專利名稱：聯(lián)合解調(diào)碼分多址訪問信號的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及碼分多址訪問(CDMA)通信技術(shù)在蜂窩式無線電話通信系統(tǒng)中的應(yīng)用，特別涉及對帶有多路徑時間擴散的多個CDMA信號進行聯(lián)合解調(diào)的接收機。
自從第二次世界大戰(zhàn)以來，CDMA或擴展頻譜的通信就已存在。其早期，主要為軍事應(yīng)用。然而，當前對于使用商用擴展頻譜系統(tǒng)的興趣正在增長。例如，有數(shù)字蜂窩式無線電、陸上移動無線電、室內(nèi)及室外個人通信網(wǎng)等。
美國及其它國家在商用蜂窩式電話業(yè)領(lǐng)域已有顯著邁進。其在主要大城市中的增長已遠遠超出預(yù)計，并且，超過了系統(tǒng)的容量。如果這種趨勢繼續(xù)下去，快速增長的影響很快就能達到甚至是最小的市場。為了滿足增加容量的需要、保持業(yè)務(wù)的高質(zhì)量以及避免價格上漲，需要有革新的解決方法。
在全世界，蜂窩系統(tǒng)中重要的一步是從模擬傳輸改變?yōu)閿?shù)字傳輸，同樣重要的是，為實現(xiàn)下一代蜂窩技術(shù)而選擇有效的數(shù)字傳輸方案。而且，普遍認為，采用攜帶方便，可在家里、辦公室里、大街上、汽車里發(fā)出和接收通話的廉價、袖珍式無繩電話的第一代個人通信網(wǎng)(PCN)，將由使用下一代數(shù)字蜂窩系統(tǒng)基礎(chǔ)設(shè)施的蜂窩載波提供。這種新系統(tǒng)中所想要的一個重要特點是增大了的話務(wù)容量。
當前，采用頻分多址訪問(FDMA)和時分多址訪問(TDMA)的方法來實現(xiàn)信道接入。在FDMA中，通信信道是單個的射頻頻帶，信號發(fā)射功率集中于該射頻頻帶內(nèi)。利用只通過在特定頻帶內(nèi)信號能量的帶通濾波器來限制相鄰頻道的干擾。這樣，對每一個信道指配一個不同的頻率，系統(tǒng)的容量受限于可用頻率的個數(shù)和對信道復(fù)用所加的限制。
在TDMA系統(tǒng)中，信道包括同一頻率的、周期性時間間隔串的時隙。時隙的每一個周期稱為一幀。把已知信號的能量限制在這些時隙中的一個內(nèi)。利用定時門、或者利用只在適當時間通過所接收信號能量的其它同步元件來限制相鄰信道的干擾。這樣，對每一個信道指配一個不同的時隙，系統(tǒng)的容量受限于可用時隙的個數(shù)和對信道復(fù)用所加的限制。
利用FDMA或TDMA系統(tǒng)、或者FDMA/TDMA混合系統(tǒng)的目的是，保證兩種可能的干擾不在同一時間占據(jù)同一頻率。相反地，碼分多址訪問(CDMA)容許信號在時間和頻率上重疊。這樣，全部CDMA信號在頻域或者時域內(nèi)共享同一頻譜，CDMA信號看來好像彼此重疊在一起。
CDMA通信技術(shù)有一些優(yōu)點。由于寬頻帶CDMA系統(tǒng)具有諸如改善了的編碼增益/調(diào)制密度、語音有效選通、分區(qū)、在每一個蜂窩內(nèi)同一頻譜的復(fù)用等特點，設(shè)計由CDMA構(gòu)成的蜂窩式系統(tǒng)時，可使容量限制高達現(xiàn)有模擬技術(shù)的20倍。高比特率的解碼器保證CDMA的語音傳輸質(zhì)量優(yōu)越、逼真。CDMA還提供可變的數(shù)據(jù)速率，這容許提供許多不同等級的聲音質(zhì)量。CDMA的加擾信號格式消除了串話，并使偷聽和跟蹤通話很難、很昂貴，這為通話人保證了較高的保密性，并對無線電假信號有較高的抗擾性。
在CDMA系統(tǒng)中，利用擴展頻譜技術(shù)發(fā)射每一個信號。在原理上，把要發(fā)射的信息數(shù)據(jù)流加到比特率高得多、稱為符號差序列(signaturesequence)的數(shù)據(jù)流上。符號差序列數(shù)據(jù)一般為二進制的，提供比特流。有一種產(chǎn)生符號差序列的方法是，利用偽噪聲(PN)過程，這種過程看來是隨機的，但是，利用合法的接收機可以重現(xiàn)。使信息數(shù)據(jù)流與高比特率的符號差序列流相乘，把這兩種比特流組合起來，假定用+1或-1來表示這兩種比特流的二進制值。較高比特率信號與較低比特率數(shù)據(jù)流的這種組合稱為信息數(shù)據(jù)流信號的擴展。對每一個信息數(shù)據(jù)流或信號分配唯一的符號差序列。
用多個擴展信息信號例如通過雙相移相鍵控(BPSK)調(diào)制射頻載波，在接收機端，將它作為一個復(fù)合信號進行聯(lián)合接收。在頻率和時間方面，每一個擴展信號都重疊在其它全部擴展信號及相關(guān)噪聲信號上。如果接收機是合法的，則復(fù)合信號與那些唯一的符號差序列之一相關(guān)，可把相應(yīng)的信息信號分離出來和去擴展。如果采用正交相位移相鍵控(QPSK)調(diào)制，則符號差序列可能包括復(fù)數(shù)(具有實部和虛部)，實部和虛部用來調(diào)制頻率相同、相位差90°的兩個載波。
傳統(tǒng)上，利用一個符號差序列表示一個比特的信息。接收該發(fā)射序列或其補碼可指示出該信息比特是+1還是-1，有時表示為“0”或“1”。符號差序列通常包括N比特，每一比特稱為一“片”。整個N片序列(或其補碼)稱為發(fā)射符號。傳統(tǒng)接收機使接收信號與已知符號差序列的復(fù)數(shù)共軛值相關(guān)，產(chǎn)生出相關(guān)值。僅計算該相關(guān)值的實部。當形成大的正相關(guān)值時，檢出“0”;當形成大的負相關(guān)值時，檢出“1”。
上面提到的“信息比特”也可以是已編碼的比特，此處所用的碼是塊或卷積碼。還有，符號差序列可以比單個發(fā)射符號長得多，在這種情況下，利用符號差序列的子序列來擴展信息比特。
在很多無線電通信系統(tǒng)中，接收信號包括兩個分量I(同相)分量及Q(正交)分量。出現(xiàn)的原因是，由于發(fā)射信號有兩個分量(例如，QPSK)和/或，干預(yù)信道或缺少相干載波基準會致使發(fā)射信號分成I分量和Q分量。在利用數(shù)字信號處理的典型接收機中，對接收的I和Q分量信號取樣，并對其每一個至少存儲Tc秒，此處，Tc為片的持續(xù)時間。
在移動通信系統(tǒng)中，在兩個位置之間所發(fā)射的信號一般會受到例如因大樓或近處的山的反射所引起回波失真或多路徑時間擴散的損害。當信號不止沿著一條路徑、而是沿著很多條路徑進入接收機，以致接收到具有不同并且隨機變化的延時和幅度的很多回波時，出現(xiàn)多路徑擴散。這樣，當CDMA系統(tǒng)存在著多路徑時間擴散時，接收機接收到多種形式的發(fā)射符號的復(fù)合信號，該多種形式已沿具有相對延時小于一個符號周期的不同路徑(稱為“射線”)傳播。每一條可區(qū)別的“射線”具有某一相對的到達時間mTc秒和N個I、Q片取樣的跨距，因為每一個信號圖像是一個N片序列。一般是使m＝o，這相應(yīng)于到達最早的信號射線。還有，每一條射線具有某一幅度和相位，這由復(fù)數(shù)信道系數(shù)c(m)來表示。
由于多徑時間擴散，相關(guān)器輸出n個小尖峰脈沖而不是一個大尖峰脈沖。為了檢出發(fā)射符號(和恢復(fù)該信息比特)，把接收的尖峰組合起來。這一般是利用RAKE(搜集)接收機來進行，這種接收機的命名是因其把全部多路徑分量“搜集”到一起。
RAKE接收機的一般形式示于

圖1。在射頻接收機100中，通過例如把接收的無線電信號與余弦波及正弦波混合和再把該信號濾波的方法，將其解調(diào)。對所形成的I、Q信號取樣、量化、產(chǎn)生可視為復(fù)數(shù)樣本的I、Q片樣本，該復(fù)數(shù)樣本的實部為I樣本、虛部為Q樣本。使這種復(fù)數(shù)樣本串行地通過相關(guān)器101，相關(guān)器101使接收的復(fù)數(shù)樣本與已知符號差序列的共軛值相關(guān)，產(chǎn)生復(fù)數(shù)相關(guān)序列。
