專利名稱：采用差分四級(jí)移頻鍵控的數(shù)字通信設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及諸如數(shù)字無(wú)線電收發(fā)機(jī)等數(shù)字通信設(shè)備。具體地，本發(fā)明涉及擴(kuò)展頻譜數(shù)字無(wú)線電收發(fā)機(jī)及采用差分編碼的四態(tài)調(diào)制的數(shù)字無(wú)線電收發(fā)機(jī)。
近年來(lái)，已廣泛使用無(wú)線局域網(wǎng)(“LAN”)。在無(wú)線LAN中，采用數(shù)字無(wú)線電收發(fā)機(jī)將移動(dòng)的或靜止的各種計(jì)算機(jī)鏈接在一起。1985年，F(xiàn)CC(聯(lián)邦通信委員會(huì))制訂了在采用擴(kuò)展頻譜技術(shù)時(shí)允許某些頻帶的沒(méi)有許可證的使用的條例。在擴(kuò)展頻譜傳輸中，無(wú)線電傳輸中發(fā)射的能量是散布在寬闊的頻譜上的，并因此不大可能導(dǎo)致與其它無(wú)線電通信的明顯干擾。FCC擴(kuò)展頻譜條例允許來(lái)經(jīng)特別許可便采用較大的傳輸功率，這便增加了沒(méi)有許可證系統(tǒng)可得到的通信范圍。
存在著兩種原理性擴(kuò)展頻譜傳輸技術(shù)，直接排序與跳頻。在直接排序中，擴(kuò)展是通過(guò)在數(shù)據(jù)上乘以修整率為數(shù)據(jù)率的許多倍的一個(gè)二進(jìn)制偽隨機(jī)序列而達(dá)到的。在跳頻中，載頻在給定的頻率上保持一段時(shí)間，然后跳到擴(kuò)展帶寬中某處的一個(gè)新的頻率上。
直接排序允許相干解調(diào)，在相干解調(diào)中，接收機(jī)利用載波的相位基準(zhǔn)的知識(shí)來(lái)檢波信號(hào)。然而，對(duì)于跳頻，相位相干性是難于保持的；因此通常是非相干解調(diào)的。非相干解調(diào)是指不知道相位所執(zhí)行的解調(diào)，即無(wú)相位估計(jì)的處理，而言。非相干解調(diào)得到比相干解調(diào)復(fù)雜性小的優(yōu)點(diǎn)，但其代價(jià)為出錯(cuò)的概率增加。
跳頻與直接排序相比提供其它優(yōu)點(diǎn)。跳頻能達(dá)到較高的速率而無(wú)須等效的直接序列系統(tǒng)所需的那種極高速邏輯。用來(lái)通過(guò)多頻傳輸數(shù)據(jù)與多徑衰落進(jìn)行戰(zhàn)斗并從而提高數(shù)據(jù)不受破壞地通過(guò)信道的可能性的頻率分集技術(shù)能夠無(wú)額外代價(jià)地達(dá)到。
隨著數(shù)據(jù)文件變得越來(lái)越大，高數(shù)據(jù)率的支持在數(shù)字通信中變成越來(lái)越重要的因素。然而，高數(shù)據(jù)率需要較大的帶寬。FCC除了規(guī)定傳輸功率之外，還公布了頻譜占有率條件。在跳頻無(wú)線電收發(fā)機(jī)的情況中，90％以上的傳輸能量必須出現(xiàn)在其中心頻率fc所定義的±500KHz的一兆赫茲帶寬內(nèi)。這一頻譜占有率要求定義了所謂“傳輸屏蔽”。
在較低的數(shù)據(jù)率上，在符合給定的傳輸屏蔽范圍內(nèi)時(shí)，可采用相對(duì)簡(jiǎn)單的調(diào)制方案。這種調(diào)制方案之一便是二進(jìn)制移頻鍵控(BFSK)。在直接序列擴(kuò)展頻譜無(wú)線電收發(fā)機(jī)中已使用BFSK達(dá)到每秒數(shù)十萬(wàn)位(Kbps)的數(shù)據(jù)率。對(duì)于每秒兆位范圍內(nèi)的數(shù)據(jù)率，采用BFSK會(huì)導(dǎo)致不在允許帶寬范圍內(nèi)的信號(hào)或?qū)е虏贿m用于對(duì)成本敏感的應(yīng)用的過(guò)于昂貴的設(shè)計(jì)。因此需要更復(fù)雜的調(diào)制方案。
這種調(diào)制方案的一個(gè)實(shí)例便是差分四相移相鍵控(“DQPSK”)。在DQPSK中，通過(guò)以90°的增量改變載波信號(hào)的相位，定義四種信息狀態(tài)。因此，DQPSK為一種四態(tài)調(diào)制方案，與雙態(tài)調(diào)制相比，通過(guò)同一信道能夠達(dá)到兩倍的數(shù)據(jù)率。在DQPSK中，前一信號(hào)間隔的載波相位用作解調(diào)的相位基準(zhǔn)。因此，信息是由兩個(gè)連續(xù)的波形之間的相位差攜帶的。與將所接收的信號(hào)與載波基準(zhǔn)相比的非差分QPSK比較，在DQPSK中，實(shí)際上將兩個(gè)噪聲信號(hào)互相比較。因而，DQPSK表現(xiàn)較大的噪聲但能夠降低系統(tǒng)復(fù)雜性。DQPSK能用所謂“差分相干”解調(diào)法解調(diào)，它不需要傳統(tǒng)的相干解調(diào)技術(shù)，但仍需要較復(fù)雜的(IQ)解調(diào)。此外，DQPSK為一種相位調(diào)制，并從而易受諸如室內(nèi)環(huán)境等多經(jīng)傳播環(huán)境中經(jīng)常遇到的倒相損害。
移頻鍵控(FSK)調(diào)制方案實(shí)現(xiàn)起來(lái)通常比移相鍵控(PSK)調(diào)制方案經(jīng)濟(jì)。雖然DQPSK在較低的信噪條件下執(zhí)行得較好，但由于需要知道載波相位而不適用于跳頻，在跳頻系統(tǒng)中，載波總是改變頻率，由于小的頻率誤差轉(zhuǎn)化成大的相位誤差，而會(huì)在DQPSK系統(tǒng)中產(chǎn)生問(wèn)題。此外，在多徑室內(nèi)環(huán)境中操作中當(dāng)收發(fā)機(jī)移動(dòng)過(guò)零時(shí)會(huì)產(chǎn)生載波顛倒。移相鍵控系統(tǒng)難于處理這一情況。
那末所需要的便是一種既能達(dá)到與DQPSK或QPSK頻譜等效的，又不依賴于載波相位知識(shí)的數(shù)字通信系統(tǒng)。傳統(tǒng)上已將移頻鍵控用于跳頻系統(tǒng)，但并未達(dá)到期望的頻譜效率。本發(fā)明瞄準(zhǔn)這一問(wèn)題。
本發(fā)明包括發(fā)送數(shù)字位流的一臺(tái)通信發(fā)送機(jī)及接收數(shù)字位流的一臺(tái)通信接收機(jī)。通信發(fā)送機(jī)與通信接收機(jī)組合在一起構(gòu)成一臺(tái)通信收發(fā)機(jī)。本發(fā)明稱作差分編碼的四電平移頻鍵控(D4FSK)收發(fā)機(jī)，并在其較佳實(shí)施例中提供低成本、小型化、低功耗與高頻譜效率的數(shù)字通信設(shè)備。
