專利名稱：全向傳聲器的長期平衡的制作方法
這項(xiàng)發(fā)明涉及傳聲器系統(tǒng)，特別是系統(tǒng)中所用的傳聲器元件的匹配。
構(gòu)成方向性傳聲器的一種方法是采用壓差傳聲器元件。由此聲音經(jīng)過膜片的兩側(cè)相減，于是就形成了壓差傳聲器響應(yīng)及方向性波瓣。但是，這種傳聲器往往價(jià)格昂貴且應(yīng)用受限。另外，這種傳聲器極化方向圖是固定的，不能改變。另一種方法是采用兩個或多個傳聲器元件進(jìn)行電相減而不是聲相減。在這種系統(tǒng)中，有必要使用匹配的傳聲器來開始，即具有相同靈敏度響應(yīng)的基本傳聲器元件。得到這種傳聲器是很困難并且很貴的，因?yàn)樗鼈冃枰谏a(chǎn)時或運(yùn)行時進(jìn)行匹配。過去，往往采用把傳聲器元件分成近似的匹配組或者是采用手動裝置調(diào)整傳聲器之間的靈敏度。但是這兩種現(xiàn)有的技術(shù)都需要花費(fèi)大量的時間和人力。采用這種固定靈敏度的傳聲器元件，即使最初是匹配的，但在離聲源的距離是變化的時，就會出現(xiàn)問題。另外，對于某些類型的傳聲器元件例如熟知的駐極體型，傳聲器的靈敏度會隨時間以未知的速率改變。這將導(dǎo)致固定增益的系統(tǒng)在長時間后出現(xiàn)不平衡。
在這種聲學(xué)系統(tǒng)中，采用現(xiàn)有傳聲器產(chǎn)生的問題及局限可以利用電子儀器。通過對使與傳聲器元件相關(guān)的各信號信道的長期平均寬帶增益(即增益)進(jìn)行動態(tài)的、自適應(yīng)地相互匹配，加以克服。這是通過周期性地、動態(tài)的處理各個傳聲器元件的信號而實(shí)現(xiàn)的。
更為具體地講，其處理是這樣的各個傳聲器元件的信號信道的長期平均寬帶增益是動態(tài)調(diào)整的，每個傳聲器信號信道的能量估算經(jīng)過長期平均，信號信道間的能量差來重新調(diào)節(jié)傳聲器信號信道長期平均寬帶增益，使其差降至最小。
在一個實(shí)施例中，實(shí)現(xiàn)調(diào)整是通過獲得每個傳聲器信號信道的被調(diào)整的信號的能量估值，得到能量估值間的差值并長期平均該差值，從而得到增益差校正系數(shù)。該增益差校正系數(shù)用于再調(diào)整至少一個傳聲器信號信道的長期平均寬帶增益以使傳聲器信號信道間的增益差降為最小。
在另一個實(shí)施例中，得到了每個傳聲器信號信道能量的長期估值，獲得的能量估算比率用以調(diào)整至少一個傳聲器信號信道的長期平均寬帶增益以均衡傳聲器信號信道的增益。


圖1表示體現(xiàn)本發(fā)明的一個實(shí)施例的兩個傳聲器系統(tǒng)的信號流圖；圖2表示以不匹配元件形成的傳聲器心形極化方向圖；圖3表示圖2所示同一傳聲器，利用發(fā)明使信號信道匹配后的極化方向圖；圖4表示一族在某一頻率的一階壓差度心形方向圖，其傳聲器元件間靈敏度不匹配的程度不同；圖5表示在匹配與N個傳聲器元件相關(guān)的信號信道時的信號流圖；圖6表示體現(xiàn)本發(fā)明另一實(shí)施例的兩個傳聲器元件系統(tǒng)的信號流圖；圖1以簡化的形式表示了體現(xiàn)本發(fā)明的一個實(shí)施例的用于匹配兩個傳聲器元件信號信道的信號流圖。值得注意的是圖1的信號流圖說明了實(shí)現(xiàn)此發(fā)明的信號流處理算法，這種算法可以采用數(shù)字信號處理器(DSP)來實(shí)現(xiàn)。但是，值得一提的是雖然此發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例是在這種數(shù)字信號處理器(DSP)中實(shí)現(xiàn)的，但也可采用集成電路或類似元件實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。這種數(shù)字信號處理器是可從市場上得到的，如，AT&T的DSP1600系列處理器。