選通函數(shù)103確定把哪些相關(guān)值用于檢測。該選通函數(shù)103在定時控制器102所確定的那些瞬間使相關(guān)值通入半復(fù)數(shù)乘法器(HCM)104。上述那些瞬間對每個發(fā)射符號的每條射線出現(xiàn)一次，選通函數(shù)103在這些瞬間使相關(guān)值傳送入半復(fù)數(shù)乘法器104，該半復(fù)數(shù)乘法器104使復(fù)數(shù)相關(guān)值與適當?shù)腞AKE分支系數(shù)相乘，只計算乘積的實部。RAKE的分支系數(shù)是信道跟蹤器105提供的信道分支估算值的共軛值，該信道跟蹤器105利用來自相關(guān)器101的相關(guān)值來估算信道分支的位置(m值)和系數(shù)(c(m)值)，累加器106把HCM的輸出累加起來，把最后的和傳送到門限器件107上，對每一個發(fā)射符號傳送一次。如果輸入大于門限值，門限器件107則檢出二進制“0”如果輸入小于門限值，則檢出二進制“1”。該門限值一般為零。
傳統(tǒng)相關(guān)器101的詳細操作示于圖2。把來自射頻接收機的復(fù)數(shù)片樣本傳送到內(nèi)部帶抽頭的延時線200上。還有一個帶抽頭的緩沖器201，它存儲已知的符號差序列或其復(fù)數(shù)共軛值。使每一個饋入帶抽頭延時線200的片樣本與該符號差序列的共軛值相關(guān)。復(fù)數(shù)乘法器202把接收的樣本與共軛的符號差序列相乘。把形成的復(fù)數(shù)積在復(fù)數(shù)加法器203中相加。把形成的相關(guān)值傳送到選通函數(shù)103上，如圖1所示。
假定滿足幾個條件，則傳統(tǒng)的RAKE接收機也能給出良好的性能。第一個條件是，符號差序列的自相關(guān)函數(shù)是理想的，其中，符號差序列與其本身的移位不相關(guān)。如果不是這樣，則不同射線之間會彼此干擾，這稱為自干擾。第二個條件是，所要的信號的符號差序列與其它CDMA信號符號差序列的各種移位形式之間的互相關(guān)值為零。如果不是這樣，則其它CDMA信號會干擾所要的CDMA信號，使性能惡化。當另一個CDMA信號的功率比所要的CDMA信號大得多時，這是一個特別嚴重的問題，稱為遠-近問題(near-farproblem)。第三個條件是，一個發(fā)射符號的反射信號與下一個發(fā)射符號是重疊的，由此引起的干擾應(yīng)能忽略不計。如果不是這樣，則所發(fā)射的符號將干擾過去和未來發(fā)射的符號，這一般稱為符號間干擾(ISI)。
良好符號差序列組的設(shè)計理論表明，存在著阻止前兩個條件同時滿足的基本限制。因此，性能將受限于自干擾、其它信號干擾、以及ISI。對于在未經(jīng)歷多路徑時間擴散的環(huán)境中其它信號干擾的問題已經(jīng)作了研究。這稱為無多路徑的聯(lián)合解調(diào)。注意到例如已有IEEETrans.Info.Theoryvol.IT-32，PP.85-96，S.Verdù的《異步高斯多址訪問信道中差錯的最小概率》IEEETrans.Inform.Theoryvol.35，PP.123-136，Jan.1989，R.Lupas和S.Verdù的《同步碼分多址訪問信道中線性多用戶檢波器》以及IEEETrans.Commun.vol.38，pp.496-508，Apr.1990，R.Lupas和S.Verdù的《異步信道中多用戶檢波器的抗遠-近性》。在這些研究中，提出了兩種用于聯(lián)合解調(diào)多CDMA信號的方法。
稱為最大似然序列估算(無多路徑)的第一種方法確定不帶有多路徑時間擴散的多個CDMA信號最可能的發(fā)射信息比特組。這示于圖3。正如在RAKE接收機中那樣，射頻接收機300接收多個CDMA無線電信號，把這些無線電信號濾波、下變頻到I、Q基帶波形，把I、Q基帶波形取樣、量化，產(chǎn)生復(fù)數(shù)接收數(shù)據(jù)值。把這些復(fù)數(shù)接收數(shù)據(jù)值傳送到多個相關(guān)器301上，其中，每一個相關(guān)器與一個特定的符號差序列相關(guān)。然而，因為假定信道沒有多路徑時間擴散，所以，每一個發(fā)射符號僅保持一個相關(guān)值。定時控制器302確定被選定的、用于解調(diào)的那一個相關(guān)值，定時控制器302發(fā)信號通知選通函數(shù)303在每一個發(fā)射符號的周期內(nèi)每次通過一個值。因為不同的CDMA信號在時間上不可能對齊(即，是異步的)，所以，各選通門未必在同一瞬間關(guān)閉。使這些相關(guān)值傳送入判定算法器304，判定算法器304利用該信息判定每一個CDMA信道的發(fā)射比特序列。所用的算法為確定最可能信息比特序列的Viterbi算法。然而，應(yīng)該注意到，這種接收機并不考慮多條信號射線，因為在每一個發(fā)射符號的周期內(nèi)僅有一個相關(guān)值從選通函數(shù)通過;而且，這種接收機也不跟蹤信道系數(shù)。
稱為去相關(guān)接收機的第二種方法對不同CDMA信號進行去相關(guān)，使這些信號彼此不再干擾。這種方法遵循圖3所示的同一種方法。在第一種方法與第二種方法之間唯一的區(qū)別在于所用的判定算法，這種判定算法示于圖4。把來自選通函數(shù)(圖3中，方框303)的相關(guān)值存儲在緩沖器400中。當該緩沖器充滿時，把這組相關(guān)值視為那些值的矢量。在矩陣乘法器401中，把該矢量乘以去相關(guān)矩陣。用于這一乘法的矩陣包括符號差序列的互相關(guān)值。該矩陣與該矢量之積為已去相關(guān)的檢測統(tǒng)計值的矢量，每一個CDMA信號有一個矢量，這些矢量被饋入門限器件402中。這些門限器件產(chǎn)生檢出的信息比特值。
這兩種方法并未考慮多路徑時間擴散的問題。這樣，它們給出的是無多路徑時間擴散時CDMA信號聯(lián)合解調(diào)的方法。
近來，Wijayasuriya等人提出了一種預(yù)計用于多路徑時間擴散的去相關(guān)接收機。參見Proc.Globecom'92Orlando，F(xiàn)L，pp.1331-1338，Dec.1992，S.S.H.Wijayasuriya，G.H.Norton和J.P.McGeehan的《DS-CDMA系統(tǒng)中多用戶檢測器的抗遠-近滑動窗口去相關(guān)算法》;ElectronicsLetters，vol.29，no.4，pp.395-396，18，F(xiàn)ebruary1993，S.S.Wijayasuriya、J.P.McGeehan和G.H.Norton的《DS-CDMA移動無線電網(wǎng)絡(luò)的搜集式去相關(guān)接收機》;以及43rdIEEEVehicularTechnologyConference，Secaucus，NJ，pp.368-371，May18-20，1993，S.S.H.Wijayasuriya、J.P.McGeehan和G.H.Norton的《作為DS-CDMA移動無線電快速功率控制的替換法的RAKE去相關(guān)》。在這些論文中，把去相關(guān)用于每一個信號多條射線的去相關(guān)上。然而，這些射線是非相干地組合起來的。這樣，沒有信道估算，而且，性能限制到非相干方法的性能。
另外，Zvonar和Brady提出了用于在多路徑中聯(lián)合解調(diào)的MLSE接收機和去相關(guān)接收機，關(guān)于MLSE接收機，見Twenty-sixthAnnualConf.onInformationSciencesandSystems，PrincetonUniversity，March1992，Z.Zvonar和D.Brady的《異步多址訪問多路徑瑞利衰落中的最佳檢測》。在這種接收機中，計算了在不同射線到達的瞬間與全符號差序列的相關(guān)值。把這些相關(guān)值以RAKE方式組合起來，給每一個用戶一個已組合的信號，然后，使這些信號傳送到判定算法中。這種方法的缺點在于，已組合的信號取決于未來和過去發(fā)射的符號，從而增加了判定算法的復(fù)雜性。
關(guān)于去相關(guān)接收機，見Milcom'92，SanDiego，CA，Oct.11-14，1992，Z.Zvonar和D.Brady的《異步CDMA頻率選擇性信道的相干和差分相干多用戶檢測器》CommunicationTheoryMini-Conference，Orlando，F(xiàn)L，Dec.6-9，1992，Z.Zvonar和D.Brady的《同步CDMA頻率選擇性瑞利衰落信道的次優(yōu)多用戶檢測器》。在第一篇論文中，假定用一個“無限視界”檢測器，其后引出矩陣FIR濾波器，其后跟隨一系列IIR濾波器，從而實現(xiàn)去相關(guān)。這種實現(xiàn)方法有兩個缺點1)這種濾波是非因果關(guān)系的，因此，需要未來的數(shù)據(jù)值，2)確定濾波器系數(shù)所需的工作量非常大，因為需要矩陣求逆。在第二篇論文中，只考慮了同步的信號，符號間干擾被忽略，而且，去相關(guān)是作為矩陣求逆而實現(xiàn)的。其缺點是，未考慮異步的信號，也未考慮符號間干擾。還有，矩陣求逆的成本可能很高，特別是當信道隨時間變化時。最后，這兩篇文章都沒有把信道的影響(可能隨時間而變化)與符號差序列相關(guān)性的影響(當信號停止或者新信號開始時，它才變化)分開。
