濾波器/抽選器326和328輸出的DI和DQ(差動I和Q)信號接至DSP112作進(jìn)一步處理。濾波器326和328與即時濾波器322和324結(jié)構(gòu)相同。
以前所述，信道處理器340、360和380的結(jié)構(gòu)與信道處理器320的相同。在正常工作時，各處理器從收到的合成信號中分出特定的衛(wèi)星信號，它的C/A碼與該單元的碼發(fā)生器產(chǎn)生的碼相匹配。
所配置時鐘/控制發(fā)生器390作為DSP110的一部分安裝上以生產(chǎn)各類數(shù)據(jù)處理電路所需的時鐘和控制信號。與時鐘/控制發(fā)生器390相連的振蕩器108提供基準(zhǔn)時鐘信號，并由此得到其它的時鐘和控制信號。本發(fā)明GPS接收機(jī)的結(jié)構(gòu)設(shè)計使得DSP110電路適于在單片集成電路中實施。這主要是因為徹底免除了數(shù)據(jù)信號處理中通常必需的復(fù)雜的、多位數(shù)字乘的操作。正如本專業(yè)中熟知的那樣，各位乘(比如兩個8-比特數(shù)字信號相乘)就電路所占面積、電源電流的消耗以及執(zhí)行時間來說，其代價昂貴。運(yùn)行速率高或采樣率高時更是如此，比如GPS接收機(jī)所要求的那樣。DSP110用了幾種方法來免除多位乘。首先，我們記得送至乘法器332和334的瞬時信號只有+1和-1兩個值，并且送至乘法器336和338的滯后一超前信號也僅有+1，-1和0三個值。本專業(yè)技術(shù)人員將會贊賞用這些簡單因子便可完成乘的簡便之處。IQ信號執(zhí)行乘的字長每一位僅需幾個邏輯門。C/A碼發(fā)生器330沒有乘法器，可以容易地用邏輯門和觸發(fā)器構(gòu)成，正如上述引用的文件中所表明的那樣。通過使用特別的濾波結(jié)構(gòu)便可使低通濾波器/抽選器322、324、326和328中不用多位乘法器，這一點(diǎn)以后再加以說明。最后，憑借本發(fā)明接收機(jī)的幾個結(jié)構(gòu)特性，包括正交混頻的特別選擇，正交混頻器/抽選器310便可不用乘法器，對此我們現(xiàn)在加以討論。
我們記得正交混頻器/抽選器310的主要功能是將A/D轉(zhuǎn)換器輸入的合成信號轉(zhuǎn)換到0頻率。一般來說，正交混頻是通過Cos Wot和Sin Wot轉(zhuǎn)換信號執(zhí)行乘，這里W0為轉(zhuǎn)換所需的角頻率值。從數(shù)學(xué)角度來說，認(rèn)為是的復(fù)數(shù)值exp｛jw0f｝＝Cos W0f+jsinW0f來進(jìn)行乘，并且將積的實部和虛部分別看作I、Q的輸出。在數(shù)字處理過程中，對余弦和正弦波形進(jìn)行采樣，也就是說時間變量t變成了離散的時間變量nf，這里T＝1/f/s＝1/采樣率N為采樣數(shù)為可數(shù)整數(shù)(1、2、3、4…等等)。在于電路上，數(shù)字處理需要某些方法比如用一個ROM表來產(chǎn)生余弦和正弦值，加上兩個乘法器電路。一般來說，為取得良好的操作效果，余弦和正弦值必須準(zhǔn)確地用多位的實數(shù)來代表，在就是說余弦/正弦乘法器必須是復(fù)雜的多位類型的。
本發(fā)明的正交混頻器通過對轉(zhuǎn)換頻率的特別選擇而免用了多位乘法器和余弦/正弦發(fā)生電路。我們記得由于上述限制采樣頻率fs與諧波發(fā)生器參數(shù)N之間的關(guān)系來自A/D轉(zhuǎn)換器106輸入的合成信號大約以頻率fs/4為中心。這樣，當(dāng)把合成信號從fs/4轉(zhuǎn)換到0頻率，轉(zhuǎn)換頻率W0就必須為2πf/4。這就意味著采樣后的復(fù)數(shù)混頻波形表達(dá)式｛W0t｝變成了表達(dá)式｛jnπ/2｝，即變?yōu)槿缦碌暮啽阈问健?，j，-1，-j，1，j，-1，-j……等等。采樣的余弦和正弦波形同樣分別簡化為……1，0，-1，0和0，1，0，-1。本專業(yè)技術(shù)人員將會贊賞如此簡單序列生成的簡便性以及其相乘的簡便之處。特別是無需使用復(fù)雜的多位乘法器線路了。
上述正交混頻操作的簡化基本上是靠本發(fā)明的GPS接收機(jī)的結(jié)構(gòu)特性實現(xiàn)的。以前或與之有關(guān)所有的已知GPS接收機(jī)需執(zhí)行載波解調(diào)或多普勒去除以解擴(kuò)頻。如果數(shù)字接收機(jī)采用這種方法，象本發(fā)明所述的那樣，就意味著正交混頻恰好到0Hz，而不是正交混頻到大約為0Hz。也就是說，轉(zhuǎn)換頻率將不是fs/4，而是fs/4+f多普勒。因為一般來說各衛(wèi)星信號的多普勒頻率是不同的，這就需要分別進(jìn)行四次正交混頻操作。更重要的是，破壞了轉(zhuǎn)換頻率與采樣頻率間的特別聯(lián)系，便使簡化混頻波形和免用多位乘線路成為不可能。與此相反，本發(fā)明的接收機(jī)在解擴(kuò)展后才進(jìn)行解調(diào)，事實上，是在跟隨解擴(kuò)展它的濾波和抽選操作之后進(jìn)行。這些功能的分步執(zhí)行使載波解調(diào)在DSP112中用可編程DSPIC′s機(jī)便可完成，可編程DSPIC′s機(jī)適于完成波形產(chǎn)生和多位乘法運(yùn)算任務(wù)。這也使上述簡化成為可能，使正交混頻器/抽選器310易于完成，下面我們將對此進(jìn)行描述。
圖4a和4b顯示的是正交混頻器/抽選器310的兩個可供選擇的實施例。兩個實施例的通過復(fù)數(shù)序例……1，j，-1，-j，……等來進(jìn)行正交混頻，接著便進(jìn)行簡單的濾波和抽選操作。進(jìn)行濾波是為去除合成GPS信號中的負(fù)頻鏡像，相位混頻處理后合成GPS信號以頻率fs/2為中心。由于通過濾波減少了信號帶寬，就要進(jìn)行采樣率降低(抽選)以使隨后的電路以低速工作。圖4a的電路有效地進(jìn)行正交混頻并在其后跟有2個分支的數(shù)字低通濾波器(Z-變換的傳輸函數(shù)為H(z)＝1+Z-1)并進(jìn)行2次選通。圖4b的電路有效地進(jìn)行正交混頻，其后跟有4個分支低通濾波器(傳輸函數(shù)為H(z)＝1+Z-1+Z-2+Z-3)并進(jìn)行4次選通。
圖4a的正交混頻器/抽選器310實施例包括兩個多位觸發(fā)器式鎖存器402和412(用F/F表示)，各自與A/D轉(zhuǎn)換器106相連，以鎖定A/D輸出的多位信號的采樣并且將采樣序列分為兩個可供選擇的半速率序列。觸發(fā)器402和412均將有頻率fs/2的時鐘信號。然而，觸發(fā)器412的時鐘信號與觸發(fā)器402的異相180度，以便當(dāng)觸發(fā)器402鎖定偶數(shù)輸入采樣值，觸發(fā)器412鎖定奇數(shù)采樣值(反之亦然)。時鐘相位倒相可由易于完成，例如用倒相器411。當(dāng)觸發(fā)器412的輸出端相連并被提供與觸發(fā)器402相同的時鐘信號的觸發(fā)器414用來對兩個采樣流進(jìn)行時間校準(zhǔn)。分別與觸發(fā)開關(guān)402和414輸出接至乘法器406和416以交替+/-1順序乘各采樣流。由于只有+1和-1兩個因子的這一簡單性質(zhì)，乘法器406和416易于實施。乘法器406和416的輸出分別代表正交混頻器/抽選器310的I和Q輸出該輸出接至信道處理器320、340、360和380以作進(jìn)一步處理。I和Q輸出端的采樣頻率與輸入端的頻率相比降低了一半，降至fs/2(在一種接收機(jī)實施例中為19.096MHz)。
