專利名稱：解碼非相干解調信號的方法和解碼器電路及系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在利用二進制卷積編碼和正交調制的擴譜通信系統(tǒng)中的接收機設計，具體涉及解碼非相干解調信號。
在擴譜通信系統(tǒng)中所使用的一種調制技術是在通信信道內的寬頻帶上擴展傳送信號，以便在不降低通信性能的條件下增加通信信道上同時通信用戶的數(shù)目。將基帶信號(例如帶寬僅幾千赫的話音信號)變換成占據(jù)許多兆赫寬的頻帶并在其上傳送的信號。這是用擴展碼擴展發(fā)送信號來實現(xiàn)的。擴展碼包括有但不限于偽噪聲(PN)碼和沃爾什(Walsh)碼。一個沃爾什碼對應于哈達碼(Hadamard)矩陣的一行或一列。例如，一個64維信道哈達瑪矩陣可產生出64個互相正交的沃爾什碼。一種典型的擴譜發(fā)送包括一個發(fā)射機和一個接收機，發(fā)射機用以擴展信息信號的帶寬并發(fā)送該擴譜信號，接收機通過將接收的擴譜信號再映射成為原始信息信號的帶寬，以便恢復所需的信息信號。
擴譜通信系統(tǒng)的接收機通常利用解調發(fā)送信號的方法和解碼該解調信號的方法。一種最優(yōu)解碼度量(metric)可以計算出來，但因其復雜性而不符要求。先前的解碼方法的性能顯著地劣于最優(yōu)量度的性能，先前的解碼方法需要先知信息衰落統(tǒng)計特性。
據(jù)此，現(xiàn)在需要一種解碼非相干解調信號的方法和解碼器電路及系統(tǒng)，這種方法和解碼器電路及系統(tǒng)要不象最優(yōu)方法那樣復雜，能得到比先有方法更好的性能，并與信道的衰落統(tǒng)計特性無關。


圖1示出應用二進制卷積編碼和正交調制的先有技術通信系統(tǒng)。
圖2示出按照本發(fā)明實施解碼接收信號方法的流程圖。
圖3未出按照本發(fā)明計算K個加權符號度量的步驟詳細流程圖。
圖4示出按照本發(fā)明實施解碼電路的方框圖。
圖5示出按照本發(fā)明應用解碼電路解碼接收信號的通信系統(tǒng)圖。
圖6示出按照本發(fā)明實施的接收機實施例的方框圖。
圖7示出按照本發(fā)明的計算信噪比估算值的步驟詳細流程圖。
總的來說，本發(fā)明提供了利用解碼器度量解碼非相干解調信號的方法、解碼器電路及其系統(tǒng)，可以獲得比先有技術更好的性能，比最優(yōu)方法更為不復雜，并與信道的衰落統(tǒng)計特性無關。符號度量計算器從非相干解調信號中接收信噪比和符號，有效地產生加權符號度量。然后，應用符號度量“去交織”器對加權符號度量“去交織”。解碼器根據(jù)“去交織”的加權符號度量產生一個解碼比特序列。使用這樣的方法、裝置和系統(tǒng)，可使接收信號比先有技術更有效地解碼。
參考圖1至圖6較全面地描述本發(fā)明。圖1以標號100示出一個先有技術應用卷積編碼和正交調制的通信系統(tǒng)。在通信系統(tǒng)的編碼部分101中，業(yè)務信道數(shù)據(jù)比特102以特定的比特率(例如9.6kbps)輸入編碼器104。輸入的業(yè)務信道數(shù)據(jù)比特可包含由聲碼器將話音轉換的數(shù)據(jù)，或純數(shù)據(jù)，或這兩種類型數(shù)據(jù)的組合。編碼器104利用一種編碼算法將輸入數(shù)據(jù)比特102以一種固定編碼速率編碼成為數(shù)據(jù)符號，該編碼算法(例如卷積或分組編碼算法)有利于數(shù)據(jù)符號隨后最大似然解碼成為數(shù)據(jù)比特。例如，編碼器104以一個數(shù)據(jù)比特對三個數(shù)據(jù)符號(也即1/3)的固定編碼速率編碼輸入數(shù)據(jù)比特102(以9.6kbps的比特率接收的)，以使編碼器104以28.8千符號/秒的速率輸出數(shù)據(jù)符號106。