這樣，隨著無線電通信要求的增長，提高了使無線通信系統(tǒng)性能和容量最佳化的要求。CDMA技術(shù)可使系統(tǒng)容量加大。為了在移動無線電環(huán)境中使CDMA的容量為最大，必須以有效的方法使其它信號的干擾、自干擾、以及ISI最小?，F(xiàn)有的方法未能考慮全部這些問題。
本發(fā)明的一個目的是以有效的方法解調(diào)在多路徑時間擴散環(huán)境中的多個CDMA信號，在被稱為在多路徑中MLSE聯(lián)合解調(diào)的、本發(fā)明第一示范性實施例中，根據(jù)對多個CDMA信號和所述信號回波的接收確定最可能發(fā)射的比特序列。在被稱為在多路徑中去相關(guān)解調(diào)的第二示范性實施例中，對多條CDMA信號射線去相關(guān)，以確定發(fā)射的比特序列。在被稱為在多路徑中偽MLSE聯(lián)合解調(diào)的第三示范性實施例中，把MLSE方法用于接收信號與多個CDMA信號的相關(guān)值上。全部這三個示范性實施例可適于不排斥ISI的第一信號解調(diào)或者多信號解調(diào)。
不像在一個瞬間處理一個CDMA信號的傳統(tǒng)RAKE接收機那樣，根據(jù)本發(fā)明的示范性實施例可以把多個CDMA信號聯(lián)合解調(diào)。還有，利用CDMA信號自相關(guān)函數(shù)的知識來改善性能，并且，考慮了一個發(fā)射符號與下一個發(fā)射符號的重疊。
不像無多路徑時的聯(lián)合解調(diào)那樣，本發(fā)明示范性實施例利用多路徑信道所引起的多信號圖像的優(yōu)點。而且，本發(fā)明的示范性實施例利用信號自相關(guān)函數(shù)和在各種移位下信號互相關(guān)值的知識。
對于那些熟悉這種技術(shù)的人來說，從下列描述可以很快了解本發(fā)明的這些和其它目的、特點、優(yōu)點，結(jié)合附圖一起閱讀，其中圖1為說明傳統(tǒng)RAKE接收機的方框圖;
圖2為更詳細地描述圖1中相關(guān)器的方框圖;
圖3說明聯(lián)合解調(diào)CDMA信號的傳統(tǒng)系統(tǒng);
圖4為說明去相關(guān)接收機中的傳統(tǒng)判定算法的方框圖;
圖5示出用來說明本發(fā)明的示范性接收信號;
圖6為根據(jù)本發(fā)明采用在多路徑中MLSE聯(lián)合解調(diào)的示范性接收機方框圖;
圖7為示范性的可編程序部分相關(guān)器的方框圖;
圖8為根據(jù)另一示范性實施例，忽略了ISI、具有在多路徑中MLSE聯(lián)合解調(diào)的接收機方框圖;
圖9為說明本發(fā)明在多路徑時間擴散中去相關(guān)解調(diào)的示范性實施例的方框圖;
圖10為說明在多路徑中去相關(guān)的流程圖;以及圖11為根據(jù)本發(fā)明采用在多路徑擴散中偽MLSE解調(diào)的示范性接收機方框圖。
為了提供對本發(fā)明的充分了解，在下列描述中，不是為了限制而是為了說明之目的，陳述了示范性實施例中諸如特殊電路、電路元件、技術(shù)等方面的特定細節(jié)。然而，對熟悉這種技術(shù)的人來說，顯然脫離這些特定細節(jié)的其他實施例也可以實現(xiàn)本發(fā)明。在其它情況下，省略對周知方法、器件、電路的詳細描述，以及不致因描述不必要的細節(jié)而擾亂對本發(fā)明的描述。而且，雖然下列描述是關(guān)于包括便攜式或移動式無線電話和/或個人通信網(wǎng)絡(luò)蜂窩式通信系統(tǒng)的，但是，對于那些熟悉這種技術(shù)的人來說，應(yīng)該了解，本發(fā)明也可用于其它通信應(yīng)用。
本發(fā)明除了可用于出現(xiàn)在接收機上的多個或單一CDMA信號以外，還可用于出現(xiàn)在接收機上CDMA信號的特定子集上。例如，本發(fā)明可用于兩個信號的聯(lián)合解調(diào)，其中，一個為所需的發(fā)射信號、另一個為導引信號。另一方面，可以對所需信號和多個導引信號聯(lián)合解調(diào)，其中，只要求某些導引信號用來幫助解調(diào)所要的信號。
本發(fā)明的第一示范性實施例在這里稱為在多路徑中的MLSE聯(lián)合解調(diào)。根據(jù)這一示范性實施例，對多個CDMA信號確定最可能的信息符號序列?；驹砣缦?。假定，從過去的解調(diào)步驟中，對于每一個CDMA信號的每一條射線，可以得到信道分支系數(shù)的知識。于是，對于一組特定的假設(shè)信息符號值，就可以構(gòu)成一個假設(shè)的接收信號。實際接收的信號與假設(shè)的接收信號之差為剩余信號，當假設(shè)得正確時，該剩余信號就是噪聲信號。在假設(shè)中，如果對接收信號預(yù)計得最好，則使該剩余信號中的能量為最小。這樣，這個方法就是求出使剩余信號中能量為最小的那一組信息符號序列。
這可用數(shù)學形式嚴格地表達出來。假定，有多個CDMA信號Xi，此處，i為信號指數(shù)。假定，每一個信號通過一個基帶等效的信道，其脈沖響應(yīng)hi(t)由下式給出hi(t)=Σm,ci(m)δ(t-mTc)]]>
此處，Tc為片周期，Ci(m)為信道分支系數(shù)，δ(t)為狄拉克δ函數(shù)，當t＝0時，該δ函數(shù)不為零。信道分支系數(shù)可以包括發(fā)射機和接收濾波操作的影響。采用例如New YorkMcGraw-Hill，1989，J.G.Proakis的《數(shù)字通信》(第二版)中所述復(fù)數(shù)基帶的信道模型，Ci(m)值為復(fù)數(shù)。每一片取樣一次的接收信號由下式給出R(k)=ΣiΣnbi(n)Σmci(m)xi(k-m-nN)+n(k)]]>此處，n(k)表示噪聲序列bi(n)表示信號i的信息符號序列;且Xi(k)表示信號i的符號差序列，即當k＝0……N-1時，Xi(k)不為零，此處，N為該序列的長度。信息符號可以是二進制的(±1)，四進制的(±1、±j)，或者具有其它某種多狀態(tài)形式。還有，可以利用差分調(diào)制根據(jù)從一個符號周期到下一個符號周期時信息符號怎樣變化把該信息存儲起來。
假定接收機具的符號差序列Xi(k)的知識，并能估算信道分支系數(shù)Cl(m)。令bi.n(n)表示信號i的假設(shè)信息數(shù)據(jù)序列。對于一組特定的假設(shè)信息數(shù)據(jù)序列，Bh＝｛bo，h(n)，b1，h(n)，……｝，假設(shè)的接收信號由下式給出Rh(k)=ΣiΣnbi, h(n)Σmci(m)xi(k-m-nN)]]>剩余信號為差信號R(k)-Rh(k)。剩余信號中的能量由下式給出J=Σk｜R(k)-Rh(k)｜2]]>這樣，為使解調(diào)最佳化，求出使總的標準度量(standardmetric)J為最小的那一組信息序列，是合乎理想的。
應(yīng)該指出，信道分支值Ci(m)可以是隨時間變化的，即隨著k而緩慢地變化。這樣，嚴格地說，應(yīng)該用Ci(m，k)取代Ci(m)。然而，假定這種變化相當慢，信道跟蹤算法足以跟蹤得上。
因為數(shù)據(jù)取樣是順序到達的，所以，成塊地處理接收的數(shù)據(jù)，此處，每一塊包括最早到達的信號射線的整個圖像。這樣，第n個接收的數(shù)據(jù)塊僅受一直到n、且包括n的信息比特值的序列指數(shù)的影響(指數(shù)為n+1、n+2……的比特值不影響這些數(shù)據(jù))。這種情況的一個例子示于圖5。第一個信號，即信號0，具有帶有信道系數(shù)Co(0)的、最早到達的射線。還存在著帶有信道系數(shù)Co(2)的、延時了兩個片周期的回波。第二個信號具有分別帶有相對延時1和2以及信道系數(shù)C1(1)和C1(2)的兩條射線。最后，第三個信號具有帶有最大可能延時N-1的單一射線。如果延時增大到N，則信息比特序列的指數(shù)n將增大，因此，相對延時實際上等于零。