圖4b中正交混頻器/抽選器310實施例中有觸發(fā)器442、452、454和倒相器451，其聯(lián)接方式與圖4a中的402、412、414和411相同并起相同作用。也就是說，電路442、452、454和451用來鎖存來自A/D106輸入的被采樣信號，并將之分為兩個同步的、半速率的采樣流。觸發(fā)器442輸出的一個采樣流接至觸發(fā)器446。觸發(fā)器446裝有與觸發(fā)器442(在fs/2頻率)一樣的時鐘，并且提供一個采樣周期的時延。減法器448將觸發(fā)器將從觸發(fā)器442輸出端的來時延采樣中減去466輸出的時延采樣。減法器448的輸出端根據(jù)fs/4頻率時鐘信號的指令被觸發(fā)器450以fs/4頻率鎖定。減法器448的每次第二個輸出就這樣被除去。由觸發(fā)器456、460和減法器458對觸發(fā)開關(guān)454輸出的采樣流進(jìn)行同樣的處理。觸發(fā)器450和460的輸出分別代表正交混頻器/抽選器310的I和Q輸出端，并接至信道處理單元320、340、360和380以作進(jìn)一步處理，I和Q輸出端的采樣頻率降低了四分之一，即從輸入頻率降至fs/4(一種接收機(jī)實施例中為9.548MHz)。注意此頻率是圖4a電路提供的頻率的一半，以使后續(xù)電路低速工作。盡管有點(diǎn)復(fù)雜，圖4b電路還是優(yōu)于圖4a電路，要是認(rèn)識到處理速度式功率消耗是至關(guān)重要的。
上述討論描述了正交混頻器/抽選器310的操作是如何大大簡化的，并便于實施。現(xiàn)在我們把注意力轉(zhuǎn)向后置-解擴(kuò)展(post-despread)低通濾波器/抽選器322、324、326和328。數(shù)字濾波器一般需要三種類型的元件1.鎖存式觸發(fā)器，以產(chǎn)生時延;2.加法器，或在某種情況下，減法器;3.乘法器。乘是收通過數(shù)字濾波器的采樣信號乘以不同增益常數(shù)，不同的增益常數(shù)值控制濾波器的傳輸函數(shù)式頻率響應(yīng)。乘法器的復(fù)雜程度依賴于信號采樣和增益系數(shù)字節(jié)長度。信號的字節(jié)長度影響著動態(tài)范圍和濾波器的頻率信噪比性能。系數(shù)的字長影響著濾波器的頻率響應(yīng)在多大程度上能成為近于某些期望的頻率響應(yīng)。粗系數(shù)量化(即縮短系數(shù)字節(jié)長度)從實施角度來看是需要的，但可能在一些濾波器結(jié)構(gòu)電導(dǎo)致相當(dāng)大的失真。如果頻率響應(yīng)的通帶與采樣頻率相比很窄時更是如此，這兒的情況就是這樣。為克服這一問題，本發(fā)明的接收機(jī)使用了特別的濾波結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)使系數(shù)很粗地量化到完全不用乘法電路的程度。
圖5a和5b詳述了兩個無需乘法器的數(shù)字濾波器的實施例，該數(shù)字濾波器可用作低通濾波器/抽選器322(還有324、326和328，因為它們是相同的)。圖5a的電路510基本上可以描述為M采樣的相加和轉(zhuǎn)儲濾波器。正如本專業(yè)眾所周知的那樣，該濾波器(也稱之為積累和轉(zhuǎn)儲)的功能，是就每一M列連續(xù)輸入的采樣求和并輸出結(jié)果。這相當(dāng)于一個有M個相等增益系數(shù)的有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器，為每一個M輸入采樣該濾波器的輸出進(jìn)行采樣一次(M次抽選)。該功能可由電路510順利執(zhí)行，電路510包括由二進(jìn)制加法器502和鎖存器式多位觸發(fā)器504構(gòu)成的累加器和一個輸出鎖存器506。以采樣率fI的輸入采樣由加法器502加到累加鎖存器504中，該鎖存器的時鐘定在同一頻率fI。M個輸入采樣被累加后，由鎖存器504輸出累加結(jié)果由輸出鎖存器506存起來(或“轉(zhuǎn)儲”)，輸出鎖存器506的時鐘為抽選中的采樣頻率fI/M上提供一時鐘。鎖存器506輸出的是經(jīng)過低通濾波的信號，該信號的采樣率已經(jīng)像期望的那樣由M因素降低M倍，降至fI/M。緊加鎖存器504被置以頻率為fI/M一個清零或復(fù)位信號，以便在各M采樣累加結(jié)果形成并輸出到鎖存器506之后，使鎖存器504清零到全零狀態(tài)。這樣，累加器便準(zhǔn)備好累加下一組M個輸入采樣。在本發(fā)明的范圍內(nèi)，輸入采樣率fI等于fs/2或fs/4，這要取決于正交混頻器/抽選通器310用的是圖4a電路還是圖4b電路。這樣一來，假定fs為38.192MHz，fI要么是19.096MHz，要么是9.548MHz。
相加和轉(zhuǎn)儲器510的頻率響應(yīng)的量化函數(shù)示為一個以0頻率為中心的Sin(X/X)型，其例子由圖6c所示。假定輸入采樣率為fI，濾波器的帶寬由參數(shù)M控制，第一個阻帶零便出現(xiàn)在fI/M頻率上。帶寬的選擇應(yīng)綜合考慮以下兩個相互矛盾的折衷1.低信噪比(SNR)降低對解擴(kuò)展在多普勒范圍+/-7.5KHz的數(shù)據(jù)信號(意指寬的帶寬);2.低輸出采樣率，以便減輕DSP112承受的處理負(fù)擔(dān)(意指窄的帶寬)。
盡管便于實施(乘法器)，相加和轉(zhuǎn)儲濾波器還有某些不令人期望的響應(yīng)特性，也就是指一個相當(dāng)于圓拱形的帶通，以及在頻率上緩慢下滑的阻帶。與更完善的濾波器的性能相比，這些特性造成了某些性能的降低。這一用途中的理想濾波器應(yīng)為矩形或“磚墻”式濾波器，該濾波器的截止頻率有與所預(yù)料的多普勒頻移最大值7.5KHz盡管實際上還沒有實現(xiàn)，但這樣一個濾波器將會使輸出采樣頻率降至到大約15KHz，而不會造成通常由噪聲混淆和信號衰減而產(chǎn)生的SNR降低。與此相反，為同樣輸出采樣率設(shè)計的相加和轉(zhuǎn)儲濾波器在多普勒范圍內(nèi)產(chǎn)生最糟的信號衰減時，其SNR降低達(dá)到3.9dB。在大多數(shù)GPS接收機(jī)的實用中，降低到這一水平是不能容忍的。因此，大多數(shù)情況下，相加和轉(zhuǎn)儲器510要設(shè)計有較寬的帶寬，當(dāng)然損耗也大，因為有高的輸出采樣率和更重的處理使DSP112承受了更重的處理負(fù)擔(dān)。
萬一由相加和轉(zhuǎn)儲器510提供的SNR與輸出采樣率的折衷方區(qū)還不足以解決問題，可以使用由圖5b顯示的另一種濾波器的實施例中的類型。圖5b的濾波器有一更接近于理想濾波器的頻率響應(yīng)，而且也易于實施，因為它不包含乘法器線路。簡言之，圖5b的低通濾波器/抽選器322可以描述為M1采樣求和和轉(zhuǎn)儲器，有2個極點(diǎn)和2個零點(diǎn)的2階無乘法器的遞歸濾波器以及一個M2采樣相加和轉(zhuǎn)儲的串聯(lián)。整個濾波器可被視作一個M1、M2采樣相加和轉(zhuǎn)儲器，它被分為兩個部分，兩部分之間置有2階遞歸部件，該部件使帶通曲線呈“矩形”并改善阻帶的衰減。采樣率的降低或抽選由2步完成，首先，由第一相加和轉(zhuǎn)儲器乘以M1，然后，由第二累加和轉(zhuǎn)儲器乘以M2，求出M1×M2的總選通因子。這兩級抽選使第二、第三濾波器部件工作于降低了的時鐘速率，因此降低了功率消耗。