該數(shù)據(jù)符號106然后輸入符號交織器108。符號交織器108是一個分別地交織輸入數(shù)據(jù)符號106的分組交織器；它不同于將數(shù)據(jù)符號聚群成為集、以在交織期間、這些集保持在一起的分組交織器。數(shù)據(jù)符號在符號交織器中個別地輸入到一個矩陣內，以使該矩陣逐列地填充。數(shù)據(jù)符號從該矩陣內的各地點個別地輸出，以使該矩陣逐行地變空。該矩陣典型是一個方矩陣，其行數(shù)等于列數(shù)。然而，其它的矩陣形式也可以選用，以增大在接連輸入的非交織的數(shù)據(jù)符號之間的輸出交織距離。由符號交織器108使用與輸入時一樣的數(shù)據(jù)符號率(例如28.8千符號/秒)輸出交織的數(shù)據(jù)符號110。由該矩陣限定的數(shù)據(jù)符號分組的預定大小是從數(shù)據(jù)符號的最大數(shù)導得的，后者能夠在一個預定長度的傳輸塊內以預定的芯片速率傳送。例如，如果從編碼器104以18.8千符號/秒速率輸出數(shù)據(jù)符號106，則傳送這些數(shù)據(jù)符號106的芯片速率為228.8千符號/秒。如果例如傳輸塊的預定長度是20ms，則數(shù)據(jù)符號106的預定塊大小是28.8千符號/秒乘以20ms，等于576個數(shù)據(jù)符號。維數(shù)為18×32的矩陣正好適應這些576個數(shù)據(jù)符號。
交織的數(shù)據(jù)符號110然后輸入映射器112。映射器112從該交織數(shù)據(jù)符號110中導出一個固定長度的正交碼序列114(例如64-ary的沃爾什碼)。例如，在64-ary正交信令中，交織數(shù)據(jù)符號110聚群成為6個集，以便選擇64個正交碼中的一個來代表6個數(shù)據(jù)符號的集。這64個正交碼最好對應于來自一個64×64哈達碼矩陣的沃爾什碼，其中，一個沃爾什碼是該矩陣的一行或一列。映射器112輸出一個序列的沃爾什碼114，它與以固定符號速率(例如307.2千符號/秒)輸入的數(shù)據(jù)符號110相對應。
這個沃爾什碼序列114從該通信系統(tǒng)的的編碼部分101輸出，再輸入到該通信系統(tǒng)的發(fā)送部分116。序列114準備好由調制器117在一個通信信道發(fā)送。已調制的序列隨后提供給天線118，以在通信信道120上發(fā)送出去。
調制器117最好用一個長的擴展碼(例如偽噪聲(PN)碼)來擴展該序列114，為直接序列碼劃分擴譜發(fā)送準備好序列114。擴展碼是一種用戶專用序列的符號，或是一種獨特的用戶碼，它以一個固定的芯片速率(例如1.228兆芯片/秒)輸出。即使是多個發(fā)射占據(jù)同一帶寬，長的擴展碼也允許不同用戶的傳輸單獨地解調。獨特的用戶碼通過加擾已編碼業(yè)務信道沃爾什碼，還可增強通信信道中通信的保密性。此外，碼擴展的沃爾符號用一對短的擴展碼(也即與長的擴展碼相比較為短的)擴展，產生獨立的I信道和Q信道的碼擴展序列。這兩個I信道和Q信道碼擴展序列用于二相調制一對正交的正弦波和余弦波(a quadrature pair of sinusoids)。將該對正交的已調制載波相加，經(jīng)低通濾波，再變?yōu)樯漕l已調信號，又經(jīng)放大和濾波，由天線118輻射出去，以完成通信信道120中業(yè)務信道數(shù)據(jù)比特102的發(fā)送。
通信系統(tǒng)的接收部分122經(jīng)天線124從通信信道120上接收已發(fā)射的擴譜信號。由解調器126對接收的信號取樣而得到數(shù)據(jù)樣值。接著，將數(shù)據(jù)樣值128和129輸出到通信系統(tǒng)的解碼部分130。
解調器126最好通過濾波、解調、從射頻變頻和以預定的速率(例如是1.2288兆樣值/秒)取樣接收擴譜信號。然后，用短擴展碼和長擴展碼使接收的取樣信號相關，來獨立地“去擴展”同相的取樣信號(I)和正交的取樣信號(Q)。當長碼的擴展因數(shù)為4時，“去擴展”樣值被分隔成4個樣值為一組的多組，并相加。按照這種方式組合樣值可將樣值速率減小4倍，減小到樣值速率等于沃爾什芯片速率，現(xiàn)在是307.2芯片/秒。