Viterbi算法包括對相應(yīng)于在比特瞬間n-1｛b0(n-1)，b1(n-1)，……｝時的假設(shè)信息符號值的過去狀態(tài)進行修正，給出相應(yīng)于在比特瞬間n｛b0(n)，b1(n)，……｝時的假設(shè)信息符號值的當前狀態(tài)。這假定了多路徑時間擴散延時的散布小于1個符號周期，這是為了說明的目的而做的假定。如果情況不是這樣，則過去的狀態(tài)將取決于比特瞬間n-2，n-3……等。
對于每一個當前的狀態(tài)，Viterbi算法考慮可能的以前的狀態(tài)。對于每一種可能性，形成一個候選的度量，該候選度量是以前狀態(tài)的累積度量加上相應(yīng)于以前和當前假設(shè)狀態(tài)的δ度量。取決于度量是怎樣定義的，從而可以是最大或最小的候選度量變成為當前狀態(tài)的累積度量。還有，導致這一新累積度量的以前狀態(tài)成為該當前狀態(tài)的前趨狀態(tài)。用這種方法把當前狀態(tài)與過去狀態(tài)連接起來。在某一點上，確定了具有最佳度量的當前狀態(tài)，把前趨狀態(tài)鏈用于確定最佳假設(shè)的比特序列。
把Rh(k)的表達式代入J的表達式，給出在多路徑中MLSE聯(lián)合解調(diào)的示范性接收機的操作。如上所述，可以把這些操作分成為幾組數(shù)據(jù)塊操作。不需進一步簡化，信道分支的估算值和假設(shè)的比特值將用于在一個接收數(shù)據(jù)塊R(k)上產(chǎn)生假設(shè)的接收值Rh(k)。在該數(shù)據(jù)塊上估算出來J的表達式將產(chǎn)生一個塊或δ度量。
數(shù)據(jù)塊操作可以通過一般化的非周期相關(guān)函數(shù)來表達。序列a(k)與b(k)的標準非周期相關(guān)值由下式給出 此處，＊表示復(fù)數(shù)共軛值。對于這些項中的某些項，必須把對j的求和進行截尾。對于這些項，采用一般非周期相關(guān)值 注意，標準非周期相關(guān)函數(shù)是一般相關(guān)函數(shù)的一個特定情況，此處，s＝0，且f＝N-1-|m|。
形成的塊或δ度量由下式給出J(第n塊)=Σk｜r(k)｜2]]>-2Re ［ΣiΣmc*i(m)［bi. h(n-1)Cr. x1(N-m)+bi . h(n)Cr. x1(-m)］］]]>+ΣiCx1x1(0)Σm｜Ci(m)｜2]]> q＝max｛p，m｝，且，r(k)是數(shù)據(jù)塊R(nN)toR(nN+N-1)當把δ度量加到以前累積的度量上時，下一個步驟是對每一個新狀態(tài)求出使新累積的度量為最小的假設(shè)。
通過把對所有假設(shè)通用的項忽略的方法，可以把δ度量簡化。通過把其余度量求反，可以得到下列要使其和為最大的δ度量J′(第n塊)＝B-C此處，B-2Re ［ΣiΣmc*i(m)［bi. h(n-1)Cr. x1(N-m)+bi . h(n)Cr. x1(-m)］］]]> 此處，k已在上面給定。注意到，項B是接收數(shù)據(jù)與已知符號差序列的非周期相關(guān)函數(shù)，而項C不是該數(shù)據(jù)的函數(shù)。還有，度量并不取決于未來的信息符號值，例如bi.h(n+1)。這就有減小復(fù)雜性的優(yōu)點，因為在Viterbi算法中的狀態(tài)個數(shù)減少了。
一種根據(jù)上述操作的示范性接收機示于圖6。射頻接收機600接收多個在多路徑中的CDMA信號。該接收機把復(fù)合信號濾波，并且，利用例如余弦和正弦函數(shù)將其下變頻到基帶，給出復(fù)數(shù)取樣數(shù)據(jù)。接收信號的數(shù)字化例如可采用對數(shù)-極坐標的信號處理來完成，這種處理在這里引為參考，頒發(fā)給PaulW.Dent，標題為《對數(shù)-極坐標信號處理》的第5048059號美國專利中作了描述。把這些數(shù)據(jù)樣本傳送到多個可編程序部分相關(guān)器(PPC)601上，該可編程序部分相關(guān)器601計算數(shù)據(jù)與符號差序列的非周期相關(guān)值。每一個PPC與不同的符號差序列相關(guān)。對于相對于最早到達射線的每一個延時m，PPC計算兩個非周期相關(guān)值Cr，xi(N-m)和Cr，xi(-m)。定時控制器602控制PPC內(nèi)的數(shù)據(jù)分塊(到PPC的控制線圖上未示出)。
選通函數(shù)603確定每一次移位使多個非周期相關(guān)值中的哪兩個傳送入半復(fù)數(shù)乘法器(HCM)604，該半復(fù)數(shù)乘法器604計算復(fù)數(shù)相關(guān)值與由信道跟蹤器605提供的復(fù)數(shù)信道分支估算值的共軛值之復(fù)數(shù)積的實部。然后，使這些實數(shù)積送入Viterbi處理器606，該Viterbi處理器606利用這種信息計算對各種假設(shè)的δ度量，并確定新狀態(tài)的累積度量。定時控制器602控制選通函數(shù)603。信道跟蹤器605接收來自PPC601的相關(guān)值，并接收來自定時控制器602的定時信息，這容許該信道跟蹤器605跟蹤隨時間變化的信道。
Viterbi處理器606還利用各種信號的非周期自相關(guān)函數(shù)和互相關(guān)函數(shù)的知識。Viterbi處理器606最終提供全部CDMA信號的信息符號序列的估算值。如熟悉這種技術(shù)的人們所周知的那樣從Viterbi處理器還能如何提取軟信息。軟信息指的是，傳送到例如卷積解碼器上的數(shù)值不是±1而是±a(n)，對于具有較大置信度的值，±a(n)將變成為較大的值。這種軟信息可用于改善解碼器的性能。軟信息的計算可能需要計算接收數(shù)據(jù)塊中的能量，并且，使其數(shù)值送入Viterbi處理器。
可編程序部分相關(guān)器(PPC)的一種示范性實現(xiàn)方案示于圖7。把來自射頻接收機的復(fù)數(shù)片樣本傳送到兩個內(nèi)部帶抽頭的緩沖器700之一上。定時器(圖6中的602)向數(shù)據(jù)開關(guān)707發(fā)信號來控制在兩條帶抽頭的延時線中填充哪一條。用這種方法，在處理一個數(shù)據(jù)塊的同時，饋入下一個數(shù)據(jù)塊。多路轉(zhuǎn)換開關(guān)702使來自被填充滿了的(即，即將被處理的)內(nèi)部帶抽頭的緩沖器的數(shù)值通過。還有一個帶抽頭的環(huán)形移位寄存器701，該環(huán)形移位寄存器701存儲已知的符號差序列或其復(fù)數(shù)共軛值。
一旦得到了一個塊，即，帶抽頭的緩沖器之一被填充滿了，就可以計算非周期相關(guān)值了。非周期相關(guān)值是成對計算的，對于環(huán)形移位寄存器701每一次移位，為一對。對于每次移位，即0、1、2，等等，多路轉(zhuǎn)換開關(guān)702提供片樣本，利用復(fù)數(shù)乘法器(CM)703把片樣本乘以環(huán)形移位寄存器701的值。對于移位m，把最左的m個乘積傳送到第一加法器704上，第一加法器704把這些乘積相加，產(chǎn)生非周期相關(guān)值Cr，xi(N-m)。把其余的乘積傳送到第二加法器705上，第二加法器705把這些乘積相加，產(chǎn)生Cr，xi(-m)。開關(guān)706控制關(guān)于把哪些乘積傳送到哪個加法器上的判定。把部分或非周期相關(guān)值傳送到選通函數(shù)603上，如圖6所示。一旦計算出這兩個部分相關(guān)值，環(huán)形移位寄存器701就右移一位，計算這時的部分相關(guān)值。以上描述簡單地提供了一個可以怎樣實現(xiàn)PPC功能的例子。熟悉這種技術(shù)的人們很快將意識到可以用其它方法來實現(xiàn)。
熟悉這種技術(shù)的人們還將意識到，有一些信道跟蹤方法可用于信道跟蹤器605上，然而，為了完整起見，這里給出一個例子。僅僅為了信道跟蹤之用，在Viterbi方法中，可以把更新的判定延時(updd)用于判定在n′＝n-updd瞬間過去的某些發(fā)射符號值。利用這些判定值，可以構(gòu)成誤差信號(該誤差信號簡單地是接收數(shù)據(jù)與該判定符號值之差)，并能預(yù)測估算的信道分支系數(shù)。標準自適應(yīng)濾波器可以利用這種誤差信號來改善對信道分支系數(shù)的估算。如果需要，可以利用一種預(yù)測結(jié)構(gòu)來克服由更新的判定延時而引入的延時。