如圖1所示，傳聲器元件101的輸出通過放大器102和編解碼器103提供給DSP104。DSP104包括實(shí)現(xiàn)此發(fā)明的數(shù)字信號流處理。圖1還示出了傳聲器元件105，其輸出通過放大器106和編解碼器107提供給DSP104。在應(yīng)用發(fā)明的一個例子中，傳聲器單元101和105為常見的駐極體型全向傳聲器。雖然其他類型的傳聲器元件也能夠利用本發(fā)明達(dá)到匹配，但因?yàn)轳v極體型成本低而成為優(yōu)選的一類。編解碼器103和107也是本領(lǐng)域中周知的元件。在本發(fā)明中使用的編解碼器的一個例子是T7513B編解碼器，它是可從AT&T公司買到的。在這個例子中，來自編解碼器103和107的數(shù)字信號輸出是以熟知的μ定律ROM格式編碼，在DSP104中的這種格式需轉(zhuǎn)換為線性PCM格式。這種μ定律到線性PCM的轉(zhuǎn)換是眾所周知的。經(jīng)編解碼器103和107的信號線性PCM格式分別加到乘法器110和111。乘法器110采用第一增益校正系數(shù)112來調(diào)整來自編解碼器103的線性PCM信號增益以得到傳聲器元件101調(diào)整后的輸出信號117。類似地，乘法器111采用第二增益校正系數(shù)調(diào)整來自編解碼器107的線性PCM信號增益以得到傳聲器元件105的調(diào)整后的輸出信號118。當(dāng)前的增益校正系數(shù)112和113是通過在預(yù)定常數(shù)值上增加或減少增益差分校正系數(shù)114而得到的。為此，通過代數(shù)求和單元115從預(yù)定值(本例中為1)中減去增益差分校正系數(shù)114，以得到當(dāng)前的增益校正系數(shù)112，通過代數(shù)求和單元116將預(yù)定值加上增益校正系數(shù)114就得到當(dāng)前的增益差分校正系數(shù)113。
增益差分校正系數(shù)114是按以下方式得到的；調(diào)整后的傳聲器輸出信號117通過乘法器120平方后產(chǎn)生一個能量估計(jì)值122。同樣，調(diào)整后的傳聲器輸出信號118通過乘法器121被平方以產(chǎn)生能量估計(jì)值123。能量估計(jì)值122和123通過代數(shù)求和單元124進(jìn)行代數(shù)相減，從而得到差值125。差值的符號是采用正負(fù)號函數(shù)按熟知的方法得到的，我們就得到了信號127。信號127或者為負(fù)1(-1)或?yàn)檎?(+1)，用以指示哪一個傳聲器信號信道所具有的瞬態(tài)能量最高。負(fù)1(-1)表示傳聲器元件105，正1(+1)表示傳聲器元件101。乘法器128，將信號127乘以一常數(shù)K得到信號129。信號129是作為信號127的比例形式。舉個例子，但并不構(gòu)成對此發(fā)明的限制，對應(yīng)22.5ks/s(每秒千樣點(diǎn))的取樣速率，k通常為10-5。積分器130對信號129積分以得到當(dāng)前的增益差分校正系數(shù)114。積分只是對所有過去值的求和。在另一個例子中，對應(yīng)于8ks/s的取樣速率，常數(shù)k的數(shù)值為5×10-6。數(shù)值k被稱為積分器130的“轉(zhuǎn)換”率。