同相I128和正交Q129取樣信號分別輸入通信系統(tǒng)的解碼部分130，該部分的作用是非相干地檢測/解碼取樣信號。為了解碼取樣信號128和129，將兩路取樣信號的樣值預定長度組(例如64樣值長度的組)分別輸入兩個正交的碼變換器132如134(例如快速哈達瑪變換器)。正交的碼變換器132和134輸出多個輸出信號133和135(亦即，當64樣值長度的組為輸入時，便產生64個變換器輸出信號)。每個變換器的輸出信號對應于一個置信度測量值，即取樣信號對應于來自一個互正交碼集內的一個特定正交碼。此外，每個變換器輸出信號具有一個有關的索引(index)，它指明互正交碼集內哪一個特定的正交碼對應于該變換器輸出信號(亦即，當64樣值長度的組為輸入時，6比特索引為6個數(shù)據(jù)符號的序列，它們映射成該特定長度64比特長度的正交碼)。接著，該組變換器輸出信號133和135內的每個變換器輸出信號由兩個變換器輸出平方電路136和138進行平方運算。然后，由加法電路140產生數(shù)目等于沃爾什碼字數(shù)目的一組判決值142，該加法電路140將具有有關索引的每對平方的變換器輸出信號(亦即，來自每個變換器輸出信號平方電路136和138的一個輸出信號)相加起來，而有關的索引指明了哪兩個變換器輸出信號對應于同一正交碼。
該組的判決值142和有關的索引數(shù)據(jù)符號均輸入一個選擇電路144，它從該組判決值142中選擇出最大判決值。選定的判決值146輸入到度量計算電路150，它將選擇的判決值定標度成為一個數(shù)值154，用來形成度量，用于個別的數(shù)據(jù)符號，它們隨后用來形成跳變度量(transition metric)，用于最大似然解碼技術。與選定的判決值(148)有關的索引(一個二進制符號序列)由映射電路152確定。乘法器158將每個索引符號156乘以定標度因子154，以對每個數(shù)據(jù)符號形成一個符號度量160。該符號度量是以等于編碼器輸出端上的數(shù)據(jù)符號速率的速度形成的。
數(shù)據(jù)符號度量160然后輸入到符號度量“去交織”器162，以個別符號電平對數(shù)據(jù)符號度量160“去交織”。在符號度量“去交織”器162中，符號度量個別地輸入到一個矩陣中，由該矩陣限定一個預定大小的軟判決數(shù)據(jù)塊。該符號度量矩陣逐行地被填充。“去交織”的符號度量164是從該矩陣內的各地點來的個別輸出，于是該矩陣逐列地變空?！叭ソ豢棥狈柖攘?64是由符號度量“去交積”器162是以等于它們原先輸入速率(例如是28.8 kmetric/s)相同的速率輸出的。符號度量“去交織”器162的尺寸大小與符號交織器108的相同，因為它的工作與符號交織器工作相顛倒，并且每個數(shù)據(jù)符號具有一個符號度量。
“去交織”符號度量164輸入到解碼器166，后者利用最大似然解碼技術來估算業(yè)務信道數(shù)據(jù)比特168。最大似然解碼技術可利用基本上類似于維持比(viterbi)解碼算法的一種算法來增廣。解碼器166利用一組數(shù)據(jù)符號度量154來形成一個度量，用于最大似然序列估算解碼器166內每個可能狀態(tài)的跳變。用來形成每個跳變度量集的“去交織”符號度量164的數(shù)目等于由每個輸入數(shù)據(jù)比特102在卷積編碼器104輸出端產生的數(shù)據(jù)符號106的數(shù)目。每個集的跳變度量的數(shù)目等于由每個輸入數(shù)據(jù)比特102在卷積編碼器104輸出端產生的數(shù)據(jù)符號106數(shù)目為幕的2的幕值。例如，當在發(fā)射機中應用1/3率的卷積編碼器時，從每個輸入數(shù)據(jù)比特102產生3個數(shù)據(jù)符號106。為此，解碼器166應用3個“去交織”符號度量組164來形成8個跳變度量，用于最大似然序列估算解碼器166的每次狀態(tài)。估算的數(shù)據(jù)比特168是以等于該解碼器輸入端的數(shù)據(jù)速率的速率產生的。
鑒此，參照圖1的標號100，上文已描述了一種先有技術的通信系統(tǒng)在編碼和解碼中利用二進制卷積編碼和正交調制的情況?？偟膩碚f，先有技術通信系統(tǒng)含有第一部分101和116，用以編碼輸入數(shù)據(jù)比特成為數(shù)據(jù)符號，逐個符號地交織數(shù)據(jù)符號，將交織的符號映射成為正交碼，調制并在一個通信信道上發(fā)送該正交碼。先有技術通信系統(tǒng)還含有第二部分122和130，用以接收和解調從通信信道來的信號，將已解調信號的樣值組變換成為一組置信度測量值，即每個特定的樣值組對應于來自一個互正交碼集內的一種特定正交碼，選擇出一個最大的置信度測量值和一個索引數(shù)據(jù)符號，后者識別對應于選定的置信度測量值的該特定的正交碼，根據(jù)每個選定的置信度測量值和有關的索引數(shù)據(jù)符號產生數(shù)據(jù)符號度量，對每個接收的發(fā)送塊內的數(shù)據(jù)符號度量“去交織”，然后根據(jù)“去交織”的個別符號度量組產生跳變度量，并應用最大似然解碼技術從跳變度量產生估算的數(shù)據(jù)比特。