詳細(xì)說來，圖5b的低通濾波器/抽選器322包括第一個相加和轉(zhuǎn)儲部件510，該部件接收以采樣率fI(如上所述要么為fs/2或fs/4)對輸入信號的采樣，并且進(jìn)行上述通常的相加和轉(zhuǎn)儲操作，除非參數(shù)M現(xiàn)為M1。以采樣率fI/M1上的第一相加和轉(zhuǎn)儲器510輸出的濾波后的采樣傳至二級遞歸濾波部件。這一部件的構(gòu)成有鎖存器或多位觸發(fā)器524和532，放大部件512，518，520，528，534和536，加法器516、522、526、530、和538及減法器514。來自第一相加和轉(zhuǎn)儲器的輸入采樣送至放大裝置512和536。循環(huán)部件的fI/M1的速率工作，這是由使用在鎖存器524和532上的fI/MI速率上的時鐘信號決定的。濾波后的輸出結(jié)果從加法器538的輸出端取出，該輸出加至第二相加和轉(zhuǎn)儲部件輸入加法器542上。由加法器542，緊加鎖存器544和輸出鎖存器546構(gòu)成的第二求和和轉(zhuǎn)儲部件，其工作方法與第一除輸入采樣率為fI/M1和求和和轉(zhuǎn)儲部件相同，選通參數(shù)現(xiàn)為M2。門閂546輸出的是最后低通濾波和抽選出的結(jié)果，該結(jié)果表示為fI/M1/M2的采樣率。
2級遞歸部件結(jié)構(gòu)選擇要使放大裝置512、518、520、528、534和536無需使用乘法器。這類結(jié)構(gòu)特別適用于窄帶低通濾波器，在其中增益系數(shù)可進(jìn)行粗量化而不會導(dǎo)致很大的頻率響應(yīng)的失真，所討論的這類結(jié)構(gòu)的例子為文章《New Recursive Digitocl Filter Structures Having Very Low Sensitivity and Roundoff Noise》，IEEE Trans-ACTIONS ON CiRcuiTS AnD Systems，V01.CAS-22，NO.12，PP.921-927Dec.1975。在本發(fā)明的濾波器中，系數(shù)量化的處理已達(dá)極限，即系數(shù)已經(jīng)量化到“一個比特”。這樣各增益系數(shù)實事上為2次方。一般本專業(yè)的技術(shù)人員會認(rèn)識到在2進(jìn)制計算中完成2次方的增益，只需進(jìn)行簡單的比特移位操作。實際上，移位用數(shù)據(jù)傳輸?shù)倪m當(dāng)程序安排便可完成。這樣，增益部件無需硬件本身便能制成。這也使整個濾波器的制造簡單化，因為它也減到僅僅是加法器和鎖存器的組合。
增益系數(shù)值和抽選參數(shù)M1和M2的選擇應(yīng)為得到生良好的SNR性能和盡可能接近理想低值15KHz的輸出采樣率。作為舉例，實施例的設(shè)計參數(shù)如下表所列
表2
這里，M1＝112，M2＝5當(dāng)輸入采樣率fI等于9.548MHz，正如圖4b的fs＝38.192MHz時的正交混頻器/抽選器電路所提供的那樣，最終輸出采樣頻率為17.05KHz，這一頻率相當(dāng)接近最低頻率15KHz。二級遞歸部件變換功能的Z-變換式如下H(Z)＝ (Z2)/(Z2) (-1.5Z+1)/(-1.5625Z+875)這里1/Z相當(dāng)于1/85.75KHz的時延。
整個濾波器頻率響應(yīng)的量化函數(shù)如圖6c所示。與簡單的累加和轉(zhuǎn)儲濾波器的曲線相比，它顯得更呈矩形，并有改善了阻帶抑制。SNR性能相應(yīng)地有了可觀的改進(jìn)。由于通過M1＝112進(jìn)行第一次選通，遞歸和第二相加和轉(zhuǎn)儲部件的采樣頻率如人們所期望的一樣，降低至85.25KHz。
正如本專業(yè)中熟知的那樣，流經(jīng)數(shù)字濾波器的信號的二進(jìn)制代替碼的字長必須長到足以使由濾波器本身造成的噪聲顯得不過份地大。分析表明，16比特的信號字長便足以在上述低通濾波器/抽選器322的任何一個實施例中使用，假設(shè)A/D轉(zhuǎn)換器106為6比特轉(zhuǎn)換器。
現(xiàn)在我們把注意力轉(zhuǎn)向DSP112的結(jié)構(gòu)和工作過程上，其方框圖如圖7所示。在最佳實施例中，DSP112包括四條并聯(lián)信道，各條均有一個搜索處理器和跟蹤/數(shù)據(jù)處理器。各信道的搜索和跟蹤/數(shù)據(jù)處理器接至DSP110的相應(yīng)信道處理單元。例如，信道1的處理器702和704接至信道1的DSP110處理單元320。具體來說，從低通濾波器/抽選器322和324輸出信道1的瞬時信號PI和PQ分別接至搜索處理器702和跟蹤/數(shù)據(jù)處理器704。從低通濾波器/抽選器326和328輸出的信道1的差信號PI和PQ分別接至跟蹤/數(shù)據(jù)處理器704。從跟蹤/數(shù)據(jù)處理器704輸出的信道1的C/A編碼控制信號接至C/A編碼發(fā)生器330。同樣在信道2處理器712、714與DSP110的處理單元340之間;在信道3處理器722、724與DSP110處理單元360之間;在信道處理器732、734與DSP110處理單元380間，也作類似的聯(lián)接。八個搜索和跟蹤/數(shù)據(jù)處理器全部通過雙向數(shù)據(jù)總線750接至控制微處理器114上。
圖8詳細(xì)顯示了由跟蹤/數(shù)據(jù)處理器704、714、724和734，所作的基本操作。簡言之，各處理器配備科斯塔環(huán)(Costas)用于載波恢復(fù)和載波解調(diào)(多普勒去除)，延時鎖定環(huán)進(jìn)行C/A編碼延時控制，自動增益控制(AGC)，數(shù)據(jù)比位時恢復(fù)和數(shù)據(jù)檢測。還包括有輸入/輸出(I/O)總線接口以利于同微處理器114通訊。
科斯塔環(huán)(Costas)載波恢復(fù)和載波解調(diào)由包括復(fù)混頻器802，低通濾波器808和810、混頻器842，載波環(huán)路低通濾波器844，正交可變頻率振蕩器(VFO)846在內(nèi)的環(huán)路進(jìn)行。從DSP110過來的即時I和Q信號PI和PQ接至復(fù)數(shù)混頻器802的一個輸入端。復(fù)混頻器802的另一輸入端接至正交可變頻率振蕩器802的另一輸入端接至正交可變頻率振蕩器(VFO)846的輸出端，該振蕩器在載波恢復(fù)(即多普勒)頻率的負(fù)極提供采樣了余弦和正弦波形。這些信號用Cosφ和Sinφ符號代表，分別出現(xiàn)在相位VFO846a和846b輸出端。實際上，復(fù)混頻器828對兩個“復(fù)數(shù)”信號PI+jPQ和Cosφ+Sinφ進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。相乘后產(chǎn)生的結(jié)果包括兩部分輸出信號同相(“實”)部分｛PICosφ-PQSinφ｝和一個正交(“虛”)部分｛PISinφ+PQCosφ｝。這些信號分別供給AGC放大器804和806，該放大器使信號變到一相對恒定的平均功率水平，以便減輕信號衰落的影響。AGC控制信號的得出簡短描述如下。AGC放大器804和806的輸出端接至低通濾波器(LPF′S)808和810，該低通濾波器用以改進(jìn)環(huán)路信噪比(SNR)。LPF′S808和810輸出的由混頻器842一中相乘其結(jié)果送到載波環(huán)路LPF844。環(huán)路濾波器844輸出的是恢復(fù)了的載波頻率，多普勒頻率，該輸出端與正交UFO846和864c的頻率控制輸入端相連。