對于熟悉這種技術(shù)的人們來說，顯然，通過忽略或近似上述某些計算，可以得到不太復(fù)雜但某種性能有所惡化的接收機。下面考慮兩種這樣的近似。
在第一種示范性近似中，忽略了引起ISI的相鄰符號的影響。如果相對于序列長度N來說延時m較小，則這是一種相當精確的近似。在這種情況下，不是對每一條射線計算兩個部分相關(guān)值;而是對每一條射線接收機計算數(shù)據(jù)與符號差序列的一個全相關(guān)值，這正如例如在傳統(tǒng)RAKE接收機中所作的那樣。然而，不像傳統(tǒng)RAKE接收機那樣，而是把多個CDMA信號聯(lián)合解調(diào)，并且利用符號差序列的自相關(guān)函數(shù)和互相關(guān)函數(shù)。
結(jié)果，成本函數(shù)J變成為J(第n塊)=ΣK｜r(k)｜2-Σibi.h(n)2Re［ΣmCi＊(m)Cr1x1(-m,0,N-1)］]]>+ΣiCx1x1(0)Σm｜ci(m)｜2]]> 此處，r(k)現(xiàn)在是數(shù)據(jù)塊R(nN)～R(nN+N+d-1)，且，d等于相對于最早到達射線的最大回波延時。
另一方面，把對所有假設(shè)通用的項加以忽略、并且，把其余的度量求反，就給出下列要使其和為最大的度量
J′(第n塊)＝B-C此處，B=Σibi. h(n)Re ［Σmci＊(m)Cr1x1(-m,0,N-1)］]]> 注意到，項B是所接收的數(shù)據(jù)與已知符號差序列的相關(guān)函數(shù)，而項C不是該數(shù)據(jù)的函數(shù)。還有，該度量并不是假設(shè)的過去信息比特值的函數(shù)。這樣，不需要Viterbi算法了。相反地，對于符號瞬間n的多個信號，考慮這組信息符號值的全部假設(shè)，并且，確定使J′度量為最大的那一組符號值。
一種根據(jù)這些原理操作的示范性接收機示于圖8。射頻接收機800接收多個在多路徑中的CDMA信號。該接收機把復(fù)合信號濾波，并且，利用例如余弦函數(shù)和正弦函數(shù)將其下變頻到基帶，給出復(fù)數(shù)取樣數(shù)據(jù)。把這些數(shù)據(jù)樣本傳送到多個相關(guān)器801上，該相關(guān)器801計算數(shù)據(jù)與符號差序列的相關(guān)值。每一個相關(guān)器與一個不同的符號差序列相關(guān)。
定時控制器802指示選通函數(shù)803要處理哪些相關(guān)值。對于每一個CDMA信號，對每一條信號射線處理一個相關(guān)值。選通函數(shù)803使相關(guān)值傳送入半復(fù)數(shù)乘法器(HCM)804，該半復(fù)數(shù)乘法器804計算相關(guān)值與由信道跟蹤器805提供的信道估算值之積的實部。然后，使這些實數(shù)積送入度量處理器806，該度量處理器806利用這種信息計算對各種信息符號假設(shè)的度量。
信道跟蹤器805接收來自定時控制器802的定時信息和來自度量處理器806的已檢出的符號信息。這容許跟蹤器跟蹤隨時間變化的信道。
度量處理器806還利用各種信號的非周期自相關(guān)函數(shù)和互相關(guān)函數(shù)的知識。度量處理器806最終提供全部CDMA信號信息符號序列的估算值。對于熟悉這種技術(shù)的人們來說，將周知還能怎樣從度量處理器提取軟信息。軟信息的計算可能需要計算接收數(shù)據(jù)塊中的能量，并且，使其數(shù)值送入度量處理器。
另一個示范性實施例作了簡化，其中，只解調(diào)一個CDMA信號，即所要的信號。這是單一的信號解調(diào)器，但是，考慮了該信號的自相關(guān)函數(shù)和ISI的影響，而在傳統(tǒng)RAKE接收機中，情況就不是這樣。如前所述，利用Viterbi算法求出最可能的發(fā)射符號序列。
因為只考慮一個信號，所以，省略下標i。于是，一般度量變成為J(block n)=Σk｜r(k)｜2-2Re ［Σmc＊(m)［bh(n-1)Cr .x(N-m)+bh(n)Cr.x(-m)］］]]>+Cx.x(0)Σm｜c(m)｜2]]> 此處，r(k)現(xiàn)在是數(shù)據(jù)塊R(nN)～R(nN+N-1)。
當把δ度量加到以前累積的度量上時，目標是使相加的度量為最小。
另一方面，把對所有假設(shè)公用的項加以忽略、并且，把其余的度量求反，得到下列要使其和為最大的度量
J′(第n塊)＝B-C此處B=2Re ［ΣmC＊(m)［bh(n-1)Cr.x(N-m)+bh(n)Cr.x(-m)］］]]> 注意到，項B是接收數(shù)據(jù)與已知符號差序列的非周期相關(guān)值，而項C不是該數(shù)據(jù)的函數(shù)。
所形成的接收機(未示出)類似于圖6所示的。例如，在這里，不是多個信號鏈，而是有一個包括單個PPC601、單個選通函數(shù)603以及兩個HCM604的信號鏈。
根據(jù)本發(fā)明的、在這里稱為在多路徑中去相關(guān)解調(diào)的第三個示范性實施例，對多個CDMA信號確定新的信道分支值和信息符號值，這些值精確地預(yù)測接收信號與符號差序列共軛值的相關(guān)值。其基本方法是，依據(jù)已知數(shù)(自相關(guān)值和互相關(guān)值)、實測值(接收數(shù)據(jù)與符號差序列的相關(guān)值)、未知數(shù)(信息符號值和新的信道分支系數(shù))寫出一組方程式。然后，解這組方程式，確定新的信道分支系數(shù)和檢出的信息符號值。
開始時，測量接收數(shù)據(jù)各個部分與已知符號差序列共軛值的相關(guān)值。像RAKE接收機那樣，對信號射線確已到達的那部分數(shù)據(jù)，執(zhí)行相關(guān)值測量。這一實測的相關(guān)值以Qr，xp(d)表示，其定義為Qr1x1(d)=Σk=0N-1R(d+k)x1＊(k)]]>
對于給定的比特周期no、給定的信號p、給定的具有延時mo的射線，計算相關(guān)值Qr，xp(noN+mo)，以便對信號p收集射線mo在比特持續(xù)期間no內(nèi)的能量。
假定接收信息包括多個信號，每一個信號具有多條射線。雖然這些信號是在存在著噪聲的情況下接收的，但是，去相關(guān)接收機并未把噪聲模型化。這樣，示范性方法是基于對其已模型化的接收數(shù)據(jù)序列，即R(k)=ΣiΣnbi(n)Σmci(m)xi(k-m-nN)]]>此處，bi(n)是第i個信號的第n個信息符號，Ci(m)是第i個信號的第m條射線或者信道分支系數(shù)，Xi(k)是第i個信號的符號差序列。
利用接收信號的這一表達式，可以使測量值Qr，xp(noN+mo)與比特值、信道分支系數(shù)、非周期相關(guān)值相關(guān)。這就給出Qr1.x1(n0N+m0)=ΣiΣnΣmCx1x2(m-mo+(n-n0)N)［bi(n)ci(m)］]]>這提供了一個使已知測量值和已知非周期相關(guān)值與括號內(nèi)未知數(shù)相關(guān)的方程式。
這樣，在原理上，對于給定的比特周期no，在不同射線到達的瞬間mo時，可以使接收數(shù)據(jù)與不同的符號差序列Xp(k)相關(guān)。這導致一組可用來解出未知數(shù)的方程式，該未知數(shù)表示為Yi(n，m)，它應(yīng)該是乘積bi(n)Ci(m)的估算值。因為從一個符號到另一符號時，信道分支并無很大變化，所以，把以前的或預(yù)測的信道分支值與Yi(n，m)所作的比較應(yīng)該指出信息符號值。可以按照像RAKE那樣的方式把來自多信道分支的結(jié)果組合起來，給出檢出的統(tǒng)計值
Zi(n)=Σmyi(n,m)Ci＊(m)prcd]]>可以利用它形成檢出值bi(n)det。例如，如果信息符號是二進制的，則bi(n)det=sgn(Re{Zi(n)})]]>如果采用差分調(diào)制，即可形成下列差分檢出統(tǒng)計值Zi=Zi(n)Zi＊(n-1)]]>然而，不像傳統(tǒng)RAKE接收機那樣，首先需要求出Yi(n，m)項的去相關(guān)過程。