圖2以標號200示出按照本發(fā)明實施解碼接收信號方法的流程圖。如果信噪比(SNR)不可應用，則在步驟208根據(jù)從接收信號的非相干解調來的M個輸出中計算一個SNR估算值。然后，在步驟202，應用信噪比或接收信號的SNR估算值以及接信號的非相干解調的M個輸出，為每個M-ary符號計算K個加權符號度量(這里，K是數(shù)據(jù)符號的數(shù)目)。然后，在步驟204，“去交織”加權符號度量，并輸入到解碼器。在步驟206，解碼器應用“去交織”的符號度量產生一個解碼比特序列。下文對這些步驟詳細描述。當發(fā)送的信號被卷積編碼時，解碼器典型是一個維持比解碼器。對于分組編碼的信號，可以應用對應的軟判決解碼分組解碼算法。解碼器的輸出是對應于解碼碼字的二進制輸入序列。
圖3以標號300較詳細地示出按照本發(fā)明計算K個加權符號度量的步驟流程圖。首先，在步驟302，對于每個對應于具體接收的M-ary碼字的K個數(shù)據(jù)符號，選擇一個最大值“1”輸出，它代表相應數(shù)據(jù)符號為1的符號的M個輸出中的最大者，在步驟304，選擇一個最大值“0”輸出，它代表相應的數(shù)據(jù)符號為0的符號的M個輸出中的最大者。然后，在步驟306，對于K個數(shù)據(jù)符號的每個，得到最大值“0”輸出與最大值“1”輸出之間的差值。在步驟308，對應于K個數(shù)據(jù)符號的K個差值隨后都乘以一個信噪比(SNR)函數(shù)，為功率控制組產生K個加權符號度量。在許多應用中，SNR可能需要估算。該差值乘以SNR的估算值是一種逼近的對數(shù)似然比。乘以一個諸如是平方根之類的SNR估算值函數(shù)也能用作一種近似的對數(shù)似然比，以得出較好的解碼器性能。下文更詳細描述這些步驟。
圖4以標號400示出按照本發(fā)明實施的解碼電路的方框圖。解碼電路400含有符號度量計算器406、符號度量“去交織”器410和解碼器414。符號度量計算器406接收從非相干解調信號的輸出402和信噪比SNR 404。從非相干解調信號的輸出402通常是一個M-ary非相干解調器的平方輸出，或幾個M-ary非相干解調器輸出的平方律組合。幾個M-ary解調器的輸出組合在一起的情況對應于接收機可應用分集接收的情況，例如TS-95系統(tǒng)的情況，信道的多徑性質提供了分集性。在加權符號度量408的計算中需要信噪比404。加權符號度量408應用加權的信噪比只是對于信噪比隨時間變化的信道才需要。信噪比在一個功率控制組(6個沃爾什符號)中大致恒定，允許為功率控制組估算平均的信噪比。在信噪比變化較慢或較快的系統(tǒng)中，信噪比估算的方法要隨之改變。符號度量計算器406根據(jù)非相干解調信號的輸出402和信噪比(SNR)404產生加權的符號度量408。符號度量計算器406提供的加權符號度量408傳送到符號度量“去交織”器410，以產生“去交織”的加權符號度量412。“去交織”的加權符號度量412再傳送到解碼器414。解碼器414利用“去交織”加權符號度量412產生解碼的比特序列416。當發(fā)送的信號被卷積編碼時，如在IS-95系統(tǒng)中，解碼器414典型是一個維持比(最大似然)解碼器。如果某種其它類型的分組編碼是由發(fā)射機執(zhí)行的，則使用相應的分組解碼方法。這些分組解碼方法包括最大似然解碼方法和提供逼近最大似然解碼性能的方法。解碼器414的輸出416是一個對應于解碼碼字的二進制序列。