按照本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，一臺(tái)用于發(fā)送與接收表示為二進(jìn)制數(shù)字位流的數(shù)字信息的通信收發(fā)機(jī)包括將待發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)字位流轉(zhuǎn)換成多位符號(hào)流的電路；差分編碼多位符號(hào)流以生成差分編碼的符號(hào)流的電路；按照差分編碼的符號(hào)調(diào)頻載波信號(hào)，以便用數(shù)目上與多位符號(hào)中所表示的位數(shù)相關(guān)的多個(gè)頻率之一來(lái)表示各差分編碼符號(hào)的電路；頻率解調(diào)這一調(diào)制的載波而在解調(diào)器的輸出端上生成一個(gè)多電平模擬信號(hào)的電路，其中各電平對(duì)應(yīng)于發(fā)送的頻率之一(它又依次對(duì)應(yīng)于發(fā)送的符號(hào)之一)；將解調(diào)的模擬多電平信號(hào)轉(zhuǎn)換成供進(jìn)一步處理的數(shù)字表示的電路用從所發(fā)送的符號(hào)的這一數(shù)字表示導(dǎo)出的自適應(yīng)確定的判斷閾值處理發(fā)送的符號(hào)的這一數(shù)字表示及用于確定所收到的是哪一符號(hào)的電路；差分解碼所接收的符號(hào)的電路；將差分解碼的符號(hào)映射到對(duì)應(yīng)于發(fā)送的位組的位組中的電路；以及將位組組合成與發(fā)送的原始位流相對(duì)應(yīng)的一個(gè)接收的位流的電路。此外，在一個(gè)較佳實(shí)施例中，該通信收發(fā)機(jī)具有按照預(yù)定義的跳頻序列改變載頻的裝置。
從下面結(jié)合附圖的描述中，可以進(jìn)一步理解本發(fā)明。
附圖中

圖1a為按照本發(fā)明的跳頻D4FSK無(wú)線電發(fā)送機(jī)的總體方框圖；圖1b為按照本發(fā)明的跳頻D4FSK無(wú)線電接收機(jī)的總體方框圖；圖2a為圖1a的差分編碼器的更詳細(xì)的方框圖；圖2b為圖1b的差分解碼器部分的更詳細(xì)的方框圖；圖3a為圖1b的自適應(yīng)數(shù)字差分脈沖限幅器的更詳細(xì)的方框圖；圖3b為圖3a的平均器的更詳細(xì)的方框圖；圖4a為圖1b的自適應(yīng)差分脈沖限幅器的定時(shí)信號(hào)發(fā)生部分的方框圖；圖4b為圖1b的鎖相NCO(數(shù)控振蕩器)及鎖定檢測(cè)部件的更詳細(xì)的方框圖；圖5a、5b與5c為展示圖4的鎖定檢測(cè)電路的進(jìn)一步細(xì)節(jié)的方框圖；圖6更詳細(xì)地示出圖1a與1b的跳頻合成器；以及圖7為基帶電壓“眼”圖的示意圖。
在一個(gè)無(wú)線局域網(wǎng)(LAN)中，各網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)上通常裝設(shè)有包含一臺(tái)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)發(fā)送機(jī)及一臺(tái)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)接收機(jī)的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)收發(fā)機(jī)。將數(shù)據(jù)輸入到一個(gè)節(jié)點(diǎn)的發(fā)送機(jī)，在其中調(diào)制一個(gè)射頻載波，及傳播到另一節(jié)點(diǎn)中的接收機(jī)。接收機(jī)恢復(fù)該信號(hào)并作為一個(gè)數(shù)字二進(jìn)制數(shù)據(jù)流輸出之。
本數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)收發(fā)機(jī)采用跳頻的擴(kuò)展頻譜技術(shù)。它還來(lái)用差分四級(jí)(4電平)移頻鍵控(D4FSK)。在D4FSK發(fā)送機(jī)中，將串聯(lián)的二進(jìn)制位流排列成接連的位對(duì)流。例如，將位流100111100100…配對(duì)成流10，01，11，10，01，00…。接著，將位對(duì)流映射到符號(hào)流中，各符號(hào)具有對(duì)應(yīng)于整數(shù)0、1、2與3的四種可能值之一。在上述實(shí)例中，位對(duì)流映射到符號(hào)流1，2，0，1，2，3中。其它映射布置也是可能的且工作得一樣好。通過(guò)將下一位對(duì)生成的下一符號(hào)與前面的差分編碼符號(hào)執(zhí)行加(MOD4)運(yùn)算而差分編碼得出的符號(hào)流。結(jié)果便是要發(fā)送的下一個(gè)差分編碼符號(hào)。因此，包含在位對(duì)中的信息是攜帶在兩個(gè)接連的差分編碼符號(hào)之間的差中的，而不是一個(gè)符號(hào)的絕對(duì)值。假定前面的差分編碼符號(hào)為2，則上述實(shí)例得出以下的差分編碼符號(hào)流3，1，1，2，0，3…。(2+1＝3，3+2＝1，1+0＝1，1+1＝2，2+2＝0，0+3＝3…所有加法都是(MOD4)的)。然后將差分編碼符號(hào)轉(zhuǎn)換成與符號(hào)的數(shù)值成正比的電壓，并以若干種通用方法中任何一種調(diào)頻到載波上。
D4FSK接收機(jī)尋找兩個(gè)接連的調(diào)頻差分編碼符號(hào)之間的差，來(lái)確定發(fā)送了哪一位對(duì)以重構(gòu)原始位流。
應(yīng)當(dāng)指出DFSK方案能用于包含多于或少于每一個(gè)符號(hào)兩位的其它位布置，并對(duì)于每一個(gè)符號(hào)一位以上的布置特別有利，然后將符號(hào)調(diào)頻并將系統(tǒng)跳頻。符號(hào)的數(shù)目越大，用來(lái)表示符號(hào)的頻率之間的間隔越小。而系統(tǒng)對(duì)由諸如頻率噪聲、頻率漂移、頻率失真等頻率波動(dòng)引起的誤差更為敏感。在跳頻系統(tǒng)的情況中，這尤其重要，因?yàn)榧釉谳d波上的頻率快變通常導(dǎo)致上述各種頻率誤差。上述差分編碼技術(shù)通過(guò)令接收機(jī)消除在兩個(gè)接連的符號(hào)之間并不變化的任何信號(hào)分量，而極大地幫助調(diào)頻信號(hào)的檢波。因此，通過(guò)允許出現(xiàn)某些誤差同時(shí)達(dá)到精確的信號(hào)解調(diào)與檢波，便能用較簡(jiǎn)單的電路及較低的成本實(shí)現(xiàn)跳躍載波的發(fā)生。
參見圖1a，其中示出了跳頻D4FSK無(wú)線電發(fā)送機(jī)的總體方框圖，一個(gè)時(shí)鐘發(fā)生器11通過(guò)分頻晶體基準(zhǔn)頻率而產(chǎn)生時(shí)鐘及位數(shù)據(jù)率。時(shí)鐘發(fā)生器還在位率一半的符號(hào)率上生成一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)。該符號(hào)時(shí)鐘信號(hào)為所有處理符號(hào)的電路計(jì)時(shí)，即串行到符號(hào)轉(zhuǎn)換器、差分編碼器及符號(hào)到4FSK轉(zhuǎn)換器。同時(shí)將位率時(shí)鐘信號(hào)TX_CLOCK提供給串行到符號(hào)轉(zhuǎn)換器，以及給擾頻器及主設(shè)備。