因為當移位大于N-1或小于-(N-1)時，射線到達時間的差m-mo在[-(N-1)，N-1]的范圍內(nèi)，且非周期相關(guān)值為零，所以，可以把對于n求和限制到no-1，no，no+1的范圍內(nèi)。從本質(zhì)上講，實測的相關(guān)值僅是當前、以前、和下一個發(fā)射符號的函數(shù)。這給出 因為這個方程式包括以前、當前、下一個符號值，并且處理是按時間順序進行的，所以絕沒有足夠的方程式來解括號內(nèi)的項。換句話說，方程式全都與過去的方程、未來的方程聯(lián)立。然而，有一些求近似解的方法，例如在Proc.Globecom′92，Orlando，F(xiàn)L，pp.1331-1338，Dec.1992，S.S.H.Wijyasuriya、G.H.Norton和J.P.McGeehan的《DS-CDMA系統(tǒng)中多用戶檢測器的抗遠近滑動窗口去相關(guān)算法》中所討論的那些方法。
一種根據(jù)上述操作的示范性接收機示于圖9。射頻接收機900接收多個CDMA無線電信號，把這些無線電信號濾波、下變頻到I、Q基帶波形，把I、Q基帶波形取樣、量化，產(chǎn)生復(fù)數(shù)接收數(shù)據(jù)值。把這些復(fù)數(shù)接收數(shù)據(jù)值傳送到多個相關(guān)器901上，其中，每一個相關(guān)器與一個特定的符號差序列相關(guān)。假定信道有多路徑時間擴散，因此，每一個發(fā)射符號保持多個相關(guān)值。定時控制器902確定被選定的、用于解調(diào)的那些相關(guān)值，定時控制器902發(fā)信號通知選通函數(shù)903，以便在每一個發(fā)射符號的周期內(nèi)、對每一條信號射線而言，一次通過一個值。因為不同的CDMA信號在時間上不可能對齊(即，是異步的)，所以，各選通門未必在同一瞬間關(guān)閉。將這些相關(guān)值送入判定算法器904，判定算法器904利用該信息判定每一個CDMA信道的發(fā)射符號序列。信道跟蹤器905接收來自每一個相關(guān)器901的多個相關(guān)值，信道跟蹤器905利用這些相關(guān)值估算和跟蹤信號射線的位置與信道分支系數(shù)值。
這種示范性接收機有幾個優(yōu)點。第一，它利用信道分支的知識進行去相關(guān)射線的相干組合。第二，它不需要非因果關(guān)系的濾波。第三，它允許用于異步信號和考慮了符號間干擾。最后，去相關(guān)步驟利用信號的互相關(guān)特性，而射線組合步驟利用信道特性。這樣，這兩種特性保持獨立，容許二者彼此獨立地進行自適應(yīng)。
一種可利用判定器904執(zhí)行的示范性方法示于圖10。在方框1000，接收來自選通函數(shù)903的相關(guān)值，并將其存儲起來。然后，當?shù)玫絺€數(shù)足夠的相關(guān)值時，對某一比特周期n，解這個方程組，在方框1002中，給出Yi(n，m)。利用從信道跟蹤器905接收的信道分支系數(shù)的知識，在方框1004中對全部i值(即，對全部信號)檢出符號bi(n)。這意味著，在方框1006中確定了新的信道分支系數(shù)的測量值，并且將其饋入信道跟蹤器905。
熟悉這種技術(shù)的人們將意識到，有一些信道跟蹤方法可用于信道跟蹤器905上，然而，為了完整起見，這里給出一個例子。在判定器中，解出量Yi(n，m)。一旦確定了符號值bi(n)(bi(n)可能需要某一判定延時)，則信道分支Ci(m)的新估算值由Yi(n，m)/bi(n)給出。如果假定數(shù)值bi(n)為二進制的，就可以用乘法來取代除法。這樣，為了把新估算值與以前的估算值加以平均，可以利用簡單的指數(shù)平滑濾波器。
可以把噪聲加白技術(shù)(noise whitening techniques)用于與特定信號有關(guān)的、已去相關(guān)的射線值上。在這里引為參考的、Communication Theory-Mini-Conference，Orlando，F(xiàn)L，Dec.6-9，1992，Z.Zvonar和D.Brady的《同步CDMA頻率選擇瑞利衰落信道的次優(yōu)多用戶檢波器》中討論了用于噪聲加白的方法。這樣，在進行組合處理以前，可以使與特定i(即，特定的用戶)和特定n(即，特定的符號周期)有關(guān)的量Yi(n，m)在判定器904中通過噪聲加白處理，因此，對該組合處理要加以修改。
還有，可以把最小均方估算(MMSE)技術(shù)用于可能的增強去相關(guān)過程中。在IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.8，pp.683-690，May 1990，Z.Xie、R.T.Short和C.K.Rushforth的《相干多用戶通信中的次優(yōu)檢波器系列》中給出了無多路徑時間擴散時MMSE技術(shù)的一個例子。有多路徑時間擴散時，通過把正比于噪聲功率的值加到Cxi，xp(m-mo+(n-no)N)(對此，m＝mo，n＝no，i＝p)項上，即，通過把一個值加到每一個方程式的相關(guān)項之一上，仍可使用這種技術(shù)。這里假定，噪聲是具有平坦頻譜的白噪聲。如果情況不是這樣，為了考慮噪聲是相關(guān)的，可以把一些數(shù)值加到其它項上。
以與類似于第一示范性實施例所討論的情況，對于熟悉這種技術(shù)的人們來說，顯然，通過忽略或近似上述某些計算，可以得到不太復(fù)雜但某種性能有所惡化的接收機。下面考慮三種這樣的近似。
另一方面，在某些情況下，引起ISI的相鄰符號的影響可以忽略。如果相對于序列長度N來說延時m較小，這就提供一種相當良好的近似。在這種情況下，對第no個發(fā)射符號所進行的測量給出為解多個CDMA信號的第no個發(fā)射比特所需的足夠個數(shù)的方程式。每一個方程式有下列形式 此處，Yi(no，m)是能給出bi(no)Ci(m)的估算值的、要解的未知數(shù)。這樣，對于給定的no，可以通過解未知數(shù)Yi(no，m)的一組方程式，以及接著利用檢出統(tǒng)計值Zi(nO)=Σmyi(no,m)ci＊(m)pred]]>來解符號bi(no)。一種用來執(zhí)行這一過程的示范性接收機可以具有類似于圖9所示的結(jié)構(gòu)。
對于第二種近似，不是采取忽略ISI，而是忽略其它CDMA信號。這給出單一的信號檢波器。除了例如這里只有一個相關(guān)器901和一個選通函數(shù)903以外，以這種方式操作的示范性接收機的結(jié)構(gòu)類似于圖9所示的。要解的方程式有下列形式
此處，要解的未知數(shù)是給出bp(n)和Cp(m)的估算值的Yp(n，m)。
最后，通過把第一種和第二種近似一起利用，得到第三種近似。這是忽略了ISI的單一信號檢波器。結(jié)果，可以寫出一組去相關(guān)方程式，這組去相關(guān)方程式可以解出在比特瞬間no的信息比特。對于每一條信號射線，有一個下列形式的方程式 對于不同的射線m，利用這組方程式解Yp(no，m)。接著，如前所述，用下式形式檢出統(tǒng)計值zi(n0)=Σmyi(no,m)ci＊(m)pred]]>本發(fā)明的第四個示范性實施例在這里稱為在多路徑中的偽MLSE解調(diào)。根據(jù)這一實施例，對多個CDMA信號確定最可能的信息比特序列，假定所提供的數(shù)據(jù)為帶噪聲的相關(guān)值。實際上，因為在相關(guān)以前，噪聲就疊加上去了，所以偽MLSE方法不可能像MLSE方法一樣地執(zhí)行。然而，偽MLSE可能較易實現(xiàn)。
基本原理如下。假定，從過去的解調(diào)步驟中，對于每一個CDMA信號的每一條射線可以得到信道分支系數(shù)的知識，那么，對于一組特定的假設(shè)信息符號值就可以構(gòu)成假設(shè)的相關(guān)值。實測相關(guān)值與假設(shè)相關(guān)值之差為剩余信號，當假設(shè)得正確時該剩余信號就是典型的噪聲信號。假設(shè)時，如果對相關(guān)值預(yù)計得最好，就使該剩余信號中的能量為最小。這樣，這個方法是求出使剩余信號中能量為最小的那一組信息符號序列。
相應(yīng)于信號射線的相關(guān)值是這樣的“數(shù)據(jù)”，該“數(shù)據(jù)”因附加了白色高斯噪聲而被假定為不可靠的。這樣，將該“數(shù)據(jù)”模型化為 此處，Z(noN+Mo)被假定為噪聲樣本。目標是求出使Z(t)過程中的總能量為最小的信息符號值。不像稍前描述的去相關(guān)接收機那樣，現(xiàn)在，信道分支系數(shù)是“已知的”，僅剩下比特值為“未知的”。