圖5以標號500示出利用本發(fā)明的解碼電路400解碼接收信號的通信系統(tǒng)。通信系統(tǒng)的例子是蜂窩電話系統(tǒng)和個人通信系統(tǒng)。通信系統(tǒng)500含有通信單元502和基站508，并與公共電話網(wǎng)514接口。基站508應用作為信道資源的、從天線516到通信單元502的前向鏈路506，與通信單元502通信。通信單元502應用作為信道資源的、從通信單元502到天線516的反向鏈路504，與基站508通信?；?08圖示具有一個接收機510和一個發(fā)射機512，接收機510利用按照本發(fā)明的解碼電路400從通信單元502接收通信，發(fā)射機512用以向通信單元502發(fā)送通信。
圖6以標號600示出按照本發(fā)明實施的接收機的一個實施例方框圖。系統(tǒng)600含有一個或多個M-ary解調器602，用以解調接收信號601。每個M-ary解調器602非相干地解調接收信號601的一個獨立的多徑分量，產生M個輸出603。M個輸出603利用平方律組合器604組合。平方律組合器604的輸出然后由延時單元608延時，再輸入到符號度量計算器406。符號度量計算器406從延時單元608接收延時的輸出402和從SNR計算器606接收信噪比估算值404。信噪比估算值404是從平方律組合器604的輸出端得到的。符號度量計算器406應用信噪比估算值404和平方律組合器604的延時輸出402，產生加權符號度量408。由符號度量“去交織”器410“去交織”加權符號度量408。符號度量“去交織”器412的輸出由解碼器414使用，來產生解碼的比特序列416。
接收信號601代表圖5標號500中的天線516接收的信號。通信信道通常是多徑信道，接收信號是發(fā)送信號的幾個延時信號的線性總和。該種信道除了引入多徑以外，還疊加單邊頻譜密度No的加法性白高斯噪聲(AWGN)而使信號變壞。作為發(fā)射機使用長碼偽噪聲(PN)擴譜的結果，由一個以上的芯片造成的延時導致的具有延時的多徑分量，可在相互無干擾的情況下被解調。
圖7以標號700較詳細地示出按照本發(fā)明的計算信噪比的估算值的步驟流程圖。首先，在步驟702，限定信號加噪聲的估算值作為M個輸出中的最大值。然后，在步驟704，限定的一個噪聲估算值為除了M個輸出中的最大值以外所有M個輸出的平均值。而后，在步驟706，計算該信號的一個估算值作為“信號加噪聲”的估算值再減噪聲估算值的差值。再后，在步驟708，通過將信號的估算值除以噪聲的估算值，計算信噪比的一個估算值。附加的步驟710是一個可選的最后步驟，從信噪比估算值中減去與該信噪比估算值相一致的一個偏差值，計算出一個大致無偏的信噪比估算值。下文更詳細地描述這些步驟。
針對符號度量計算器406而言，本系統(tǒng)具有幾個獨特的方面。首先，在反向鏈路上使用了功率控制，以使基站接收的功率維持在一個大致恒定的電平上。功率控制是將反向鏈路傳輸分隔成為一些功率控制組來實施的。典型的是，一個功率控制組由6個沃爾什符號構成，以使每20ms業(yè)務幀中有16個功率控制組?；緶y量在一個功率控制組上接收的功率，然后，基站根據(jù)測量的功率是高于還是低于所需閾值，命令移動單元遞增或遞減發(fā)送功率一個固定增量或減量(例如1dB)。請注意，基站必須估算功率控制組的信噪比，以實現(xiàn)功率控制。
在一幀期間SNR不恒定的通信系統(tǒng)中，如果先知瞬時SNR并在解碼過程中利用它，則可以極大地增強解碼的性能(亦即幀差錯率和比特差錯率)。在本發(fā)明中，在功率控制組持續(xù)期間SNR大致是恒定的?！癝NR只是大致恒定的”有兩個原因。第一個原因是，雖然在功率控制組持續(xù)期間發(fā)射機功率保持恒定，但由信道引起的衰落是一個連續(xù)的隨機過程；鑒此，盡管在功率控組持續(xù)期間所需發(fā)射的發(fā)射功率保持恒定，而由基站接收的能量是不恒定的。SNR在功率控制組持續(xù)期間只是大致恒間定的第二個原因是因為干擾也隨時間變化。如果干擾發(fā)射的功率控制組與所需功率控制組的發(fā)射相一致，則在功率控制組持續(xù)期間所干擾發(fā)送的能量是恒定的。然而，干擾也經(jīng)受時間變化衰落的過程，以使基站接收的干擾能量是不恒定的。不過，盡管SNR在功率控制組內變化，但與構成一幀的16個功率控制組內相比，一個功率控制組內SNR的變動要小得多。