這樣形成的控制環(huán)路可被視作科斯塔環(huán)(Costas)式在0頻率工作的復(fù)數(shù)值矩形環(huán)路。一般本專業(yè)的人員對此類環(huán)路是熟知的。與本發(fā)明GPS接收機(jī)一起園滿工作的一種科斯塔環(huán)(Costas)在荷馬斯(Holmes)的文章里得以表達(dá)，該文章發(fā)表在一九八二年《威利中間科學(xué)》Wiley Tnterscience第121-207頁上，題為“相干擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)”。在鎖定狀態(tài)，正交UFO846的“復(fù)數(shù)”正弦輸出緊跟著在相位和頻率(實際上為該相位和頻率的反相)緊緊跟隨的即時信號。這樣，復(fù)數(shù)混頻器802輸出的是全部解調(diào)了的數(shù)據(jù)信號，該信號實質(zhì)上對中在OHz頻率上，並且相位角為零。實際上，相同的“分路”濾波器808和810的帶寬要調(diào)整到與環(huán)路的動態(tài)跟蹤需求相一致的最佳環(huán)路SNR性能。載波環(huán)路濾波器844的設(shè)計也要考慮跟蹤的需求。最好有積分器以便使用零該差跟蹤任何多普勒頻率的相位。正交UFO846如上所述可用標(biāo)準(zhǔn)ROM查表的方法來順利完成，比如，在文章《A Digital Freguency Synthesizer》，by J.Tierney，C.Rader，and B.Gold，in IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics，V01.AU-19，NO.1，March 1971，PP.48-56中所述。
當(dāng)載波恢復(fù)環(huán)路被鎖定，放大器804輸出同相解調(diào)后的信號是為檢測準(zhǔn)備的基帶50比特/秒的數(shù)據(jù)信號。該信號送至位定時恢復(fù)單元892和數(shù)據(jù)檢波器890。比特定時恢復(fù)單元892輸出的是與接收到的數(shù)據(jù)信號的轉(zhuǎn)換即時間同步的位定時信號。位定時信號送至數(shù)據(jù)檢波器890，以指令檢波器進(jìn)行位定位的最佳定時。數(shù)據(jù)檢波器890的輸出是恢復(fù)了的衛(wèi)星信號導(dǎo)航信息，該信息經(jīng)過I/O總線接口882送至微處理器(up)114。位定時信息也通過總線接出882送到up114以用作導(dǎo)航計算。一般本專業(yè)人員熟悉位定時恢復(fù)單元和數(shù)據(jù)檢測器890的工作原理。位定時電路和數(shù)據(jù)檢測電路在荷馬斯(Holmes)的一篇文章里作了一般性描述，該文章為《Coherent Spread Spectrum Systems》Wiley Interscience 1982，PP.564-620。
來自DSP110的差動信號以與處理即時信號類似的方法處理，以便提供C/A碼時延鎖定。同相和正交差分信號DI和DQ輸入到復(fù)數(shù)混頻器802的一端?；祛l器的另一輸入端輸入的是正交UFO846輸出的余弦和正弦波。復(fù)混頻器822操作方式與瞬時復(fù)數(shù)混頻器802相同，并且產(chǎn)生同相和正交輸出信號｛DIcosφ-DQsinφ｝和｛DIsinφ+DQcosφ｝。復(fù)混頻器822的同相和相位輸出由AGC放大器824和826標(biāo)定，此后由濾波器828和830進(jìn)行低通濾波。濾波器828和830與即時通道濾波器808和810相同。從濾波器808和828輸出的同相即時和差動信號由混頻器872一起相乘。濾波器810和830輸出相應(yīng)的正交信號由混頻器874相乘。混頻器872和874的結(jié)果由加法器876相加，加法器870的輸出端接至?xí)r延鎖定環(huán)路(DLL)的低通濾波器878。DLL濾波器878的輸出信號為相應(yīng)C/A碼時延的接收機(jī)推算估值，該結(jié)果經(jīng)過總線接口882和總線750送到up114以供導(dǎo)航計算用。碼時延信號還通過開關(guān)880(0位置)送至DSP110合適的C/A碼發(fā)生器的碼控制輸入端。
這樣，由與DSP110聯(lián)用的圖8中的跟蹤處理器所形成時延鎖定環(huán)路被稱之為改進(jìn)型非相參碼跟蹤環(huán)路。這樣的環(huán)路在R.約斯特(R.Yost)和R.博伊德(R.Boyd)的文章里有所論述(《A Modified PN Code Fracting LooP ltsPerformance Andysis and Comparative Evaluation》，by R.Yost and R.Boyd，in IEEE Transactions of Communications，V01.COM-30，NO.5，May 1982，PP.1027-36。)就本發(fā)明來說，文章中描述的環(huán)路已經(jīng)適合運(yùn)用于以復(fù)(IQ)的形式在0頻率工作。環(huán)路動態(tài)響應(yīng)由DLL濾波器878控制，該濾波器878最好有一個積分器以便以0穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤任意多普勒頻移延時。
為使各種接收機(jī)跟蹤環(huán)路(載波，時延和位定時)的動態(tài)特性保持在恒定狀態(tài)，本發(fā)明的跟蹤處理器裝有AGC。AGC控制信號由矩形波形成器852和854，加法器856，減法器858和AGC低通濾波器860而得到的。濾波器808和810的同相和正交輸出信號分別加到矩形波發(fā)生器852和854。兩個信號的矩形波被計算由加法器856相加。加法器856的輸出是LPF′S828和810輸出的I-Q信號的即時功率。與所需平均功率水平一致的恒定值KP被送到加法器856和減法器858的累加輸出負(fù)極。減法器858輸出的為功率“誤差”信號，該信號被AGC的低通濾波器860濾波。濾波器860最好有一個AGC的理想的積分器。AGC濾波器860輸出的是AGC控制信號，該控制信號接至AGC放大器804、806、824和826。這樣形成的AGC環(huán)路作用為在恒定規(guī)KP狀態(tài)下保持后分路(Post-arm)濾波器I-Q信號的平均功率。AGC濾波器860的帶寬決定環(huán)路的動態(tài)響應(yīng)，其選擇應(yīng)與所期望的信號強(qiáng)度變化的特性相一致。
上面敘述了關(guān)于跟蹤/數(shù)據(jù)處理器在“跟蹤”模式下的工作過程。在跟蹤之前的搜索過程中(還要簡述)，跟蹤/數(shù)據(jù)處理置于“搜索”模式，這由up114完成，up114置開關(guān)880于位置1。當(dāng)開關(guān)880置于位置1，跟蹤/數(shù)據(jù)處理器起的作用僅僅是將up114(經(jīng)總線750和總線接口882)輸入的碼控制信息中轉(zhuǎn)到DSP110的C/A碼發(fā)生器。該信息包括碼的個數(shù)(即產(chǎn)生18顆衛(wèi)星編碼的那一個編碼7和C/A碼時延，該時延在搜索中或者被增加或者被去除。在搜索模式中，跟蹤和數(shù)據(jù)檢測操作基本上閑置。搜索完成后，up114置開關(guān)880于位置0，并且經(jīng)過輸入端846d送一最初的多普勒頻率估值(搜索中獲得)到正交UFO846，然后跟蹤過程開始。