主設(shè)備產(chǎn)生輸入到擾頻器13的傳輸數(shù)據(jù)TX_DATA。擾頻器高效地隨機(jī)化傳輸數(shù)據(jù)，因此維護(hù)所有類型的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換。如下面對(duì)圖16的跳頻D4FSK接收機(jī)所討論的，自適應(yīng)數(shù)字脈沖限幅器需要三級(jí)轉(zhuǎn)換來(lái)求最大信號(hào)值的平均值，而鎖相NCO需要二與三級(jí)轉(zhuǎn)換來(lái)恢復(fù)時(shí)鐘。擾頻器還改進(jìn)在給定的跳躍信道上的擴(kuò)展，并減少跳頻合成器中的載波漂移。在數(shù)據(jù)接收機(jī)中，采用逆算法去掉最終位流的擾頻。
將隨機(jī)化傳輸數(shù)據(jù)輸入到串行到符號(hào)轉(zhuǎn)換器15。串行到符號(hào)轉(zhuǎn)換器簡(jiǎn)單地取出一對(duì)串行輸入位并構(gòu)成一個(gè)并行的兩位符號(hào)。然后將得出的兩位符號(hào)輸入差分編碼器17。在差分編碼器中，用MOD4運(yùn)算求出新符號(hào)與輸出的上一個(gè)符號(hào)之和以形成下一個(gè)符號(hào)。在接收機(jī)上，用減法器來(lái)解碼差分編碼符號(hào)。為了示例假定要按次序發(fā)送符號(hào)00、01、10、11。采用MOD4運(yùn)算將第一個(gè)符號(hào)00與蘊(yùn)含的上一個(gè)符號(hào)00求和而生成00作為要輸出的符號(hào)。求下一個(gè)符號(hào)01與上一個(gè)符號(hào)00之和得出01作為要輸出的符號(hào)。求下一個(gè)符號(hào)10與上一個(gè)符號(hào)01之和得出要輸出的11。最后求下一個(gè)符號(hào)11與上一個(gè)符號(hào)11之和得出要輸出的符號(hào)10。
然后在符號(hào)到4FSK轉(zhuǎn)換器19中將差分編碼符號(hào)轉(zhuǎn)換成具有四個(gè)電壓電平的階梯型電壓信號(hào)。這便是，符號(hào)到4FSK轉(zhuǎn)換器將待發(fā)送的符號(hào)(位對(duì))轉(zhuǎn)換成能用于調(diào)制跳頻合成器21的電壓。最高電壓電平用來(lái)表示符號(hào)11，次最高電壓電平用來(lái)表示符號(hào)10，下一個(gè)電壓電平用來(lái)表示符號(hào)01而最低電壓電平用來(lái)表示符號(hào)00。得出的階梯形電壓波形通過(guò)頻譜整形器20生成一個(gè)用于跳頻合成器21的調(diào)制信號(hào)，頻譜整形器保證得出的RF(射頻)輸出信號(hào)符合所要求的傳輸窗口，如上面所討論的。
雖然擾頻器13協(xié)助擴(kuò)展一個(gè)給定信道內(nèi)的頻譜，但主擴(kuò)展來(lái)自以特定的模式在信道之間跳動(dòng)的跳頻合成器21。利用正交跳躍序列可建立不同的網(wǎng)絡(luò)。利用作用在跳頻合成器上的一個(gè)控制信號(hào)來(lái)指定一個(gè)特定的跳躍信道。隨著控制信號(hào)的改變，跳頻合成器在信道之間跳動(dòng)。
參見圖1b，在無(wú)線電接收機(jī)中，采用與無(wú)線電發(fā)送機(jī)相同的特定模式在信道之間跳動(dòng)的相同的跳頻合成器23去掉諸如圖1a的無(wú)線電發(fā)送機(jī)等無(wú)線電發(fā)送機(jī)傳播的擴(kuò)展頻譜射頻信號(hào)的擴(kuò)展。跳頻合成器控制一個(gè)調(diào)諧成只接收當(dāng)前跳躍信道的頻帶內(nèi)的無(wú)線電信號(hào)的調(diào)諧器25。隨著發(fā)送機(jī)與接收機(jī)同步地在信道之間跳動(dòng)，實(shí)際上使一系列不同的信道呈現(xiàn)為好象一個(gè)單一的不中斷的信道。
操作中，調(diào)諧器輸入射頻信號(hào)并將其與跳頻合成器輸出混合以去掉信號(hào)的擴(kuò)展。因此，去掉擴(kuò)展在中頻(IF)濾波與調(diào)制之前進(jìn)行，其結(jié)果為跳頻法呈現(xiàn)比等效的直接序列法更好的內(nèi)在靈敏度。在一個(gè)示范性實(shí)施例中，發(fā)送機(jī)輸出的射頻信號(hào)在2400MHz左右，而調(diào)諧器輸出的中頻信號(hào)則在44MHz左右。
將IF信號(hào)輸入到一個(gè)FM解調(diào)器27，它將頻率狀態(tài)變化轉(zhuǎn)換成稱作“眼”圖的基帶電壓，如圖7所示。因此，F(xiàn)M解調(diào)器再生符號(hào)到4FSK轉(zhuǎn)換器在發(fā)送機(jī)中產(chǎn)生的階梯形模擬電壓波形。然而，眼圖的峰-峰電壓隨發(fā)送機(jī)的調(diào)制指數(shù)及部件容差改變。此外，眼圖的DC電平根據(jù)接收機(jī)與發(fā)送機(jī)兩者中的晶體振蕩器的頻率漂移以及部件變化而改變。
為了在得到一個(gè)眼圖之后快速恢復(fù)數(shù)據(jù)，所有數(shù)據(jù)處理是利用數(shù)字電路的非線性本質(zhì)的優(yōu)點(diǎn)數(shù)字地進(jìn)行的。因此用一個(gè)A-D轉(zhuǎn)換器29來(lái)10倍附加抽樣進(jìn)入的眼圖。附加抽樣操作產(chǎn)生一個(gè)數(shù)字化FM視頻信號(hào)，即其中不同的信號(hào)電平對(duì)應(yīng)于四種D4FSK頻率中不同的一種。
在已知的BFSK系統(tǒng)中，通常用一個(gè)模擬比較器來(lái)判定送來(lái)的數(shù)據(jù)是一還是零，將一個(gè)基準(zhǔn)電壓連接在模擬比較器的一個(gè)輸入端上而將FM視頻信號(hào)連接在模擬比較器的另一輸入端上。這一方法在帶有大的FM偏移的BFSK系統(tǒng)中產(chǎn)生滿意的性能。
在當(dāng)前的D4FSK系統(tǒng)中，比較器(脈沖限幅器)觀察FM視頻信號(hào)來(lái)判定送來(lái)的數(shù)據(jù)是否是00、01、10、11。若干因素使模擬的BFSK型方法不適用于當(dāng)前的高性能D4FSK系統(tǒng)中?；謴?fù)4FSK的問(wèn)題明顯地比BFSK更難，因?yàn)榻邮諜C(jī)事先并不知道應(yīng)將閾值設(shè)在何處。閾電壓是根據(jù)峰偏移并用于載波中心頻率的，因此必須是適應(yīng)性強(qiáng)的。為了用模擬電路計(jì)算閾值，必須找出FM視頻信號(hào)的最大與最小峰值，然后強(qiáng)濾波以產(chǎn)生穩(wěn)定的比較電壓。這種濾波可能需要若干毫秒來(lái)穩(wěn)定。反之，快速系統(tǒng)要求在數(shù)十微秒中穩(wěn)定閾值。