對于給定的符號周期no，對每一個信號的每一條射線計算相關(guān)值。從本質(zhì)上講，no是固定的，把不同的mo與P用于測量Qr，xp(noN+mo)。根據(jù)上述表達式，這些測量值取決于在比特周期no-1、no和no+1期間內(nèi)的符號值。
這樣，對于符號周期no-1、no和no+1，假定一個假設(shè)的符號值，那么，對于每一個假設(shè)，噪聲樣本的估算值可利用下式得到 下一步是求出使被估算噪聲序列中的能量為最小的那一組一致的假設(shè)。
正如MLSE方法的情況那樣，可以利用Viterbi算法。對于在符號周期no期間內(nèi)所作的測量，以前的狀態(tài)將是｛bo(no-1)，bo(no)，b1(no-1)，b1(no)，……｝的全部可能性。當前的狀態(tài)將是｛bo(no)，bo(no+1)，b1(no)，b1(no+1)，……｝的全部可能性。這樣，從以前狀態(tài)向當前狀態(tài)的過渡相應(yīng)于假設(shè)｛bo(no-1)，bo(no)，bo(no+1)，b1(no-1)，b1(no)，b1(no+1)……｝。只考慮在以前狀態(tài)和當前狀態(tài)中b1(no)相同的那種一致的過渡。
對于每一個假設(shè)，當前狀態(tài)的候選度量為以前狀態(tài)的度量與由下式給出的相應(yīng)δ度量之和 此處，對mo求和為對信號P有射線的那些值求和。這一度量的目標是使總度量為最小。注意到，把各項重新排列，可以給出下式 應(yīng)該指出，對于mo求和不需要像對于m求和那樣復(fù)蓋全部射線。這相應(yīng)于采用較少的測量值。
像MLSE的情況那樣，可以把度量擴展，并且，可以忽略對全部假設(shè)通用的那些項。這導致出其總度量應(yīng)該為最大的下列δ度量 此處，
一種根據(jù)上述原理運行的示范性接收機的方框圖示于圖11。射頻接收機1100接收多個CDMA無線電信號，把這些無線電信號濾波、下變頻到I、Q基帶波形，把I、Q基帶波形取樣、量化，產(chǎn)生復(fù)數(shù)接收數(shù)據(jù)值。把這些復(fù)數(shù)接收數(shù)據(jù)值傳送到多個相關(guān)器1101上，其中，每一個相關(guān)器與一個特定的符號差序列相關(guān)。假定信道有多路徑時間擴散，因此，每一個發(fā)射符號保持多個相關(guān)值。定時控制器1102確定被選定的、用于解調(diào)的那些相關(guān)值，定時控制器1102發(fā)出信號通知選通函數(shù)1103在每一個發(fā)射符號的周期內(nèi)一次通過一個值。因為不同的CDMA信號在時間上不可能對齊(即，是異步的)，所以，各選通門未必在同一瞬間關(guān)閉。使這些相關(guān)值送入Viterbi單元1104，Viterbi單元1104利用該信息判定每一個CDMA信道的發(fā)射符號序列。信道跟蹤器1105接收來自每一個相關(guān)器1101的多個相關(guān)值，信道跟蹤器1105利用這些相關(guān)值估算和跟蹤信號射線的位置和信道分支系數(shù)值。
熟悉這種技術(shù)的人們還將意識到，有一些信道跟蹤方法可用于信道跟蹤器1105上，然而，為了完整起見，這里給出一個例子。僅僅是為了信道跟蹤之用，在Viterbi算法中可以把更新判定深度用于判定在n′瞬間過去的某些發(fā)射符號值。利用這些判定值，可以構(gòu)成誤差信號(該誤差信號簡單地是接收的數(shù)據(jù)與該判定符號值之差)，并能預(yù)計估算的信道分支系數(shù)。標準自適應(yīng)濾波器可以利用這種誤差信號來改善對信道分支系數(shù)的估算。如果需要，可以利用一種預(yù)測結(jié)構(gòu)來克服由更新判定深度而引入的延時。
正如稍前對于其它示范性實施例提到的那樣，對于熟悉這種技術(shù)的人們來說，顯然通過忽略或近似上述某些計算，可以得到不太復(fù)雜但某種性能有所惡化的接收機。下面考慮三種這樣的近似。
在第一種近似中，忽略了引起ISI的相鄰符號的影響。如果相對于序列長度N來說，延時m較小，則這是一種相當精確的近似。在這種情況下，對于第n個發(fā)射符號所作的測量可直接用來確定第no個符號周期的比特值;不需要Viterbi格子結(jié)構(gòu)了。對于在符號周期no內(nèi)每一個符號的假設(shè)，檢出的符號是使下列度量為最大的那些符號 該結(jié)構(gòu)與圖11中所示的相同，只有現(xiàn)在是用度量處理器取代Viterbi處理器1104。
度量處理器對于｛bo(n)，b1(no)……｝中每一個可能的假設(shè)計算J′h(no)。然后，該度量處理器確定哪一個假設(shè)給出最大的J′h(no)值。這一假設(shè)給出檢出的信息符號值。
對于第二種近似，不是采取忽略ISI，而是忽略其它CDMA信號。這對信號P給出單一的信號檢測器。除了這里只有一個相關(guān)器1101和一個選通函數(shù)1103以外，第二種近似的形式類似于圖11所示的。Viterbi處理器具有與｛bp(no-1)，bp(no)｝有關(guān)的以前的狀態(tài)。當前的狀態(tài)將是｛bp(no)，bp(no+1)｝的全部可能性。這樣，從以前狀態(tài)向當前狀態(tài)的過渡相應(yīng)于假設(shè)｛bp(no-1)，bp(no)，bp(no+1)｝，δ度量由下式給出 最后，通過把第一種和第二種近似一起利用，得到第三種近似。這是忽略了ISI的、對信號P的單一信號檢測器。在這種情況下，對于第n個發(fā)射符號所作的測量可直接用來確定第n個符號周期的比特值;不需要Viterbi格子結(jié)構(gòu)了。對于在符號周期no內(nèi)每一個比特的假設(shè)，檢出的比特是使下列度量為最大的那些比特 該結(jié)構(gòu)與圖11所示的相同，只有現(xiàn)在是用度量處理器取代Viterbi處理器1104，并且現(xiàn)在只有一個相關(guān)器1101和一個選通函數(shù)1102。
上述示范性實施例打算說明本發(fā)明的各個方面，而不是特定的方面。這樣，本發(fā)明在細節(jié)實施上能夠有很多變化，熟悉這種技術(shù)的人可從這里所包括的描述中得出這些變化。根據(jù)下列權(quán)利要求的規(guī)定，認為所有這些變化和變型都在本發(fā)明的范圍和精神內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種用來從接收的信號中至少解調(diào)一個CDMA信號的接收機，其特征在于包括用來從所述接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本的裝置用來把所述數(shù)據(jù)樣本集合成復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)樣本塊的裝置；用來使所述數(shù)據(jù)樣本塊與至少一個已知符號差序列的移位部分相關(guān)的裝置用來選定預(yù)定個數(shù)的所述部分相關(guān)值的裝置；用來估算多路徑信道分支系數(shù)的裝置；用來形成所述被選定部分相關(guān)值與所述多路徑信道分支系數(shù)之積的實部的裝置；以及用來把所述乘積的實部組合起來以便確定至少一個發(fā)射信息符號序列的裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的接收機，其特征在于，其中所述用來估算的裝置還包括用來跟蹤所述多路徑信道分支系數(shù)時間變化的裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的接收機，其特征在于，所述用來組合的裝置利用Viterbi算法以便至少確定所述一個發(fā)射信息符號序列。
4.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的接收機，其特征在于，所述接收信號包括多個CDMA信號，它們被聯(lián)合解調(diào)以便確定多個發(fā)射信息符號序列。