圖8所示的跟蹤/數(shù)據(jù)檢測操作用可編程的DSPIC機(jī)便可方便完成。當(dāng)DSP110過來的輸入信號的采樣頻率降低時，就有可能完成這一實施。PI、PQ、DI和DQ的17.05KHz的采樣率是足夠低的，使得DSP112的跟蹤/數(shù)據(jù)處理器704、714、724和734用一片IC便可實施。適用的DSP IC是VEC(NEC Electronics Cl.S.A One Nafick Execufive Park，Nafick，Mass，01760)制造的UPD7720。
一般本專業(yè)的人員可能會對圖8所示的跟蹤/數(shù)據(jù)檢測器操作改進(jìn)做出修改或補(bǔ)充。這些補(bǔ)充可以包括用于各種環(huán)路的時鐘檢測器，或至up114的補(bǔ)充信息輸出，比如信號強(qiáng)度和多普勒頻率。用可編程方法實現(xiàn)的主要優(yōu)越性在于處理操作方便靈活，便于修改以適應(yīng)不同接收機(jī)用途的需求。
正如發(fā)明背景中所談及的那樣，在信號跟蹤和數(shù)據(jù)檢測開始之前，必須搜索各衛(wèi)星信號。圖9a、9b和9c說明了搜索GPSC/A碼信號的問題。圖9a所示的是收到C/A信號與本地產(chǎn)生的起C/A碼互相關(guān)C/A碼間的延時函數(shù)。這就等于當(dāng)碼延時變化時等效解擴(kuò)展(瞬時)數(shù)據(jù)信號的相應(yīng)數(shù)量。互相關(guān)基本上呈底寬有兩個片(chip)周期(的2微秒)的三角形，這個三角形在每一個C/A碼周期(1023個基片或1毫秒)出一次。期望的有效點(diǎn)在三角形的頂峰，在那兒解擴(kuò)展信號功率最大。一般來說，在接收機(jī)啟動時，正確的碼延時是不確定的，也就是說相關(guān)三角形的位置是未知的。為找到正確的碼時延，接收機(jī)通常對所有可能的碼時進(jìn)掃描或增值，直到確定了最高解擴(kuò)展信號電平。時延測試尋間隔增量通常為半個片周期(0.5微秒)的間隔，以使相關(guān)峰基本上不會遺漏。
圖9b說明了搜索問題的第二維，頻率的不定度。當(dāng)正確解擴(kuò)展時，C/A碼信號折疊至僅僅是一個50比特/秒的數(shù)據(jù)信號。該數(shù)據(jù)信號的載頻是不定的，原因是衛(wèi)星運(yùn)動和接收機(jī)時鐘飄移產(chǎn)生的多普勒頻移?；竟ぷ髟诹泐l率的本接收機(jī)中，解擴(kuò)展(即時)信號的載頻可以在+7.5KHz與-7.5KHz間變化。由DSP110的低通濾波器/抽選器用來濾除帶處的噪聲。然而，該帶寬內(nèi)的信噪比還不足以可靠地測定信號，也不足以鎖定跟蹤環(huán)路，為改進(jìn)SNR就要相應(yīng)作進(jìn)一步濾波即將多普勒頻率范圍分成若干個窄一點(diǎn)的頻帶，然后檢查每個基窄頻帶內(nèi)信號的存在。
圖9c是對搜索處理兩維特性以曲線形式作一總結(jié)。所需信號可視為存在于兩維搜索空間的某一點(diǎn)上，該空間的維是時間(碼延時)和頻率(多普勒)。為確定該信號，將空間分成許多由維數(shù)△t乘△f構(gòu)成的分單元式塊，然后逐個檢查以找到信號所在處。通常來說，為可靠地定位，△t大約為5微秒，△f大約是1KHz或少于1KHz。因為空間的總量為1毫秒乘以15KHz，那么搜索塊的總數(shù)約有三萬個。
大多數(shù)先前的接收機(jī)以順序方式進(jìn)行搜索，在搜索空間一次檢查一塊。通常的過程是接收機(jī)對正確碼延時作一猜測，并相應(yīng)地調(diào)制C/A碼發(fā)生器。然后根據(jù)那個碼時延，檢查所有頻率單元以找到信號所在處。如果信號未找到，碼發(fā)生器的增值到下一碼時延，整個處理重復(fù)進(jìn)行。查找信號存在常用的檢測方法大致可描述為跟有門限判決的可變頻率平均功率“測量器”。對假定的碼時延/多普勒頻率的測試，C/A信號與本地產(chǎn)生的C/A信號相乘并與一正弦波混頻，該正弦波的頻率等于當(dāng)前的多普勒猜測。會成信號由濾波器濾波，該濾波器的帶寬與頻率搜索間距△f相等。如果所需信號存在于當(dāng)前搜索的頻率單元中，該濾波器的輸出將包含一個解擴(kuò)展的50比特/秒數(shù)據(jù)信號。濾波器的輸出取平方和平均以得到與門限再作比較的平均功率。如果平均功率高于門限，則認(rèn)為在當(dāng)前頻率單元內(nèi)有信號存在。否則認(rèn)為不存在，搜索轉(zhuǎn)到下一頻率單元內(nèi)進(jìn)行。目前常用的搜索技術(shù)在Spilker，J.J.Jr.的論文中有所描述(Spilke，J.J.Jr.，Global Positioning SystemGPS S Signal Structure and Performance Characteris-tics，THE INSTITUTE OF NAVIGATION VOL.1PP29-54，1980)。
由于要搜索大量的頻率單元(約三萬個)，普通接收機(jī)如果用序貫搜索方式，要找到一個信號就需好幾分鐘。如果接收機(jī)天線范圍內(nèi)衛(wèi)星的認(rèn)別標(biāo)志是未知的，那么就要增加更多的時間。縮短搜索時間的方法已經(jīng)找到，但要實施卻費(fèi)用昂貴。一般來說，這些方法是基于對每個多普勒頻率同時檢查幾個碼時延的設(shè)想上來加速搜索過程。例如，一種技術(shù)采用了多個解擴(kuò)展電路，各電路有并行工作的各自的碼發(fā)生器和平均功率檢測器。
本發(fā)明的接收機(jī)使用了改進(jìn)的搜索技術(shù)，該技術(shù)的發(fā)展與整個接收機(jī)的結(jié)構(gòu)是一致的。簡言之，該技術(shù)引入了由平均功率測量器所輔助的快速傅里葉變換式(FFT)以便同時檢查所有多普勒頻率單元來對每個碼時延進(jìn)行測試，因而顯著地縮短了搜索時間，所需處理的大部分或全部都可用可編程DSP IC機(jī)順利完成。
在一個實施例中，F(xiàn)FT輔助的搜索過程是用與微處理機(jī)114連用的DSP112的搜索處理器702、712、722和732完成的。在本實施例中，總搜索控制由up114提供，包括FFT計算的大部分處理由搜索處理器進(jìn)行。
總而言之，改進(jìn)的搜索方法工作原理如下所述。對于給定的碼時延試驗，搜索處理器702(或者等效地處理器712、722或732)按照up114發(fā)來的指令從DSP110輸入若干組N個瞬時采樣對(PI、PQ)。對每組N個I-Q采樣對，使用N點(diǎn)FFT對其進(jìn)行復(fù)數(shù)的離散傅里葉變換(DFT)。實際上，F(xiàn)FT用N個復(fù)數(shù)正弦波完成了對I-Q采樣流的復(fù)合混頻，該正弦波的頻率等間隔地分布在多普勒頻率范圍內(nèi)，接著便對每個結(jié)果信號進(jìn)行低通濾波和抽選。N次混頻和濾波操作由FFT以高度有效方式同時進(jìn)行。實際上，濾波器相當(dāng)于N個采樣相加和轉(zhuǎn)儲。就這樣，由FFT對各濾波后產(chǎn)生的信號進(jìn)行N次抽選。因此，對每組N個I-Q輸入采樣來說，就有N個復(fù)數(shù)或I-Q輸出采樣，各采樣與一個不同的頻率單元相應(yīng)。然后找出N點(diǎn)FFT輸出的功率并進(jìn)行平均。通過形成每個復(fù)數(shù)輸出(也就是說，實部和虛部，或I和Q部份的平方和)的幅度平方便可找到N個功率值。N個功率值就在M次FFT′S上被平均了。
當(dāng)平均功率測量結(jié)束時，處理器702確定了N個功率的最大值，并按照相應(yīng)頻率單元的號碼將數(shù)值送到up114。微處理器114把最大功率與門限相比較。根據(jù)比較結(jié)果，搜索要么終止，要么進(jìn)行到下一個碼時延，正如普通的搜索程序一樣。