再者，在小偏移系統(tǒng)中，F(xiàn)M視頻信號(hào)呈現(xiàn)低劣的信噪比，使得閾電壓必須非常精確地設(shè)定。用具有相對(duì)地低的精度容差的電阻器與電壓源及具有偏移電壓與電流的比較器不能達(dá)到這種精度。此外，模擬系統(tǒng)對(duì)于諸如發(fā)送機(jī)合成器中的載波漂移等低頻變化是極度敏感的。因此要求合成器在發(fā)送時(shí)具有非常窄的環(huán)路帶寬，這增加了復(fù)雜性。再者，當(dāng)輸入信號(hào)從有噪聲的輸入改變到接收信號(hào)輸入時(shí)，信號(hào)的DC電平通常與噪聲的DC電平不同。這一差別在FM視頻信號(hào)上產(chǎn)生大的DC瞬變，而使低廉的模擬比較器產(chǎn)生錯(cuò)誤的操作。因此，采用模擬方法接受D4FSK不是不可能也是不現(xiàn)實(shí)的。
反之，當(dāng)前的D4FSK接收機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字脈沖限幅器31作為其輸入接收一個(gè)數(shù)字化附加抽樣的眼圖(FM視頻信號(hào))并輸出高、中與低位，對(duì)應(yīng)于它們，高、中與低閾值被附加抽樣的FM視頻信號(hào)的值所超過(guò)，如下面表1中所示。在較佳實(shí)例中，在每一符號(hào)周期中，“眼”圖被附加抽樣十次，但其它附加抽樣率也是可能的。
表1
自適應(yīng)數(shù)字脈沖限幅器部件還執(zhí)行差分解碼及內(nèi)在地執(zhí)行類擬于模擬FSK系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率控制的功能。數(shù)字化的眼圖案首先被差分解碼器處理。差分解碼器用一個(gè)減法器來(lái)解碼差分編碼符號(hào)。由于一個(gè)特定的符號(hào)是作為該符號(hào)與前面發(fā)送的符號(hào)之和差分編碼的，同一符號(hào)是通過(guò)從表示該符號(hào)的電壓值中減去表示前一個(gè)接收的符號(hào)的電壓值而差分解碼的。將得出的電壓值與從數(shù)字化FM視頻信號(hào)的平均最大值中計(jì)算出的高、中與低閾值進(jìn)行比較。根據(jù)比較結(jié)果，按照表1設(shè)定HML位并將其輸入到4FSK到符號(hào)轉(zhuǎn)換器33中，在其中將位轉(zhuǎn)換成對(duì)應(yīng)的符號(hào)，也如表1中所示。如果來(lái)自脈沖限幅器部件31的差分解碼器部分的一個(gè)符號(hào)位表示負(fù)值，則在一個(gè)求補(bǔ)器35中求補(bǔ)4FSK到符號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出以考慮進(jìn)去差分編碼的求模性質(zhì)。求補(bǔ)器的輸出為與輸入到無(wú)線電發(fā)送機(jī)的差分編碼器中的符號(hào)序列相同的符號(hào)序列。
4FSK到符號(hào)轉(zhuǎn)換器及求補(bǔ)器是由鎖相NCO37響應(yīng)從FM解調(diào)器與指定的“眼”的模擬眼輸出信號(hào)所導(dǎo)出的一個(gè)定時(shí)信號(hào)所生成的一個(gè)符號(hào)時(shí)鐘信號(hào)SYM_CLK計(jì)時(shí)的。將符號(hào)時(shí)鐘乘以2生成輸入到符號(hào)到串行轉(zhuǎn)換器39及去擾頻器41的接收時(shí)鐘RX_CLK。鎖相NCO還與相位檢波部件43合作產(chǎn)生載波檢波信號(hào)CD。將載波檢波信號(hào)輸入到脈沖限幅器部件，以便使脈沖限幅器只在出現(xiàn)信號(hào)后操作。否則，脈沖限幅器將找到出現(xiàn)在RF輸入端上的噪聲峰-峰電壓而無(wú)限期地鎖定脈沖限幅器，如下面將了解的。下面極詳細(xì)地討論時(shí)鐘恢復(fù)與載波檢波。
符號(hào)到串行轉(zhuǎn)換器39將求補(bǔ)器輸出的2位符號(hào)轉(zhuǎn)換成運(yùn)行在兩倍符號(hào)率上的一個(gè)串行數(shù)據(jù)流。最后，去擾頻器41去掉擾頻數(shù)據(jù)的擾頻而給出與TX_DATA流相同的RX_DATA流。
所描述的D4PSK調(diào)制的目的為在出現(xiàn)疊加在調(diào)制上的低頻噪聲時(shí)能夠恢復(fù)數(shù)據(jù)。低頻噪聲是在各種地方進(jìn)入通信系統(tǒng)的。低頻噪聲的一個(gè)源便是由在存在來(lái)自要發(fā)送的數(shù)據(jù)的隨機(jī)FM調(diào)制時(shí)的非零環(huán)路帶寬所引起的發(fā)送機(jī)合成器中的載波漂移。另一個(gè)低頻噪聲源為AC耦合電容器，它在系統(tǒng)從無(wú)信號(hào)(噪聲)狀態(tài)進(jìn)入信號(hào)輸入狀態(tài)時(shí)能導(dǎo)致大的DC擺動(dòng)。在強(qiáng)干擾信號(hào)的情況中，眼圖是在FM解調(diào)器輸出端上的示波器所不能檢測(cè)的。然而一旦數(shù)字化及計(jì)算出視頻信號(hào)的差別，差分眼圖是基本上“清潔”的。
差分法的優(yōu)點(diǎn)在于由干擾調(diào)制引起的信號(hào)電平差在小的時(shí)間間隔中保持不變這一事實(shí)。因此，如果干擾調(diào)制的速率大大小于符號(hào)率，它不會(huì)影響接收機(jī)的圖案。例如，如果當(dāng)前符號(hào)為11而前一符號(hào)為00，則差分解碼器的輸出將為FM視頻眼圖的峰-峰電壓。無(wú)論眼圖的絕對(duì)DC電平如何，峰間值保持不變。
參見圖2a，可采用一個(gè)2位加法器45及接收該2位加法器的輸出的一個(gè)2位鎖存器47來(lái)實(shí)現(xiàn)圖1a的發(fā)送機(jī)差分編碼器7。將來(lái)自圖1a的串行到符號(hào)轉(zhuǎn)換器15的2位符號(hào)連同存儲(chǔ)在2位鎖存器中的2位加法器的前一輸出一起輸入到2位加法器中。用這一裝置，將當(dāng)前符號(hào)加在前一符號(hào)上并作為一個(gè)差分編碼符號(hào)輸出。
接收機(jī)抽樣時(shí)鐘10次附加抽樣進(jìn)入的眼圖。從而，在接收機(jī)差分解碼器中采用10個(gè)鎖存器51的一個(gè)鏈50從前一符號(hào)中減去當(dāng)前符號(hào)，如圖2b中所示。減法是由生成輸入到求補(bǔ)器的6位差值及一個(gè)符號(hào)位的一個(gè)6位減法器53執(zhí)行的，如圖1b中所示。
參見圖3a，6位減法器的差值輸出是輸入到圖1b的自適應(yīng)數(shù)字脈沖限幅器31的。更具體地，差分解碼器的輸出進(jìn)入峰值檢波器55。峰值檢波器的目的為在差值是一個(gè)峰-峰電壓值時(shí)輸出一個(gè)信號(hào)。需要這一峰-峰值來(lái)計(jì)算用于數(shù)據(jù)分片的閾值。在滿足下述兩個(gè)條件時(shí)峰值檢波器輸出一個(gè)脈沖(a)差通過(guò)最大值，即它從上升邊進(jìn)入下降邊；及(b)該最大值大于高閾值。這一條件保證最大值為峰-峰最大值。
當(dāng)峰值檢波器檢測(cè)到一個(gè)峰-峰最大值時(shí)，它便輸出一個(gè)信號(hào)AVG到平均器57。平均器輸入這時(shí)出現(xiàn)在差值總線DIFF上的差值并將其與一個(gè)前面計(jì)算的平均值結(jié)合以達(dá)到最大峰-峰值的進(jìn)行中的平均值。將指示為MAX_VAL的平均最大峰-峰值輸入到閾值計(jì)算機(jī)59。
脈沖限幅器的差分性質(zhì)允許用非常低的選通計(jì)數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)平均值。反之，非差分方法將需要一個(gè)最大平均峰值及一個(gè)最小平均峰值。閾值的計(jì)算也將更為復(fù)雜。采用差分脈沖限幅器，可以非常簡(jiǎn)單地計(jì)算閾值，如下表2中所示。
表2
在脈沖限幅器部件61中，將差值與從閾值計(jì)算機(jī)輸入的閾值進(jìn)行比較，以生成上面圖1中所示的H、M與L位。
參見圖3b，差分脈沖限幅器的平均器可用一個(gè)6位減法器63、一個(gè)7位鎖存器65、一個(gè)9位加法器67及一個(gè)9位鎖存器/多路復(fù)用器69實(shí)現(xiàn)。
在平均器的輸入端上，6位減法器63從存儲(chǔ)在9位鎖存器69中的最高6位中減去進(jìn)來(lái)的峰-峰值。如果差為零，不改變?nèi)魏螙|西。如果差非零，便將差首先除以8之后加在9位鎖存器67的內(nèi)容上。因此，需要具有誤差+1的8個(gè)峰值才能將最大值寄存器向上移動(dòng)1。得出一種濾波動(dòng)作，即使在嚴(yán)重噪聲條件下也能使最大值記錄平均峰-峰值。
快速查閱電路使接收機(jī)能在20μs中查閱一個(gè)接收的信號(hào)?？焖俨殚嗠娐飞梢粋€(gè)輸入到平均器的9位鎖存器/多路復(fù)用器69的FAST LOAD(快速加載)信號(hào)。如果進(jìn)來(lái)的峰-峰值與存儲(chǔ)的值差別非常大，脈沖限幅器便認(rèn)為MAX_REG是錯(cuò)誤的，而將新值直接放入MAX_REG中。
用在接收機(jī)中的通用時(shí)鐘恢復(fù)方法為在出現(xiàn)二與三級(jí)轉(zhuǎn)換時(shí)檢測(cè)與生成一個(gè)脈沖，將得出的脈沖串輸入到鎖相NCO37(圖1b)中。大致上每一個(gè)符號(hào)周期中出現(xiàn)脈沖。但是某些脈沖將丟失(由于噪聲及由于未檢測(cè)到一級(jí)轉(zhuǎn)換)，并且這些脈沖是容易出現(xiàn)明顯的脈沖抖動(dòng)的。鎖相NCO的功能為從脈沖串中抽取一個(gè)干凈的時(shí)鐘信號(hào)。
參見圖4a，指定為“眼”的脈沖串是由圖1b的脈沖限幅器31以類擬于峰值檢波信號(hào)AVG的方式并部分地使用同一電路生成的。延時(shí)10移位寄存器的第七鎖存器51a的輸出連同數(shù)字化FM視頻信號(hào)一起輸入到與圖3a中的6位減法器53分開但相同的6位減法器71中。將得出的差信號(hào)輸入到與圖3a中的峰值檢波器55相似的峰值檢波器73中，峰值檢波器73與55的不同點(diǎn)在于峰值檢波器73不只檢測(cè)三級(jí)轉(zhuǎn)換，而檢測(cè)二與三級(jí)轉(zhuǎn)換。峰值檢波器73輸出一個(gè)基本上規(guī)則的脈沖串“眼”。
圖4b極詳細(xì)地示出圖1b的鎖相NCO及相位檢波部件。將脈沖串眼輸入到乒乓相位檢波器75。乒乓相位檢波器包含兩個(gè)流水線相位檢波器。脈沖串啟動(dòng)一個(gè)計(jì)數(shù)器(未示出)，該計(jì)數(shù)器計(jì)算在脈沖串中出現(xiàn)的一個(gè)脈沖與來(lái)自數(shù)控振蕩器77的一個(gè)反饋信號(hào)中出現(xiàn)的一個(gè)脈沖之間的時(shí)間差。數(shù)控振蕩器(NCO)設(shè)置成作為反饋信號(hào)生成具有標(biāo)稱頻率800KHz的一個(gè)脈沖串。如果在時(shí)間差計(jì)算完成以前出現(xiàn)一個(gè)新眼脈沖，則第二相位檢波器將在新到達(dá)的眼脈沖上操作。時(shí)間差誤差是用一個(gè)符號(hào)位與三個(gè)數(shù)值位E0、E1與E2表示的，將所有這些位輸入到環(huán)路帶寬模塊79及載波檢波電路81中。
環(huán)路帶寬模塊主要是發(fā)送一個(gè)調(diào)諧數(shù)到NCO的增益部件。如果誤差為零，則NCO調(diào)諧數(shù)為1。如果誤差大于零，則NCO相位超前而必須減慢。便將一個(gè)小于1的調(diào)諧數(shù)送至NCO持續(xù)一個(gè)主時(shí)鐘周期，引發(fā)NCO輸出中的一個(gè)小的相移而不改變輸出的頻率。類似地，如果符號(hào)位指示誤差小于零，則NCO相位滯后而必須加速。因此將一個(gè)大于1的調(diào)諧數(shù)送至NCO持續(xù)一個(gè)主時(shí)鐘周期。
將鎖相NCO配置成一個(gè)無(wú)存儲(chǔ)器環(huán)路，原因在于相位檢波器輸出所控制的是NCO相位而不是其頻率。這一特征防止可能的過(guò)沖或不穩(wěn)定振蕩條件。標(biāo)準(zhǔn)鎖相環(huán)路并不使用真正的相控振蕩器，而使用頻率控制振蕩器。因?yàn)樗噲D使用頻率來(lái)控制相位，這種環(huán)路具有“記住”其前面的狀態(tài)的內(nèi)在積分器。如果控制得不正確，包含存儲(chǔ)器的環(huán)路可能過(guò)沖甚至到達(dá)不穩(wěn)定狀態(tài)。
在每秒兆位范圍內(nèi)的高數(shù)據(jù)率上，網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)的中央處理器跟不上數(shù)據(jù)。因此采用一個(gè)專用通信處理器來(lái)處理RX_DATA。這時(shí)采用直接存儲(chǔ)器存取傳送將數(shù)據(jù)放置在中央處理器的存儲(chǔ)器中。因此這些數(shù)據(jù)必須是正確的。為此，接收機(jī)必須能生成一個(gè)可靠及無(wú)低頻干擾的載波檢波信號(hào)CD。在傳統(tǒng)的無(wú)線電系統(tǒng)中，通過(guò)將一個(gè)無(wú)線電信號(hào)強(qiáng)度指示器(RSSI)測(cè)定值與一個(gè)閾值進(jìn)行比較而生成載波檢波信號(hào)。然而RSSI測(cè)定信號(hào)強(qiáng)度而不管源是否干擾。在一個(gè)較佳實(shí)施例中，為了保證只接收有用的無(wú)干擾信號(hào)，本發(fā)明采用有些類似于位誤差估計(jì)器的一個(gè)電路作為載波檢波電路。
仍參見圖4b，將相位檢波器誤差信號(hào)的值位E0、E1與E2與眼信號(hào)一起使用來(lái)生成載波檢波信號(hào)。將誤差信號(hào)在相位誤差檢波部件83中加權(quán)。例如，±3的誤差對(duì)一個(gè)解鎖的(無(wú)載波)測(cè)定比±2的誤差提供較大的權(quán)，等。
在眼稀疏性檢波器85中檢驗(yàn)眼信號(hào)的稀疏性，由于對(duì)眼脈沖的出現(xiàn)而加在輸入信號(hào)上的嚴(yán)格規(guī)則，隨機(jī)噪聲在眼線上產(chǎn)生比真實(shí)信號(hào)少的脈沖。因此，眼稀疏性檢波對(duì)于協(xié)助測(cè)定解鎖條件是有用的。眼脈沖之間的時(shí)間越長(zhǎng)，對(duì)解鎖條件的測(cè)定的影響越大。稀疏的眼信號(hào)還可指示諸如接收信道上的干擾連續(xù)波信號(hào)。
在只有連續(xù)波干擾信號(hào)的情況中，眼信號(hào)將消失。通常這一條件將產(chǎn)生一個(gè)零誤差信號(hào)，由于如果在眼信號(hào)上不出現(xiàn)數(shù)據(jù)，相位檢波指示無(wú)誤差。然而，眼稀疏性檢波器將顯示不會(huì)錯(cuò)的解鎖條件，并將正確地報(bào)告系統(tǒng)是解鎖的。
當(dāng)相位誤差在界限以內(nèi)且未檢測(cè)到眼脈沖是稀疏的，“或非”門87便生成一個(gè)輸入到位濾波器89的二進(jìn)制低電平信號(hào)。
傳統(tǒng)無(wú)線電接收器中的原始載波檢波線是“低頻干擾的”。為此，位濾波器89是必要的。來(lái)日“或非”門87的輸入信號(hào)饋入計(jì)數(shù)器的增/減線，其MSB(最高位)構(gòu)成載波檢波輸出信號(hào)。在五級(jí)計(jì)數(shù)器的情況中，在高信噪比條件下，計(jì)數(shù)器從一種狀態(tài)改變到另一種要用16個(gè)符號(hào)次。從而在一個(gè)示范性實(shí)施例中，上升時(shí)間大約為20μs，給出簡(jiǎn)單的數(shù)字低通濾波器功能。將無(wú)線電協(xié)議的傳輸報(bào)頭設(shè)計(jì)成便于無(wú)錯(cuò)誤操作。載波檢波器的相位檢波器83、眼稀疏性檢波器85及位濾波器89分別極詳細(xì)地示出在圖5a、5b及5c中。
參見圖5a，為了獲得足夠的誤差信息來(lái)保證正常操作，將相位檢波器誤差信號(hào)的值位E0、E1與E2加權(quán)，使得較大的相位誤差比較小的相位誤差產(chǎn)生不成比例地更長(zhǎng)的解鎖指示。如果不加權(quán)，便得不到足夠的誤差信息而基本上在所有時(shí)間內(nèi)電路都呈現(xiàn)為鎖定的。加權(quán)是用一個(gè)適當(dāng)?shù)牟殚嗠娐?01完成的。
每當(dāng)比較器105判定加權(quán)誤差信號(hào)W[30]超過(guò)已在計(jì)數(shù)器103中的值時(shí)，便將其輸入該三位計(jì)數(shù)器103。計(jì)數(shù)器103隨各符號(hào)時(shí)鐘周期向下計(jì)數(shù)。當(dāng)計(jì)數(shù)器到達(dá)零時(shí)(終端計(jì)數(shù)TC)，載波檢波電路81的相位誤差檢波器部分83便指示鎖定條件。
參見圖5b，眼稀疏性檢波器85可用一個(gè)由符號(hào)時(shí)鐘計(jì)時(shí)的簡(jiǎn)單的四位向下計(jì)數(shù)器實(shí)現(xiàn)。在眼脈沖的每一次出現(xiàn)時(shí)，將常數(shù)值1111加載進(jìn)計(jì)數(shù)器中，然后隨各符號(hào)時(shí)鐘周期向下計(jì)數(shù)。只要在下一個(gè)眼脈沖重新加載計(jì)數(shù)器之前，計(jì)數(shù)器不到達(dá)終端計(jì)數(shù)，便由載波檢波電路81的眼稀疏性檢波器部分85指示鎖定條件。
如圖4B中所見，當(dāng)它們各自的輸出信號(hào)為低時(shí)都指示鎖定條件的相位誤差檢波器與眼稀疏性檢波器的輸出信號(hào)被“或”門87進(jìn)行“或”運(yùn)算。當(dāng)“或”門87的輸出為邏輯低信號(hào)時(shí)，獨(dú)立地由相位誤差檢波器與眼稀疏性檢波器檢測(cè)到的各自的鎖定條件相符。
參見圖5C，位濾波器89從“或”門87的輸出中消除瞬時(shí)低頻干擾。事實(shí)上，位濾波器判定“或”門87的輸出大部分為高(指示解鎖條件)還是大部分為低(指示鎖定條件)。位濾波器可用一個(gè)五位增/減計(jì)數(shù)器109及一個(gè)啟動(dòng)與停止計(jì)數(shù)器的邏輯電路110實(shí)現(xiàn)。計(jì)數(shù)器由符號(hào)時(shí)鐘計(jì)時(shí)，并且在輸入IN為0時(shí)向下計(jì)數(shù)而在IN為1時(shí)向上計(jì)數(shù)。計(jì)數(shù)器的最高位構(gòu)成位濾波器的輸出信號(hào)OUT。
邏輯電路110包含一個(gè)電路111，它在計(jì)數(shù)(除外MSB)為0000且輸入符號(hào)IN為零時(shí)停止計(jì)數(shù)器；及一個(gè)電路113，它在計(jì)數(shù)(含MSB)為1111且輸入信號(hào)IN為1時(shí)停止計(jì)數(shù)器。用“或”門115將電話111與113的輸出信號(hào)進(jìn)行“或”運(yùn)算，并將結(jié)果輸入到計(jì)數(shù)器109的芯片啟動(dòng)輸入端CE。
假定在操作中計(jì)數(shù)器的內(nèi)容剛被初始化到零且輸入信號(hào)IN指示解鎖條件。計(jì)數(shù)器將被停用并保持在零計(jì)數(shù)上直到輸入信號(hào)IN指示鎖定條件為止，此時(shí)計(jì)數(shù)器將開始向上計(jì)數(shù)。在斷言計(jì)數(shù)的MSB而給出載波檢波指示之前，輸入信號(hào)IN必須連續(xù)指示鎖定條件100002(1610)個(gè)符號(hào)時(shí)鐘周期。如果輸入信號(hào)IN連續(xù)指示鎖定條件15個(gè)附加的符號(hào)時(shí)鐘周期，計(jì)數(shù)器將達(dá)到11111而被邏輯電路13停止使用。如果出現(xiàn)低頻干擾且輸入信號(hào)IN指示瞬時(shí)解鎖條件，計(jì)數(shù)器便開始向下計(jì)數(shù)，但直到解鎖條件持續(xù)一個(gè)給定的時(shí)間間隔為止，MSB將不受影響。以相同的特征，如果解鎖條件持續(xù)了一定時(shí)間，令計(jì)數(shù)器到達(dá)一個(gè)低或零計(jì)數(shù)，輸入信號(hào)上的暫時(shí)鎖定指示將不影響位濾波器的輸出信號(hào)。反之，鎖定指示必須持續(xù)一個(gè)時(shí)間間隔來(lái)導(dǎo)致位濾波器的輸出改變，以便指示鎖定條件。
再參見圖1a與1b，用在無(wú)線電發(fā)送機(jī)與無(wú)線電接收機(jī)兩者中的跳頻合成器的一種設(shè)計(jì)提供了快速跳頻，同時(shí)使調(diào)制失真最小?？焖兕l率轉(zhuǎn)換要求合成器具有非常寬的環(huán)路帶寬。例如，為了在200μS中跳動(dòng)，需要大于20KHz的環(huán)路帶寬。另一方面，為了執(zhí)行FM調(diào)制，需要非常窄的環(huán)路帶寬，由于寬的帶寬會(huì)導(dǎo)致濾波及調(diào)制失真。環(huán)路帶寬最好應(yīng)小于1KHz。
參見圖6，所示出的可交換的環(huán)路帶寬合成器部分允許寬與窄環(huán)路帶寬模式之間的無(wú)低頻干擾轉(zhuǎn)換。將一個(gè)基準(zhǔn)頻率及來(lái)自電壓控制的振蕩器(VCO，未示出)的分頻反饋信號(hào)輸入到產(chǎn)生數(shù)字相位誤差數(shù)的數(shù)字相位處理部件91。將數(shù)字相位誤差數(shù)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)并在抽樣與保持相位檢波器93中對(duì)其抽樣。將抽樣的模擬信號(hào)輸入到由兩個(gè)運(yùn)算放大器構(gòu)成的環(huán)路濾波器94，一個(gè)運(yùn)算放大器95在環(huán)路濾波器輸入端上，另一個(gè)97在環(huán)路濾波器輸出端上。第一運(yùn)算放大器95的輸出直接反饋到運(yùn)算放大器的反相輸入端。該輸出還通過(guò)兩電阻器的串聯(lián)組合連接到第二運(yùn)算放大器濾波器97的反相輸入端上。串聯(lián)電阻器之一R1可通過(guò)控制一個(gè)場(chǎng)效應(yīng)晶體管(FET)Q1而分路。為了接通FETQ1而有效地從電路中消除電阻器R1或者斷開FETQ1而允許電阻器R1留在電路中，而將一個(gè)帶寬控制信號(hào)BW控制饋入一個(gè)雙極型晶體管與關(guān)聯(lián)的偏置的電阻器。
第二運(yùn)算放大器濾波器97的非反相輸入端連接在基準(zhǔn)電壓(+2V)上。運(yùn)算放大器輸出端通過(guò)兩個(gè)電阻器與一個(gè)電容器的串聯(lián)組合連回反相輸入端。串聯(lián)電阻器之一R2可由帶關(guān)聯(lián)的雙極型晶體管與偏置電阻器的第二FETQ2分路。第二運(yùn)算放大器濾波器的輸出通過(guò)一個(gè)電阻器產(chǎn)生一個(gè)VCO調(diào)諧輸出。調(diào)制輸入通過(guò)另一個(gè)電阻器連接在VCO調(diào)諧輸出上以實(shí)施調(diào)制。
在大多數(shù)可交換環(huán)路帶寬單環(huán)路合成器中，當(dāng)將環(huán)路從寬模式切換到窄模式時(shí)，便出現(xiàn)瞬變效應(yīng)并由于將能量耦合進(jìn)系統(tǒng)而持續(xù)可觀的時(shí)間，尤其是由于窄模式中的環(huán)路的長(zhǎng)的過(guò)渡過(guò)程時(shí)間。通過(guò)采用在輸入與輸出端上低阻抗驅(qū)動(dòng)的運(yùn)算放大器有源環(huán)路濾波器，避免了瞬變問(wèn)題。(注意，在圖6的可交換環(huán)路帶寬合成器中，在切換中能量存儲(chǔ)設(shè)備(回路電容器C)是不變的。
在FETQ1與Q2完全接通的寬模式中，環(huán)路改變頻率并固定在穩(wěn)態(tài)上。在穩(wěn)態(tài)中，由于運(yùn)算放大器的性質(zhì)，通過(guò)R1與R2的電流是極小的。從而，在斷開FETQ1與Q2而使R1與R2不再被分路時(shí)，電路DC輸出電壓上的作用是可以忽略不計(jì)的(即輸出頻率不改變)。然而AC特征改變?nèi)舾汕П兜囊蜃印?br> 上文描述了本發(fā)明的原理、較佳實(shí)施便及操作模式。然而，本發(fā)明不應(yīng)認(rèn)為局限于所討論的特定實(shí)施例。因此，上述實(shí)施例應(yīng)視為示范性的而不是限制性的。可在這些實(shí)施中加以變化而不脫離以下的權(quán)利要求書所定義的本發(fā)明的范圍。例如，采用3或4或更多位/符號(hào)的多電平FSK調(diào)制能從差分編碼技術(shù)中得益。
權(quán)利要求
1.一種用于發(fā)送數(shù)字位流的通信發(fā)送機(jī)，包括用于將所述數(shù)字位流轉(zhuǎn)換成多位符號(hào)流的裝置；用于差分編碼所述多位符號(hào)流以生成差分編碼的符號(hào)流的裝置；以及用于按照所述差分編碼符號(hào)調(diào)頻載波信號(hào)，以便用數(shù)目上與所述多位符號(hào)中的位數(shù)相關(guān)的多個(gè)頻率之一來(lái)表示各差分編碼符號(hào)的裝置。
2.權(quán)利要求1的裝置，其中頻率數(shù)至少為4。
3.一種用于接收數(shù)字位流的通信接收機(jī)，該數(shù)字位流是通過(guò)形成多位符號(hào)并差分編碼所述多位符號(hào)的接連的對(duì)以生成差分編碼符號(hào)，及調(diào)頻以便用在數(shù)目上與所述多位符號(hào)的位數(shù)相關(guān)的多個(gè)頻率之一表示各差分編碼符號(hào)而被編碼的，所述接收機(jī)包括用于響應(yīng)一個(gè)模擬射頻輸入信號(hào)生成一個(gè)解調(diào)FM信號(hào)的裝置，其中不同的信號(hào)電平對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)頻率中不同的頻率；響應(yīng)所述解調(diào)的FM信號(hào)，用于自適應(yīng)地確定對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)頻率中不同的頻率的多個(gè)信號(hào)電平閾值，及用于將所述解調(diào)的FM信號(hào)與所述閾值比較以確定正在接收的是哪一個(gè)特定符號(hào)并生成一個(gè)指示它的信號(hào)的裝置；響應(yīng)所述信號(hào)，用于將所述信號(hào)差分解碼成一個(gè)多位符號(hào)流的裝置；以及響應(yīng)所述多位符號(hào)流，用于生成所述數(shù)字位流的裝置。
4.權(quán)利要求3的裝置，其中頻率數(shù)至少為4。
5.一種用于發(fā)送與接收表示為數(shù)字位流的數(shù)字信息的通信收發(fā)機(jī)，包括用于將待發(fā)送的數(shù)字位流轉(zhuǎn)換成多位符號(hào)流的裝置；用于差分編碼所述多位符號(hào)流以生成差分編碼符號(hào)流的裝置；用于按照所述差分編碼符號(hào)調(diào)頻載波信號(hào)，以便用在數(shù)目上與所述多位符號(hào)中的位數(shù)相關(guān)的多個(gè)頻率之一來(lái)表示各差分編碼符號(hào)的裝置；用于響應(yīng)一個(gè)模擬射頻輸入信號(hào)生成一個(gè)解調(diào)FM信號(hào)的裝置，其中不同的信號(hào)電平對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)頻率中不同的頻率；響應(yīng)所述解調(diào)FM信號(hào)，用于自適應(yīng)確定對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)頻率中不同的頻率的多個(gè)信號(hào)電平閾值，及用于將所述解調(diào)FM信號(hào)與所述閾值比較以確定正在接收的是哪一個(gè)特定符號(hào)并生成指示它的一個(gè)信號(hào)的裝置；響應(yīng)所述信號(hào)，用于將所述信號(hào)差分解碼成多位符號(hào)流的裝置；以及響應(yīng)所述多位符號(hào)流，用于生成接收的位流的裝置。
6.權(quán)利要求5的裝置，其中頻率數(shù)至少為4。
7.權(quán)利要求6的裝置，其中收發(fā)機(jī)采用D4FSK編碼/調(diào)制。
8.權(quán)利要求6的裝置，其中所述用于自適應(yīng)確定所述多個(gè)信號(hào)電平閾值的裝置包括用于確定所述解調(diào)FM信號(hào)的一個(gè)平均峰值的裝置，及用于從所述平均峰值中算術(shù)計(jì)算出所述多個(gè)信號(hào)電平閾值的裝置。
9.權(quán)利要求6的裝置，其中收發(fā)機(jī)采用跳頻，并還包括第一跳頻合成器裝置，響應(yīng)第一控制信號(hào)，用于以預(yù)定的圖式改變所述載波信號(hào)的發(fā)送中心頻率；以及第二跳頻合成器裝置，響應(yīng)第二控制信號(hào)，用于以預(yù)定的圖式改變接收中心頻率。
10.權(quán)利要求9的裝置，其中所述第一與第二跳頻合成器各包括一個(gè)鎖相環(huán)路，包括一個(gè)電壓控制的振蕩器；一個(gè)基準(zhǔn)頻率源；連接在所述基準(zhǔn)頻率源及所述電壓控制的振蕩器的分頻輸出端上的一個(gè)相位檢波器；以及連接在所述相位檢波器及所述電壓控制的振蕩器上，并可在用于快捷跳頻的寬帶寬與用于跳動(dòng)之間的頻率穩(wěn)定性的窄帶寬之間切換的一個(gè)環(huán)路濾波器。
11.權(quán)利要求10的裝置，其中所述環(huán)路濾波器包括一個(gè)運(yùn)算放大器有源環(huán)路濾波器。
12.權(quán)利要求11的裝置，其中所述運(yùn)算放大器有源環(huán)路濾波器包括一個(gè)運(yùn)算放大器；連接在所述運(yùn)算放大器的第一輸入端上的一個(gè)電壓源；連接在所述運(yùn)算放大器的第二輸入端及與所述基準(zhǔn)頻率與所述反饋信號(hào)之間的相位差成正比的一個(gè)信號(hào)上的一個(gè)可變電阻；以及連接在所述運(yùn)算放大器的一個(gè)輸出端與所述第二輸入端之間的一個(gè)可變電阻與一個(gè)電容器的串聯(lián)組合，所述輸出端上產(chǎn)生的一個(gè)信號(hào)用于調(diào)諧所述電壓控制的振蕩器。
13.權(quán)利要求6的裝置，其中所述用于生成解調(diào)FM信號(hào)的裝置包括一個(gè)調(diào)諧器，用于有選擇地接收所述模擬射頻輸入信號(hào)在以接收中心頻率為中心的頻帶內(nèi)的部分；響應(yīng)所述模擬射頻輸入信號(hào)的所述部分，用于生成模擬FM信號(hào)的裝置，其中不同的信號(hào)電平對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)頻率中不同的頻率；以及用于抽樣所述模擬FM信號(hào)以生成所述解調(diào)FM信號(hào)的裝置。
14.權(quán)利要求13的裝置，其中所述抽樣裝置以一定倍數(shù)附加抽樣所述模擬FM信號(hào)。
15.權(quán)利要求14的裝置，其中所述倍數(shù)至少為10。
16.權(quán)利要求13的裝置，還包括時(shí)鐘恢復(fù)裝置，響應(yīng)所述解調(diào)FM信號(hào)，用于生成與接收的符號(hào)率同步的時(shí)鐘信號(hào)。
17.權(quán)利要求16的裝置，其中所述時(shí)鐘恢復(fù)裝置包括一個(gè)鎖相環(huán)路，包含相位檢波裝置。
18.權(quán)利要求17的裝置，其中所述鎖相環(huán)路包括一個(gè)數(shù)控振蕩器。
19.權(quán)利要求17的裝置，其中所述時(shí)鐘恢復(fù)裝置包括響應(yīng)所述解調(diào)FM信號(hào)，用于檢測(cè)所述解調(diào)FM信號(hào)中的轉(zhuǎn)移，及在出現(xiàn)所述轉(zhuǎn)移時(shí)用于輸出一個(gè)脈沖到所述鎖相環(huán)路的裝置。
20.權(quán)利要求19的裝置，其中所述用于檢測(cè)轉(zhuǎn)移的裝置只檢測(cè)大于一級(jí)轉(zhuǎn)移的轉(zhuǎn)移。
21.權(quán)利要求19的裝置，還包括響應(yīng)所述相位檢波裝置的相位差輸出，用于生成指示所述時(shí)鐘恢復(fù)裝置相對(duì)于所述模擬射頻輸入信號(hào)的鎖定/解鎖狀態(tài)的第一信號(hào)的裝置；響應(yīng)所述檢測(cè)轉(zhuǎn)移的裝置，用于生成指示所述時(shí)鐘恢復(fù)裝置的鎖定/解鎖狀態(tài)的第二信號(hào)的裝置；以及用于邏輯地組合所述第一與第二信號(hào)以生成指示所述時(shí)鐘恢復(fù)裝置相對(duì)于所述模擬射頻輸入信號(hào)的鎖定/解鎖狀態(tài)的第三信號(hào)的裝置。
22.權(quán)利要求21的裝置，其中所述第三信號(hào)為一個(gè)一位數(shù)字信號(hào)。
23.權(quán)利要求22的裝置，還包括位濾波器裝置，用于濾波所述第三信號(hào)以生成指示所述時(shí)鐘恢復(fù)裝置相對(duì)于所述模擬射頻輸入信號(hào)的鎖定/解鎖狀態(tài)的最終信號(hào)。
24.權(quán)利要求23的裝置，其中所述位濾波器裝置包括一個(gè)增/減計(jì)數(shù)器，由所述時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)，并響應(yīng)所述第三信號(hào)的一種邏輯狀態(tài)在第一方向上計(jì)數(shù)，及響應(yīng)所述第三信號(hào)的相反邏輯狀態(tài)在反方向上計(jì)數(shù)，以及其中所述計(jì)數(shù)器的最高輸出位提供所述最終信號(hào)。
25.權(quán)利要求24的裝置，還包括響應(yīng)所述第三信號(hào)與所述計(jì)數(shù)器的輸出計(jì)數(shù)，有選擇地停止使用所述計(jì)數(shù)器的裝置。
全文摘要
一種數(shù)字無(wú)線電收發(fā)機(jī)采用差分四電平移頻鍵控(D4FSK)調(diào)制方案來(lái)達(dá)到低成本、小型化、低功耗及高頻譜效率的無(wú)線電。自適應(yīng)數(shù)字“脈沖限幅器”(31)注視接收機(jī)中生成的數(shù)字化FM視頻信號(hào)來(lái)確定送來(lái)的數(shù)據(jù)是00、01、10還是11。數(shù)字化FM視頻信號(hào)首先由差分解碼器(31)處理，其輸出被輸入到一個(gè)峰值檢波器。峰值檢波器在出現(xiàn)三級(jí)轉(zhuǎn)移時(shí)輸出一個(gè)信號(hào)。二與三級(jí)轉(zhuǎn)移是分開檢波的并用于執(zhí)行數(shù)字時(shí)鐘恢復(fù)。載波檢波電路利用一個(gè)數(shù)字位濾波器來(lái)生成一個(gè)可靠與無(wú)低頻干擾的載波檢波信號(hào)(CD)。數(shù)字無(wú)線電收發(fā)機(jī)采用跳頻擴(kuò)展頻譜傳輸(23)。一個(gè)可切換的環(huán)路帶寬頻率合成器提供寬跳動(dòng)帶寬與跳動(dòng)間的窄帶寬之間的無(wú)低頻干擾的切換。
文檔編號(hào)H04L27/10GK1138394SQ94194504
公開日1996年12月18日 申請(qǐng)日期1994年10月17日 優(yōu)先權(quán)日1993年10月15日
發(fā)明者杰夫·雷諾茲·薩頓, 小胡安·格羅 申請(qǐng)人:普羅克西姆公司