對于功率控制組內的第P個M-ary符號，1≤p≤6，令矢量Z(P)＝(Z1(P)，Z2(P)，KZM(P))表明平方律組合器604的矢量輸出，則第p個M-ary符號可以分別具有噪聲和信號的估算值為N^0(p)=Σ{k=zk(p)≠zmax(p)}zk(p)/63---E^w(p)=zmax(p)-N^0(p),]]>式中，Zmax(P)＝max{ZK(P)}。然后，由下式得出該功率控制組的一個估算值 E^W/N^0=(Σ1≤p≤6E^W(p))/(Σ1≤p≤6N^0(p)).]]>
這個估算值的基本原理是，平方律組合器604的最大輸出通常對應于發(fā)送的沃爾什符號。當然，最大輸出并非總是對應于發(fā)送的沃爾什符號，尤其是在SNR小的時候。為此，估算值 的平均值總是大于實際值EW，估算值 的平均值總是小于實際值No。因形成這個估算值的樣值數(shù)目而使 的偏差很小。根據(jù)同樣理由， 的方差也小。因估算值 的偏差是No的函數(shù)，故通過從估算值EW中減去與估算的噪聲電平 相一致的偏差值，可以得出一個大致無偏差的估算值 。估算值 和SNR估算 構成了SNR計算器606的內容。
還有另一種估算SNR的方法，在某些實例中可得出更好的性能。在這個另一種方法中，噪聲估值如前所述，亦即，解調器除了最大值之外的全部輸出都基于噪聲。噪聲密度的估算值是通過對與噪聲相對應的整個功率控制組取解調器輸出的平均值來計算得出的。請注意，因一個功率控制組中噪聲輸出的數(shù)目典型值為378，故對于一個功率控制組中一個或多個符號來說，如果解調器最大輸出并不對應于發(fā)送信號，則噪聲估算值只是輕微地被損壞。該噪聲估算值用來歸一化解調器最大輸出。信噪比的最大似然估算值 由下式得出，E^w,ml/No^=maxprob(Zmax|No=N^o,Ew=x)]]>解調器最大輸出的條件密度作為歸一化信號能量的函數(shù)，僅與接收機中組合的多徑分量的數(shù)目有關。因接收機控制這個數(shù)值，故接收機知道組合的多徑分量數(shù)目。使用一個查表程序可以實現(xiàn)信噪比的最大似然估算。每個多徑分量需要一個單獨的表。
就符號度量計算器406而言，通常，對于具有二進制表示(bq，1，bq，2，……bq，6)的一個任意的M-ary符號q，將一個度量指配給該q的二進制表示中的每個比特，以在維特比解碼器414中使用。
維特比解碼器的最佳解碼度量是對數(shù)似然比，下文將詳述。對于每個索引i，1≤i≤6，令S0i代表在第i個位置時二進制表示為0的M-ary符號的集，令S1i代表互補集。在一個M-ary符號的二進制表示的第i個位置時，一個二進制符號bi的對數(shù)似然比由下式計算log(p0i(bi,z)p1i(bi,z))=(-1)bilog(Σj∈S0′zj(m-1)/2Im-1(22zjEw/N0)Σk∈S1′zk(m-1)/2Im-1(22zkEw/N0)).]]>式中，Ia(x)代表的第一類第a階修改貝塞爾(Bessel)函數(shù)，z是平方律組合器604的輸出。
因涉及的計算的數(shù)量和復雜性而使最佳接收機度量太復雜不能實現(xiàn)。較簡單實施的另一種度量如下所述。令Zji，max代表Sji集的最大元素。參考上文所述的對數(shù)似然比。因式中分子和分母和分別由與S0i和S1i的最大元素所對應的項決定，故可以采用下文提出的用以簡化度量計算的兩種可替代的解決方案中的任一種。
第一種方案是用分子和分母的最大值項來逼近分子和分母。然而，由于由此得到的近似僅取決于Z0，maxi和Z1i，max，所以更直接的途徑是為二進制符號bi確定一個對數(shù)似然比，它只利用量值Z0i，max和Z1i，max。僅基于Z0i，max和Z1i，max的bi的對數(shù)似然比由下式計算log(p0i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y)p1i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y))=]]>(-1)bilog((fncm(x)Fcm(x)+(M2-1)Fncm(x)fcm(x)fncm(y)Fcm(y)+(M2-1)Fncm(y)fcm(y))fcm(y)Fcm(y)fcm(x)Fcm(x)).]]>式中，fcm(x)=xm-1e-x(m-1)!,Fcm(x)=1-e-xΣj=1mxj-1(j-1)!]]>(x/2(Ew/N0))(m-1)/2e-(x+2Ew/N0)I0(22xEw/N0),]]>Fncm(x)=1-Qm(2Ew/N0,2x),]]>其中，Qm代表普通化Marcum的Q函數(shù)。