事實上，上述改進(jìn)了的搜索方法實現(xiàn)了并行操作的N個平均功率檢測器，因為N個頻率均勻分布在可能的多普勒頻率的整個范圍之內(nèi)。由于對每個碼時延試探，同時檢測N個頻率單元，所需搜索時間與普通的順序搜索過程相比，減少了N倍。所得到的頻率分辨率△f與被減少N倍的從DSP110出來的I-Q采樣對的輸入采樣率相同。如果輸入采樣率用fiq表示，那么頻率分辨率便是△f＝fiq/N，覆蓋頻率范圍便從-fiq/2到+fiq/2。應(yīng)該選擇FFT的參數(shù)N以提供足夠頻率分辨率，順利實現(xiàn)FFT(由于FFT的復(fù)雜性，如存儲器要求等，取決于可從)。平均參量M和門限值影響檢波器的各種特性，如，檢波的概率的虛噪聲，這在本專業(yè)中是眾所周知的。
圖10表示了概要說明搜索處理器702測量最大功率值的適當(dāng)程序的流程圖。加上所述使用可編程DSP IC機(jī)，比如NEC制造的upp7720，便可有利地實施這一程序。在本實施例中，F(xiàn)FT參數(shù)N等于32。對17.05KHz的輸入采樣率來說，頻率分辨率△f是532Hz，頻率覆蓋范圍是從-8.525KHz至+8.525KHz。
按照up114的指令(經(jīng)總線750)對功率最大值的測量在1002項起始。在項或子程序1004進(jìn)行的第一步是將32個功率平均相累加器清零ZSNM(K)，K＝0至31。第二步在輸入子程序100632個連續(xù)的即時采樣對(PI，PQ)從DSP110輸入并儲存在存儲器中。這些I-Q采樣對可以看作如下形式的復(fù)數(shù)X(n)＝PI(n)+JPQ(n)
這里n為采樣次數(shù)，其范圍從1至32。
在子程序1008計算輸入采樣序列的32點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT。數(shù)字上，復(fù)數(shù)值X(K)，K為0至31的計算為
根據(jù)頻率＝K·△f的關(guān)系，變量K相當(dāng)于頻率。例如，K＝0便相當(dāng)于0頻率。負(fù)頻率相當(dāng)于16至31間K的值，因為采樣信號的頻譜是呈周期性的。例如，K＝31便相當(dāng)于頻率-△f。幾種FFT算法可用于計算X(K)。最好用“同”位算法，因為其使用的存儲量最小，正如本專業(yè)中熟知的那樣。這樣一種算法在奧本黑姆(Qpkenheim)和施福爾(Scha e)的一篇文章中得以描述(Digital Signal Processing，Prentice Hall 1975，PP284-336)。
一旦計算了FFT，便能在子程序1010中找到每個FFT輸出X(K)的幅度平方或功率。通過平方相加X(K)的實部和虛部便可找到以Z(K)表示的功率值。數(shù)學(xué)上即ZK＝｛RealX(K)｝2+｛ImagX(K)｝2，K＝0至31。在程序1012中，將功率值Z(K)相加或累加至功率累加寄存器ZSUM(K)。各ZSUM(K)是在將Z(K)加至ZSUM(K)當(dāng)前值時被修改而得到新值。根據(jù)判定分程序1014提供的情況，程序1006、1008、1010和1012執(zhí)行M次。這樣M組三十二個即時采樣對被輸入和變換。M組功率被計算和相加。該處理結(jié)束時ZSUM累加器中的現(xiàn)存數(shù)字值代表的是與32個頻率單元相應(yīng)的32個平均功率輸出。用ZMAX表示的32個ZSUM值的最大值由程序1016確定，用KMAX表示相應(yīng)的K值。KMAX是K的那個值，對其來說ZSUM(K)＝ZMAX，即ZSUM(KMAX)＝ZMAX。值ZMAX和KMAX被送回up114(經(jīng)總線750)，搜索處理器702測量最大功率值的程序便可終止了。處理器然后等待來自up114的指令以開始另一次測量。也許值得注意的是，由于采樣率fiq必須大于多普勒頻率范圍，頻率變量K的幾個值可以對應(yīng)于在可能的多普勒頻率范圍外的頻率。在此說明的例子中，fiq等于17.05KHz，F(xiàn)FT頻率范圍為-8.525KHz至+8.525KHz，因此多普勒范圍為-7.5KHz至+7.5KHz。所以在實用中，有關(guān)超出多普勒范圍外的那些頻率的功率計算可以省去，平均功率最大值選擇程序1016也可以忽略這些“外部的”頻率單元，因為信號不可能在那兒。如果對多普勒頻率有所預(yù)知，也可對頻率搜索范圍作類似的限制。
圖11表示的是由微處理器114所進(jìn)行的搜索過程的流程圖。搜索程序從1102進(jìn)入。根據(jù)程序1104完成初始化處理。首先，通過發(fā)送一個信號使開關(guān)880置于位置1從而將相應(yīng)跟蹤處理器(本例中信道1的704)置于搜索態(tài)。其次，通過跟蹤處理器704(和總線750)將與所需衛(wèi)星一致的C/A編碼數(shù)送到DSP110的相應(yīng)碼發(fā)生器。最后，如果需要，最初的C/A碼時延值也送到碼發(fā)生器。
1104初始化處理完成之后，up114給搜索處理器702發(fā)指令使其執(zhí)行平均功率最大值的測量(項1106)。微處理器114然后等待(項1108)來自處理器702的測量結(jié)果，即最大功率值ZMAX和相應(yīng)頻率單元數(shù)KMAX。在判定分程序1110，ZMAX與一門限比較。如果ZMAX小于門限，當(dāng)前碼時延上的搜索被認(rèn)為是不成功的。在此情況下，經(jīng)過跟蹤處理器704將一增值了的碼時延送到C/A碼發(fā)生器從而使碼時延增值(程序1112)，搜索檢測重復(fù)進(jìn)行。
包括分程序1106、1108、1108、1110和1112的環(huán)路重復(fù)進(jìn)行直到值ZMAX大于或等于門限。出現(xiàn)這種情況時，搜索被認(rèn)定是成功的，估計的多普勒頻率KMAX·△f被輸出(項1114)至跟蹤處理器704(特別是送到相位VFO846的846d口)。然后由項1116通過置開關(guān)880于位置0從而將跟蹤處理器704置為跟蹤態(tài)，跟蹤開始進(jìn)行。微處理器114執(zhí)行的搜索處理則被終止(分程序1118)，直到由某條等級高些的子程序重新開啟。本專業(yè)技術(shù)人員也許會對上述改進(jìn)了的搜索處理加以修改。在搜索處理器702和up114之間，其功能的分工可以改變，比如由搜索處理器執(zhí)行更多的搜索控制功能，同跟蹤/數(shù)據(jù)處理器的情況一樣，這里透露的接收的結(jié)構(gòu)有可能可編程實施的重大優(yōu)越性在于搜索操作可以容易地和靈活地修改以適應(yīng)不同接收機(jī)的需求。
總而言之，上面描述的接收若干GPS C/A碼信號的裝置和方法，其中大部分處理可以用數(shù)字電路有利地實施，并且其中采用了對信號快速起始捕獲的改進(jìn)方法。在說明本發(fā)明的最佳特性時，在專業(yè)技術(shù)人員也許會作其它修正和改動。因此應(yīng)該這樣理解，權(quán)利要求
書旨在包括這樣的修正和改動以體現(xiàn)本發(fā)明的實質(zhì)和范圍。
權(quán)利要求