圖2示出了如果本發(fā)明的增益均衡被打破，采用傳聲器元件101和105的傳聲器的心形極化方向圖的圖形表示。圖中所示為在500Hz(實(shí)線)，1000Hz(虛線)，300Hz(點(diǎn)劃線)的極化方向圖。所得到的極化方向圖的方向性指數(shù)(index)，在500Hz為1.7dB，1000Hz為2.6dB，3000Hz為3.6dB。值得注意的是所得到的極化方向圖并不是很好的心形。
圖3表示具有采用本發(fā)明的增益均衡的相同的傳聲器元件101和105的極化方向圖。圖中所表示的是在500Hz(實(shí)線)，1000Hz(虛線)和3000Hz(點(diǎn)劃線)的極化方向圖。所得到的極化方向圖的方向性指數(shù)，在500Hz為4.3dB，100Hz為4.3dB，3000Hz為4.4dB。值得注意的是所得到的心形曲線得到了很大改善，方向性指數(shù)在整個頻帶上相當(dāng)平滑。
圖4表示在500Hz處改變圖1的傳聲器元件101和105之間不匹配量時的極化方向圖。圖中表示了傳聲器元件101和105間失配為0dB，相應(yīng)的方向性指數(shù)(DI)為4.8dB的極化方向圖(實(shí)線)。也表示了傳聲器元件101和105之間失配為1dB，相應(yīng)的方向性指數(shù)為4.0dB的極化方向圖(點(diǎn)劃線)。還表示了傳聲器元件101和105之間失配為2dB，相應(yīng)的方向性指數(shù)為2.9dB的極化方向圖(虛線)。
圖5以簡化的方式示出了來自多個傳聲器元件501—1到501—N的信號處理以實(shí)現(xiàn)增益均衡的信號流圖。在這個例子中，我們選取了使與傳聲器元件501—1，501—3至501—N相關(guān)的信號信道增益和與傳聲器元件501—2相關(guān)的信號信道增益相匹配。這也就是說，與傳聲器元件501—1，501—3至501—N相關(guān)的信號信道的電平和傳聲器元件501—2相匹配。雖然，各增益都與傳聲器元件501—2相關(guān)的增益匹配，但與任意一個傳聲器元件501信號信道相關(guān)的增益也可被選擇與除它之外的其它信道增益匹配。
正如圖1電路構(gòu)造所示，經(jīng)501—1到501—N每一個傳聲器元件的信號通過放大器502—1至502—N分別提供到編解碼器503—1至503—N。每個編解碼器503將相應(yīng)傳聲器元件501的放大后的信號轉(zhuǎn)換為μ定律PCM形式。每個編解碼器503的μ定律PCM輸出轉(zhuǎn)換為在DSP504中的線性PCM形式(未表示出來)。于是，編解碼器503—1和編解碼器503—3至503—N輸出的線性PCM表示分別提供給增益差分校正系數(shù)發(fā)生器505—1，505—3至505—N。因?yàn)樵谶@個例子中，對應(yīng)于傳聲器元件501—1和501—3至501—N的傳聲器信號信道的長期平均寬帶增益與傳聲器元件501—2的信號信道相匹配，所以編解碼器503—2的線性PCM輸出不需要調(diào)整。由于每個增益差分校正系數(shù)發(fā)生單元505—1，505—3至505—N是相同的且操作一樣，所以只詳細(xì)描述增益差分校正系數(shù)發(fā)生單元505—1。為此，每個增益差分校正系數(shù)發(fā)生單元505—1和505—3至505—N中的元件都標(biāo)有相同的標(biāo)號。實(shí)際上，每一增益差分校正系數(shù)發(fā)生單元505—1和505—3至505—N的操作實(shí)質(zhì)上與圖1所示對應(yīng)于傳聲器元件101的傳聲器信號信道的電路構(gòu)造相一致。因此，增益差分校正系數(shù)發(fā)生單元505—1中與圖1所示相同且操作一致的元件都標(biāo)以相同的編號，在此就不再詳細(xì)說明了。增益差分校正系數(shù)發(fā)生單元505—1與圖1所示電路構(gòu)成唯一不同的是增益差分校正系數(shù)114直接加到乘法器110，從而得到調(diào)整后的信號117，且對應(yīng)于傳聲器元件501—2的傳聲器信號信道的增益不被調(diào)整。因此，正如圖5所示，在對應(yīng)于傳聲器元件505—2與每個傳聲器元件505—1和505—3至505—N的傳聲器信號信道間形成了傳聲器信號信道對。
圖6簡單地表示了使采用本發(fā)明另一實(shí)施例的與至少一對傳聲器元件相關(guān)的信號信道增益匹配的信號流圖。圖6的信號流圖說明了DSP104中所用的實(shí)現(xiàn)此發(fā)明的信號流處理算法，雖然本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例是在DSP104中實(shí)現(xiàn)的，但也可以用集成電路等來實(shí)現(xiàn)。更具體地，如圖6所示，傳聲器元件101的輸出通過放大器102和編解碼器103提供給DSP104。DSP104包括實(shí)現(xiàn)本發(fā)明實(shí)施例的數(shù)字流處理。此圖同時也示出傳聲器105，其輸出通過放大器106和編解碼器107提供給DSP104。在這個例子中，傳聲器元件101和105是眾所周知駐極體型全向傳聲器主件，正如上文所述，編解碼器103和107也是本領(lǐng)域中熟知的，它用于將放大的傳聲器元件101和105的輸出信號轉(zhuǎn)換成為μ定律PCM形式的數(shù)字信號。來自編解碼器103和107的μ定律PCM數(shù)字信號以熟知方式轉(zhuǎn)換為在EISP104中的線性PCM數(shù)字信號。來自編解碼器103的線性PCM數(shù)字信號加到乘法器601和602。同樣，來自編解碼器107的線性PCM數(shù)字信號加到乘法器603和604。第一增益校正系數(shù)1/ 也提供給乘法器602，用于調(diào)整來自編解碼器103的線性PCM數(shù)字信號的增益從而得到調(diào)整后的傳聲器元件101的輸出信號117。同樣，乘法器604采用第二增益校正系數(shù) 來調(diào)整編碼器107來的線性PCM數(shù)字信號的增益，從而得到調(diào)整后的傳聲器元件105輸出信號118。第一和第二增益校正系數(shù)以熟知的方式用對應(yīng)于傳聲器元件101和105的每個傳聲器信號信道的能量估算值E1和E2的比率F，由元件608和609產(chǎn)生的。能量估算值的比率F是通過分別產(chǎn)生傳聲器元件101和105的信號信道能量估算值E1和E2而得到的。能量估算值E1是首先在乘法器601中通過將編解碼器103的線性PCM數(shù)字信號平方，然后由泄漏(leaky)積分器605對平方結(jié)果進(jìn)行積分得到的。同樣，能量估算值E2是通過首先在乘法器603中將編解碼器107的線性PCM數(shù)字信號平方，然后由泄漏積分器606進(jìn)行積分而得到的。此后，能量估算值E1和E2的比率是通過除法器607得到，其中F＝E1/E2。
如何擴(kuò)展圖6所示的實(shí)施例以相似方式使N傳聲器元件的信號信道增益與圖5的實(shí)施例相匹配，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是顯而易見的。
權(quán)利要求
1.采用多個傳聲器元件的裝置其特征在于用于產(chǎn)生與多個傳聲器元件的至少一對相關(guān)的信號信道間的增益校正系數(shù)的表示的裝置；響應(yīng)所述增益校正系數(shù)表示用于調(diào)整至少一個上述信號信道的長期平均寬帶增益的裝置，其特征在于與所述至少一對傳聲器元件相關(guān)的所述信號信道的長期平均寬帶增益是基本上相互匹配的。
2.如權(quán)利要求1所限定的此裝置，其特征在于所述用于產(chǎn)生所述增益校正系數(shù)表示的裝置，包括獲得在與所述至少一對傳聲器元件相關(guān)的每個信號信道的能量估算裝置，用于代數(shù)相減所述能量估算值以產(chǎn)生差分值的裝置，用于確定差分值正負(fù)符號的裝置以及綜合差分值正負(fù)號以產(chǎn)生所述增益校正系數(shù)的裝置。
3.如權(quán)利要求2所限定的此裝置，其特征在于所述能量估算值是用將要作為每個上述信號信道的輸出的信號得到的。
4.如權(quán)利要求3所限定的此裝置，其特征在于所述調(diào)整的裝置包括在每個信號信道中提供有帶有所述增益校正系數(shù)表示以調(diào)整相關(guān)的信號信道的長期平均寬帶增益的裝置。
5.如權(quán)利要求4所限定的此裝置，其特征在于所述調(diào)整裝置進(jìn)一步包括用于在預(yù)定值上增加所述增益校正系數(shù)的表示，以產(chǎn)生第一增益校正系數(shù)的裝置，從所述預(yù)定值中減去所述增益校正系數(shù)表示以產(chǎn)生第二增益校正系數(shù)的裝置，在提供有第一增益校正系數(shù)的一個所述信號信道中用于一個所述信號信道的長期平均寬帶增益的乘法器裝置，和在提供有第二增益校正系數(shù)的另一個所述信號信道中用于調(diào)整所述其它信號信道的長期平均寬帶增益的乘法復(fù)用器裝置。
6.如權(quán)利要求1所限定的此裝置，其特征在于所述產(chǎn)生所述增益校正系數(shù)表示的裝置，包括產(chǎn)生每個信號信道的能量估算值的裝置，對每個所述信號信道的能量估算值積分的裝置，產(chǎn)生每個信號信道積分的能量估算比率表示以產(chǎn)生所述增益校正系數(shù)的裝置。
7.如權(quán)利要求6所限定的此裝置，其特征在于每個信號信道中的能量估算值是從每個所述信號信道中的未調(diào)整的信號中得到的。
8.如權(quán)利要求7所限定的此裝置，其特征在于所述調(diào)整裝置包括每個信號信道中提供有所述增益校正系數(shù)表示以調(diào)整相關(guān)的信號信道的長期平均寬帶增益的裝置。
9.如權(quán)利要求8所限定的此裝置，其特征在于調(diào)整裝置進(jìn)一步包括用于產(chǎn)生表示為1除以所述比率的4次方根的第一增益校正系數(shù)的裝置，用于產(chǎn)生表示為所述比率4次方根的第二個增益校正系數(shù)的裝置，在提供有所述第一增益校正系數(shù)所述信號信道中調(diào)整所述一個信號信道長期平均寬帶增益的乘法器裝置，和提供有所述的第二增益校正系數(shù)的其它所述信號信道調(diào)整所述其它所述信號信道的長期平均寬帶增益的乘法器裝置，其特征在于所述信號信道的長期平均寬帶增益是基本相匹配的。
全文摘要
多個信號信道長期平均寬帶增益以及相應(yīng)多個傳聲器元件是采用電學(xué)方法，自動地相互適應(yīng)。這是通過對單個傳聲器元件進(jìn)行周期性地、動態(tài)地處理而實(shí)現(xiàn)的。更為具體地說其處理過程是這樣的單個傳聲器元件的信號信道的長期平均寬帶增益是動態(tài)調(diào)整的，每個傳聲器信號信道的能量估算是經(jīng)過長期平均，利用不同信號信道間的能量差值可校正傳聲器信號信道長期平均寬帶增益，使其差值降為最小。
文檔編號H04R29/00GK1121301SQ95107738
公開日1996年4月24日 申請日期1995年6月28日 優(yōu)先權(quán)日1994年6月30日
發(fā)明者小·約翰·查爾斯·鮑姆豪爾, 杰弗利·菲利普·麥卡蒂爾, 愛倫·迪安·邁克爾, 凱文·迪安·威利斯 申請人:美國電報(bào)電話公司