5.一種用來從接收信號聯(lián)合解調(diào)至少一個CDMA信號的接收機，其特征在于包括用來從所述接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本的裝置;用來形成所述數(shù)據(jù)樣本與至少一個已知符號差序列的相關(guān)值的裝置;用來選定預(yù)定個數(shù)的所述相關(guān)值的裝置;用來估算多路徑信道分支系數(shù)的裝置;用來形成所述被選定相關(guān)值與所述多路徑信道分支系數(shù)之積的實部的裝置;以及用來把所述乘積在度量處理器中組合起來以便確定發(fā)射的信息符號序列的裝置。
6.根據(jù)權(quán)利要求5中所述的接收機，其特征在于，其中所述估算裝置還包括用來跟蹤所述多路徑信道分支系數(shù)時間變化的裝置。
7.一種用來從接收信號解調(diào)至少一個CDMA信號的方法，其特征在于包括下列步驟從所述接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本;把所述數(shù)據(jù)樣本集合成復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)樣本塊;使所述數(shù)據(jù)樣本塊與至少一個已知符號差序列的移位部分相關(guān);選定預(yù)定個數(shù)的所述部分相關(guān)值;估算多路徑信道分支系數(shù);形成所述被選定部分相關(guān)值與所述多路徑信道分支系數(shù)之積的實部;把所述乘積的實部組合起來以便至少確定一個發(fā)射信息符號序列。
8.根據(jù)權(quán)利要求7中所述的方法，其特征在于，其中所述估算步驟還包括跟蹤所述多路徑信道分支系數(shù)時間變化的步驟。
9.根據(jù)權(quán)利要求7中所述的方法，其特征在于，其中所述組合步驟還包括利用Viterbi算法以便確定至少所述一個發(fā)射信息符號序列的步驟。
10.一種用來從接收信號解調(diào)至少一個CDMA信號的接收機，其特征在于包括用來從所述接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本的裝置;用來使所述數(shù)據(jù)樣本與至少一個已知符號差序列相關(guān)以對每一個符號差序列產(chǎn)生多個相關(guān)值的裝置;用來對至少所述每一個CDMA信號的每一條信號射線選定所述的多個所述相關(guān)值之一的裝置;用來估算多路徑信道分支系數(shù)的裝置，以及用來利用所述被選定相關(guān)值和所述信道分支系數(shù)對所述的至少一個CDMA信號進行去相關(guān)，以便解出至少一個發(fā)射信息符號序列的裝置。
11.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的接收機，其特征在于，其中所述用來去相關(guān)的裝置只利用相應(yīng)于所述的至少一個CDMA信號中一個符號周期的相關(guān)值。
12.一種用來至少解調(diào)一個CDMA的方法，其特征在于包括下列步驟從所述的至少一個CDMA信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本;使所述數(shù)據(jù)樣本與至少一個已知符號差序列相關(guān)，以便對每一個符號差序列產(chǎn)生多個相關(guān)值;對所述的至少一個CDMA信號中每一個的每一條信號射線，選定所述多個所述相關(guān)值之一;估算多路徑信道分支系數(shù);以及利用所述被選定相關(guān)值和所述信道分支系數(shù)，對所述至少一個CDMA信號進行去相關(guān)，以便解出至少一個發(fā)射信息符號序列。
13.根據(jù)權(quán)利要求12中所述的方法，其特征在于，其中所述用來去相關(guān)的步驟只利用相應(yīng)于所述的至少一個CDMA信號中一個符號周期的相關(guān)值。
14.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的接收機，其特征在于，其中所述接收信號包括多個CDMA信號，它們被聯(lián)合解調(diào)以便確定多個發(fā)射信息符號序列。
15.根據(jù)權(quán)利要求12中所述的方法，其特征在于，其中所述接收信號包括多個CDMA信號以及所述去相關(guān)步驟解出多個發(fā)射信息符號序列。
16.根據(jù)權(quán)利要求10中所述的接收機，其特征在于，其中所述用來去相關(guān)的裝置還包括用于噪聲加白的裝置。
17.一種用來解調(diào)在多路徑環(huán)境中的至少一個CDMA信號的接收機，其特征在于包括用來從所述接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本的裝置;用來使所述數(shù)據(jù)樣本與至少一個已知符號差序列相關(guān)，以便對每一個符號差序列產(chǎn)生多個相關(guān)值的裝置;用來對至少所述每一個CDMA信號的每一條信號射線選定所述多個所述相關(guān)值之一的裝置;用來估算多路徑信道分支系數(shù)的裝置;以及用來基于所述被選定相關(guān)值和所述信道分支系數(shù)判定至少一個發(fā)射信息符號序列的裝置。
18.根據(jù)權(quán)利要求17中所述的接收機，其特征在于，其中所述用來判定所述發(fā)射信息符號序列的裝置包括Viterbi處理器。
19.根據(jù)權(quán)利要求17中所述的接收機，其特征在于，其中所述用來判定信息符號序列的裝置只利用相應(yīng)于至少一個CDMA信號中單個符號周期的相關(guān)值。
20.根據(jù)權(quán)利要求17中所述的接收機，其特征在于，其中所述用來估算的裝置還包括用來跟蹤所述多路徑信道分支系數(shù)中時間變化的裝置。
21.一種用來解調(diào)至少一個CDMA信號的方法，其特征在于包括下列步驟從接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本;使所述數(shù)據(jù)樣本與至少一個已知符號差序列相關(guān)，以便對每一個符號差序列產(chǎn)生多個相關(guān)值;對所述至少一個CDMA信號的每一個中的每一條信號射線，選定所述多個所述相關(guān)值之一;估算多路徑信道分支系數(shù);以及基于所述被選定相關(guān)值和所述信道分支系數(shù)，判定至少一個發(fā)射信息符號序列。
22.根據(jù)權(quán)利要求21中所述的方法，其特征在于，其中所述判定所述發(fā)射信息符號序列的步驟還包括利用Viterbi處理器的步驟。
23.根據(jù)權(quán)利要求21中所述的方法，其特征在于，其中所述判定信息比特序列的步驟還包括只利用相應(yīng)于所述的至少一個CDMA信號中單個符號周期的相關(guān)值的步驟。
24.根據(jù)權(quán)利要求21中所述的方法，其特征在于，其中所述估算的步驟還包括跟蹤所述多路徑信道分支系數(shù)中時間變化的步驟。
25.一種用來從接收信號解調(diào)至少一個CDMA信號的接收機，其特征在于包括用來從所述接收信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本的裝置;用來把所述數(shù)據(jù)樣本集合成復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)樣本塊的裝置;用來估算多路徑信道分支系數(shù)的裝置;用來利用所述信道分支系數(shù)形成多個預(yù)計接收的數(shù)據(jù)樣本塊的裝置;用來把所述接收數(shù)據(jù)樣本塊與所述預(yù)計接收值塊之差的幅度平方相加以便形成多個塊度量的裝置;以及用來把所述塊度量組合起來以便確定至少一個發(fā)射信息數(shù)據(jù)序列的裝置。
全文摘要
提出了聯(lián)合解調(diào)CDMA信號的方法和系統(tǒng)。所公開的方法和系統(tǒng)除了具備其它優(yōu)點以外，還考慮到在多路徑時間擴散環(huán)境中這種信號的精確解調(diào)。根據(jù)本發(fā)明，可以實現(xiàn)考慮或不考慮符號間干擾的、單個或多個信號的解調(diào)。
文檔編號H04B7/216GK1111864SQ9411890
公開日1995年11月15日 申請日期1994年11月21日 優(yōu)先權(quán)日1993年11月22日
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