1.在擴(kuò)展頻譜接收機(jī)中，為接收一個或多個直接--序列--編碼信號。各信號可能在其標(biāo)稱載頻上作多普勒頻移，其中，對各信號來說。編碼時延/多普勒頻率搜索過程必須在延遲跟蹤和載波恢復(fù)環(huán)路開啟之前進(jìn)行，在此接收機(jī)中的一種對每個所需信號和每個碼時延搜索檢測的多普勒頻率搜索的改進(jìn)方法包括下列步驟a)輸入一個信號的N個連續(xù)數(shù)字化采樣，該信號相當(dāng)于下變頻后接收信號與所需信號的本地產(chǎn)生碼相乘后經(jīng)濾波的結(jié)果，上述本地產(chǎn)生碼的碼時延即等于當(dāng)前碼時延搜索檢測的碼時延，濾波通過的頻帶至少相當(dāng)于下變頻后接收信號的可能的載頻多普勒頻移的整個頻率范圍；b)計算上述一組的N個采樣的N點(diǎn)離散付里葉變換以產(chǎn)生N個復(fù)數(shù)值變換的輸出采樣，每個輸出相當(dāng)于從0Herfz(赫茲)至fs(或相當(dāng)于頻帶-fs/2至+fs/2)頻帶內(nèi)的N個等間距的搜索頻率之一，fs為步驟a中的采樣輸入的采樣頻率；c)計算上述N個復(fù)數(shù)值輸出采樣每個的幅度平方以產(chǎn)生相當(dāng)于上述N個搜索頻率的N個功率值；并且d)將a到c的步驟進(jìn)行M次，對上述各N個搜索頻率產(chǎn)生的M個功率值相加，得到與平均功率成正比的N個值，并且上述平均功率值的最大值表明了上述所需信號的存在以及其大致的多普勒頻移。
2.在擴(kuò)展頻譜接收機(jī)中，為接收一個或多個直接-序列-編碼信號，各信號可能在其標(biāo)稱載頻上產(chǎn)生多普勒頻移，其中，對各信號來說，碼時延/多普勒頻率搜索過程必須在延遲跟蹤和載波恢復(fù)環(huán)路再啟之前進(jìn)行，此接收機(jī)中的一種對每個所需信號和每個碼時延檢測的多普勒頻率搜索的改進(jìn)方法包括下列步驟a)輸入一個信號的N個連續(xù)數(shù)字化采樣，該信號相當(dāng)于下變頻后接收信號與所需信號的本地產(chǎn)生編碼相乘后經(jīng)濾波的結(jié)果，上述本地產(chǎn)生碼的碼時延為當(dāng)前碼時延搜索檢測的碼時延，濾波通過的頻帶至少相當(dāng)于下變頻后接收信號可能的載頻多普勒偏移的整個頻率范圍;b)計算上述一組的N個采樣的N點(diǎn)離散付里葉變換以產(chǎn)生N個復(fù)數(shù)值變換的輸出采樣，其中每個輸出相當(dāng)于從O Hertz(赫茲)至fs(或相當(dāng)于頻帶-fs/2至+fs/2)頻帶內(nèi)的N個等間距的搜索頻率之一，fs為步驟a中的采樣輸入的采樣頻率;c)計算上述N個復(fù)數(shù)值輸出采樣每個的幅度平方以產(chǎn)生相當(dāng)于上述N個搜索頻率的N個功率值;d)將a到c的步驟進(jìn)行M次，對上述各N個搜索頻率產(chǎn)生的M個功率值相加，得到與平均功率成正比的N個值;e)選出N個平均功率值的最大值并且計算相應(yīng)的頻率;而且f)將平均功率值的最大值與門限相比較，超過該門限表明當(dāng)前的碼時延大致準(zhǔn)確(本地編碼的時間基本上對準(zhǔn)于所收到的碼)，并用在e步驟中得到的平均功率最大值對應(yīng)的頻率表明大致的多普勒頻移，該門限未被超出則表明當(dāng)前碼時延大致上不準(zhǔn)確，應(yīng)試另一個碼時延。
3.在GPS接收機(jī)中，為接收一個或多個C/A編碼信號。各信號可能在其標(biāo)稱載頻上產(chǎn)生多普勒頻移，其中，對各信號來說，碼時延/多普勒頻率搜索過程必須在延遲跟蹤和載波恢復(fù)環(huán)再啟之前進(jìn)行，在此接收機(jī)中的一種對每個所需信號和每個所需信號和每個碼時延檢測的多普勒頻率搜索的改進(jìn)方法包括下列步驟a)輸入一個信號的N個連續(xù)數(shù)字化采樣，該信號相當(dāng)于下變頻后接收信號與所需信號的本地產(chǎn)生編碼相乘后經(jīng)濾波的結(jié)果，上述本地產(chǎn)生碼的碼時延為當(dāng)前碼時延搜索檢測的碼時延，濾波通過的頻帶至少相當(dāng)于下變頻后接收信號的可能的載頻多普勒頻移的整個頻率范圍;b)計算上述一組的N個采樣的N點(diǎn)離散付里葉變換以產(chǎn)生N個復(fù)數(shù)值變換的輸出采樣，其中每個輸出相當(dāng)于從O Hertz(赫茲)至fs(求相當(dāng)于頻帶-fs/2至+fs/2)頻帶內(nèi)的N個等間距的搜索頻率之一，fs為步驟a中的采樣輸入的采樣頻率;c)計算上述N個復(fù)數(shù)值輸出采樣每個的幅度平方以產(chǎn)生相當(dāng)于上述N個搜索頻率的N個功率值;并且d)將a到c的步驟進(jìn)行M次，對上述各N個搜索頻率產(chǎn)生的M個功率值相加，得到與平均功率成正比的N個值，并且上述平均功率值的最大值表明了上述所需信號的存在以及其大致的多普勒頻移。
4.在GPS接收機(jī)中，為接收一個或多個C/A編碼信號，各信號可能在其標(biāo)稱載波上產(chǎn)生多普勒頻移，其中，對各信號來說，碼時延/多普勒頻率搜索過程必須在延遲跟蹤和載波恢復(fù)環(huán)再啟之前進(jìn)行，此接收機(jī)中的一種對每個所需信號和每個碼時延檢測的多普勒頻率搜索的改進(jìn)方法包括下列步驟a)輸入一個信號的N個連續(xù)數(shù)字化采樣，該信號相當(dāng)于下變頻接收后信號與所需信號的本地產(chǎn)生編碼相乘后經(jīng)濾波的結(jié)果，上述本地產(chǎn)生碼的碼時延為當(dāng)前碼時延搜索檢測的碼時延，濾波通過的頻帶至少相當(dāng)于下變頻后接收信號的可能的載頻多普勒頻移的整個頻率范圍;b)計算上述一組的N個采樣的N點(diǎn)離散付里葉變換以產(chǎn)生N個復(fù)數(shù)值變換的輸出采樣，其中每個輸出相當(dāng)于從O Hertz(赫茲)至fs(或相當(dāng)于頻帶-fs/2至+fs/2)頻帶內(nèi)的N個等間距的搜索頻率之一，fs為步驟a中的采樣輸入的采樣頻率;c)計算上述N個復(fù)數(shù)值輸出采樣每個的幅度平方以產(chǎn)生，相當(dāng)于上述N個搜索頻率的N個功率值;d)將a到c的步驟進(jìn)行M次，對上述N個搜索頻率產(chǎn)生的M個功率值相加，以產(chǎn)生與平均功率成正比的N個值;e)選出N個平均功率值的最大值并且計算相應(yīng)的頻率;而且
5.為接收一個或多個直接-序列-編碼擴(kuò)展頻譜信號的一種實質(zhì)上改進(jìn)的數(shù)字接收機(jī)裝置，其中該擴(kuò)展頻譜信號除多普勒頻移外呈現(xiàn)實質(zhì)上相等的載頻，上述裝置包括(a)用以將含有上述擴(kuò)展頻譜信號的寬帶射頻(RF)信號耦合到上述接收裝置的第一裝置;(b)由預(yù)選器和下變頻裝置構(gòu)成的第二裝置，該裝置與第一裝置相連用來從上述寬帶RF信號中選出含有上述擴(kuò)展頻譜信號的合成信號并且將該合成信號頻率變換到一個中頻;(c)與上述第二裝置相連的數(shù)字化裝置，該裝置用來以預(yù)定的采樣頻率將上述變換后的合成信號變?yōu)閿?shù)字合成信號，其中該預(yù)定采樣頻率取決于這一關(guān)系式fs＝4fi，其中fi為上述中頻，fs為預(yù)定采樣頻率;(d)與上述數(shù)字化裝置相連的第一個數(shù)字信號處理裝置，該裝置用來從上述數(shù)字合成信號中分出并解擴(kuò)頻各上述擴(kuò)展頻譜信號，并且用來得到與各擴(kuò)展頻譜信號一致的即時和輔助滯后-超前信號;和(e)與上述第一個數(shù)字信號處理裝置相連的第二個數(shù)字信號處理裝置，該裝置用來為各所需信號提供對上述各多普勒頻移信號碼時延搜索和跟蹤，載波搜索和跟蹤處理，還提供數(shù)據(jù)恢復(fù)處理。
6.根據(jù)權(quán)項5的裝置，其中上述第二數(shù)字信號處理裝置包括用于快速付里葉(FFT)輔助頻譜功率測量的裝置。
7.根據(jù)權(quán)項5的裝置，其中還包括用于接收機(jī)控制功能的微處理器。