由于存在指數(shù)和普遍化Marcum的而使簡化的對數(shù)似然比的仍然難以估算。然而，下面的簡易表示式是對數(shù)似然比的滿意逼近log(p0i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y)p1i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y))≈c1(-1)bi(Ew/N0)(x-y)]]>常數(shù)C1在解碼器選擇的那條通路上是無效的，為此，在實施中，可以任意地設定。估算的SNR插在上式中可得到bi的加權符號度量這由下式表示log(p0i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y)p1i(bi.z0.maxi=x,z1,maxi=y))≈c1(-1)bi(E^w,u/N^0)(x-y).]]>
符號度量計算器406利用從延時單元608來的和從SNR計算器606提供的SNR估算值404來的兩個輸入，計算加權符號度量。延時單元608插入準確地為一個功率控制組(6個沃爾什符號)的延時，以使符號度量計算器406所需的SNR估算值可以由SNR計算器計算。符號度量計算器406的輸出然后送往符號度量“去交織”器410。符號度量“去交織”器的操作是發(fā)射機中符號“交織器”所執(zhí)行的操作的逆反。
在‘去交織“之后，度量送往解碼器414(它通常是維特比解碼器)。由于符號度量在這里限定，故維特比解碼器選擇具有最大度量的碼字，亦即，維特比解碼器解碼屬于卷積碼的序列{bi}i＝1576(卷積碼的個別二進制符號度量之和為最大)。解碼器414的輸出416是與解碼的碼字相對應的二進制輸入序列。
本發(fā)明提供了一種用以在通信系統(tǒng)中解碼接收信號的方法和解碼器電路及系統(tǒng)。相對于先有技術的解決方案，本發(fā)明可以明顯降低達到給定的比特差錯概率或幀差錯概率所要求的信噪比。此外，本方法和裝置對于在背景噪聲No隨時間變化的環(huán)境中工作所導致的質量損傷較不敏感，而隨時間變化的背景噪聲電平No是能實施本發(fā)明的環(huán)境的特征。還請注意，為達到一個給定的通信可靠性等級所需的信噪比的任何減小，直接對應于本發(fā)明工作所在的CDMA系統(tǒng)中容量的增加。最后應當注意，本方法不復雜，足以能在接收機中計算加權符號度量。
雖然，上文描述了示例性的實施例，但對本領域的技術人員顯然可以作出許多變更和修改，且不偏離本發(fā)明。據(jù)此，所附的權利要求書限定的本發(fā)明的精神和范圍覆蓋了所有這些變更和修改。
權利要求
1.一種用以在通信系統(tǒng)中有效地解碼非相干解調信號的方法，其中，非相干解調信號含有多個M-ary符號，每個符號具有M個輸出，和對應于K個數(shù)據(jù)符號，這里M等于2K，該非相干解調信號與一個信噪比有關，其特征在于，該方法包括以下步驟1A)根據(jù)該信噪比和M個輸出，為每個M-ary符號計算K個加權符號度量，以產生多個加權符號度量；1B)利用符號度量“去交織”器，使這多個加權符號度量“去交織”，以產生多個“去交織”的加權符號度量；1C)利用解碼器，解碼這多個“去交織”的加權符號度量，以產生出一個解碼信號。
2.權利要求1的方法，其特征在于，在步驟1A中，信噪比是一個估算值。
3.權利要求1的方法，其特征在于，該方法還包括一個初始步驟，根據(jù)M個輸出，計算信噪比估算值，和選擇3A-3B中的一個3A)計算信噪比的估算值應用最大似然估算(MLE)；3B)計算信噪比的估算值還包括以下步驟3B1)限定信號加噪聲的一個估算值作為M個輸出的最大值；3B2)限定一個噪聲估算值為除了M個輸出的最大值以外的所有M個輸出的平均值；3B3)計算一個信號估算值為“信號加噪聲”的估算值減噪聲估算值的差值；3B4)將信號的估算值除以噪聲的估算值，計算出信噪比估算值；可選擇，3B5)本方法還包括一個最后的步驟，從信噪比估算值減去與該信噪比估值相一致的一個偏差值，以計算一個大致無偏差信噪比估算值。
4.權利要求1的方法，其特征在于，為每個M-ary符號計算K個加權符號度量還包括以下步驟4A)選擇K個最大值“1”輸出，即K個數(shù)據(jù)符號的每個為1，其中一個最大值1輸出是M個輸出中的最大者，其相應的數(shù)據(jù)符號為1；4B)選擇K個最大值0輸出，即K個數(shù)據(jù)符號的每個為1，其中一個最大值0輸出是M個輸出中的最大者，其相應的數(shù)據(jù)符號為0；4C)確定K個最大0輸出與K個最大1輸出之間的K個差值；4D)將該信噪比的一個函數(shù)乘以K個差值的每個，以產生K個加權符號度量。
5.權利要求4的方法，其特征在于，包括至少5A-5C之一5A)在步驟4D中，該信噪比的該函數(shù)是該信噪比的一個估算值；5B)在步驟4D中，該信噪比的該函數(shù)是該信噪比估算值的一個非線性函數(shù)；5C)在步驟4D中，該信噪比的該函數(shù)是該信噪比估算值的一個平方根。
6.權利要求1的方法，其特征在于，在步驟1C中，利用一個維特比解碼器來解碼非相干解調信號的值。
7.一種解碼器電路，用以在通信系統(tǒng)中有效地解碼非相干解調信號，其中，非相干解調信號含有多個M-ary符號，每個符號具有M個輸出，和對應于K個數(shù)據(jù)符號，這里M等于2K，該非相干解調信號與一個信噪比有關聯(lián)，其特征在于，該解碼器電路含有7A)一個符號度量計算器，用以接收該信噪比和代表符號的M個輸出，并為每個M-ary符號計算K個加權符號度量，以產生多個加權符號度量；7B)一個符號度量“去交織”器，可操作地耦合到符號度量計算器，用以“去交織”多個加權符號度量和產生多個“去交織”的加權符號度量；7C)一個解碼器，可操作地耦合到符號度量“去交織”器，用以接收多個“去交織”的加權符號度量，根據(jù)每個“去交織”的加權符號度量產生一個解碼的比特序列。
8.權利要求7的解碼器電路，其特征在于，包括至少8A-8B之一8A)在符號度量計算器中，信噪比是一個估算值；8B)該解碼器是一個維特比解碼器。
9.一個具有解碼器電路的系統(tǒng)，用以有效地解碼接收信號，其中，利用M-ary調制對接收信號二進制編碼、比特交織和解調，這里M＝2K，k是數(shù)據(jù)符號的數(shù)目，其特征在于，該接收系統(tǒng)包含有9A)一個M-ary解調器裝置，用以響應接收信號，產生非相干解調信號；9B)一個平方律組合器，可操作地耦合到M-ary解調器，用以根據(jù)非相干解調信號產生M個輸出；9C)一個信噪比計算器，可操作地耦合到平方律組合器，用以根據(jù)M個輸出計算信噪比；9D)一個延時單元，可操作地耦合到平方律組合器，用以根據(jù)從平方律組合器來的代表符號的M個輸出、產生M個延時輸出；9E)一個符號度量計算器，可操作地耦合到信噪比計算器和延時單元，用以接收信噪比和M個延時輸出，產生多個加權符號度量；9F)一個符號度量“去交織”器，可操作地耦合到符號度量計算器，用以利用多個加權符號度量、產生多個“去交織”的加權符號度量；9G)一個解碼器，可操作地耦合到符號度量“去交織”器，用以根據(jù)多個“去交織”的加權符號度量、產生一個解碼的比特序列。
10.權利要求9的系統(tǒng)，其特征在于，包括至少10A-10B之一10A)該M-ary解調器裝置是由多個M-ary解調器組成的，用以解調接收信號的多個多徑分量；10B)該信噪比計算器根據(jù)接收信號的一個預定功率控制組、產生信噪比。
全文摘要
利用一種不復雜的、與信道的衰落統(tǒng)計特性無關的系統(tǒng)有效地解碼非相干解調信號。符號度量計算器(406)從非相干解調信號(402)接收信噪比(404)和符號，有效地產生加權符號度量(408)。然后利用符號度量“去交織”器(410)“去交織”加權符號度量。解碼器(414)根據(jù)“去交織”的加權符號度量(412)，產生一個解碼的比特序列(416)。
文檔編號H04L1/00GK1136372SQ95190954
公開日1996年11月20日 申請日期1995年7月19日 優(yōu)先權日1994年9月28日
發(fā)明者科林·戴維德·弗蘭克 申請人:摩托羅拉公司