8.一種以數(shù)字方式接收一個或多個直接-序列-編碼擴(kuò)展頻譜信號的改進(jìn)方法，其中該擴(kuò)展頻譜信號除多普勒頻移外呈現(xiàn)實質(zhì)上相等的載波，上述方法包括下列步驟(a)將含有上述直接-序列-編碼擴(kuò)展頻譜信號的寬帶射頻(RF)信號送到上述接收裝置;(b)從上述寬帶RF信號中選出含有擴(kuò)展頻譜信號的合成信號;(c)以預(yù)定采樣頻率，將上述變換后的合成信號變?yōu)閿?shù)字合成信號;(d)從上述數(shù)字合成信號中分出并解擴(kuò)展上述直接-序列-碼擴(kuò)展頻譜信號，包括產(chǎn)生即瞬時值隨機(jī)編碼信號和滯后/超前值隨機(jī)編碼信號并得到與各直接-序列-編碼擴(kuò)展頻譜信號相一致的即時和輔助滯后-超前信號;并且(e)對與各所需擴(kuò)展頻譜信號一致的多普勒頻移信號進(jìn)行碼時延搜索和跟蹤以及載波搜索和跟蹤，并且恢復(fù)數(shù)據(jù)信號。
9.根據(jù)權(quán)項8的方法，其中上述分選和解擴(kuò)展步驟包括下列步驟(a)產(chǎn)生與各所需擴(kuò)展頻譜信號一致的即時偽隨機(jī)編碼信號和滯后/超前偽隨機(jī)編碼;(b)將數(shù)字合成信號與即時偽隨機(jī)編碼相乘以產(chǎn)生第一個數(shù)字乘積的信號;(c)濾波第一個數(shù)字乘積的信號以產(chǎn)生即時信號;(d)將數(shù)字合成信號與滯后/超前偽隨機(jī)編碼相乘以產(chǎn)生第二個數(shù)字乘積信號;(e)濾波第二個數(shù)字乘積的信號以產(chǎn)生輔助滯后/超前信號;和(f)輸出上述即瞬時和輔助滯后/超前信號以作進(jìn)一步處理。
10.根據(jù)權(quán)項8的方法，其中對各所需信號來說，上述碼時延的搜索和跟蹤、載頻的多普勒頻移搜索和跟蹤處理的步驟包括下列步驟(a)估計所需直接-序列-編碼擴(kuò)展頻譜信號的碼時延，并產(chǎn)生與該碼時延相一致的偽隨機(jī)編碼信號;(b)為通過上述分選和解擴(kuò)展步驟得到的當(dāng)前碼時延來測量即時信號的功率譜;(c)將上述測量步驟中測得的功率值與一預(yù)定門限值相比較，其中，超過該門限的功率值表明該碼時延和載頻的多普勒頻移是適當(dāng)?shù)?和(d)增值碼時延并重復(fù)a至d的步驟直至找到適當(dāng)?shù)拇a時延和多普勒頻移載頻。
11.為接收一個或多個GPS C/A碼擴(kuò)展頻譜信號一種實質(zhì)上改進(jìn)的數(shù)字接收機(jī)裝置，其中該信號呈現(xiàn)實質(zhì)上相等的載頻(多普勒頻移除外);上述裝置包括(a)用以將含有上述GPS C/A編碼擴(kuò)展頻譜信號的寬帶射頻(RF)信號耦合到上述接收裝置的第一裝置;(b)由預(yù)選器和下變頻裝置構(gòu)成并與第一裝置相連的第二裝置，該裝置用來從上述寬帶RF信號中選出含有上述GPS C/A編碼擴(kuò)展頻譜信號的合成信號并且將該合成信號頻率轉(zhuǎn)換到一中頻;(c)與上述第二裝置相連的數(shù)字化裝置，該裝置用來以預(yù)定采樣頻率將上述轉(zhuǎn)換后的合成信號變?yōu)閿?shù)字合成信號，其中該預(yù)定采樣頻率取決于這一關(guān)系式fs＝4fi;其中fi為上述中頻，fs為預(yù)定采樣頻率;(d)與上述數(shù)字化裝置相連的第一個數(shù)字信號處理裝置，該裝置用來從上述數(shù)字合成信號中分出和解擴(kuò)展各上述GPS C/A編碼擴(kuò)展頻譜信號，并且用來得到與各擴(kuò)展頻譜信號相一致的即時和輔助滯后-超前信號;和(e)與上述第一個數(shù)字信號處理裝置相連的第二個數(shù)字信號處理裝置，該裝置用來為各所需信號提供與上述即時和輔助滯后-超前信號相一致的載波的搜索和跟蹤、碼時延的搜索和跟蹤處理，并且提供數(shù)據(jù)恢復(fù)處理。
12.根據(jù)權(quán)項11的裝置，其中上述第二個數(shù)字信號處理裝置包括用于快速付里葉(FFT)輔助功率譜測量的裝置。
13.根據(jù)權(quán)項11的裝置，其中還包括用于GPS導(dǎo)航計算的微處理器。
14.一種接收一個或多個GPS C/A編碼擴(kuò)展頻譜信號的方法，該信號呈現(xiàn)實質(zhì)上相等的載頻(多普勒頻移除外);上述方法包括下列步驟(a)將含有上述GPS C/A編碼擴(kuò)展頻譜信號的寬帶射頻(RF)信號耦合到上述裝置;(b)從上述寬帶RF信號中選出含有GPS C/A編碼擴(kuò)展頻譜信號的合成信號并且將上述合成信號頻率變換到一中頻上;(c)以預(yù)定采樣頻率將上述變換后的合成信號變?yōu)閿?shù)字合成信號，其中該預(yù)定采樣頻率取決于這一關(guān)系式fs＝4fi，其中fi為上述中頻，fs為預(yù)定采樣頻率;(d)從上述數(shù)字合成信號中分出和解擴(kuò)展各上述GPS擴(kuò)展頻譜信號，包括產(chǎn)生即瞬時C/A碼信號和滯后/超前C/A碼信號并得到與各GPS擴(kuò)展頻譜信號相一致的即時和輔助滯后-超前信號;和(e)碼時延搜索和跟蹤、載波搜索和跟蹤與各所需GPS擴(kuò)展頻譜信號相一致的多普勒頻移信號，并且恢復(fù)數(shù)據(jù)信號。
15.根據(jù)權(quán)項14的方法，其中上述分選和解擴(kuò)展步驟包括下列步驟(a)產(chǎn)生與各所需擴(kuò)展頻譜信號相一致的即時C/A碼信號和滯后/超前C/A編碼;(b)將數(shù)字合成信號與瞬時C/A碼相乘以產(chǎn)生第一個數(shù)字乘積的信號;(c)濾波第一個數(shù)字乘積的信號以產(chǎn)生即時信號;(d)將數(shù)字合成信號與滯后/超前C/A碼相乘以產(chǎn)生第二個數(shù)字乘積的信號;(e)濾波第二個數(shù)字乘積的信號以產(chǎn)生輔助滯后/超前信號;和(f)輸出上述即時和上述輔助滯后/超前信號以作進(jìn)一步處理。
16.根據(jù)權(quán)項14的方法，其中對各所需信號來說，上述碼時延的搜索和跟蹤、載頻的多普勒頻移搜索和跟蹤處理的步驟包括下列步驟(a)估計所需GPS擴(kuò)展頻譜信號的碼時延，并且產(chǎn)生與該時延一致的C/A碼信號;(b)為通過上述分選和解擴(kuò)散步驟得到的當(dāng)前碼時延來測量瞬時信號的功率譜;(c)將上述測量步驟中測得的功率值與預(yù)定門限值相比較，其中超過該門限的功率值用來表明該碼時延和載頻的多普勒頻移是適當(dāng)?shù)?并且(d)增值碼時延并重復(fù)a至d的步驟直至找到適當(dāng)?shù)拇a時延和載頻多普勒頻移。
專利摘要
描述的是用于接收GPS C/A碼信號的數(shù)字接收機(jī)。本發(fā)明的接收機(jī)使用四個分離的接收機(jī)信道同時接收和跟蹤若干顆衛(wèi)星。本發(fā)明的GPS接收機(jī)包括用于選擇和對收到的GPS信號進(jìn)行頻率變換的模擬前端。該接收機(jī)還包括用于恢復(fù)GPS信號的解擴(kuò)展數(shù)據(jù)的高速數(shù)字信號處理器?；鶐盘栍捎糜谛盘査阉?、跟蹤和數(shù)據(jù)恢復(fù)操作的通用數(shù)字信號處理進(jìn)行處理。微處理器提供整個接收機(jī)的控制以及與GPS接收機(jī)操縱員的接口。
文檔編號G01S1/00GK86105364SQ86105364
公開日1987年5月20日 申請日期1986年9月3日
發(fā)明者羅伯特·溫森特·詹克, 斯蒂溫·查理斯·扎斯普 申請人:莫托羅拉公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan