專利名稱：用于多徑時(shí)間離散信號(hào)的分集接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)據(jù)無線通訊接收機(jī)中的分集合并技術(shù)和均衡技術(shù)。
背景技術(shù)：
近幾年，數(shù)字無線通訊系統(tǒng)用于在多地址間傳輸各種各樣的信息。在數(shù)字通訊中，信息轉(zhuǎn)換為用于通訊的數(shù)字或二進(jìn)制形式，稱為比特。發(fā)射機(jī)將比特流映射為調(diào)制的信號(hào)流，由數(shù)字接收機(jī)探測(cè)到并映射回比特和信息。
在無線數(shù)字通訊中，無線電環(huán)境存在許多阻礙通訊順利進(jìn)行的困難。一個(gè)困難是由于信號(hào)可能在多個(gè)路徑中傳輸，信號(hào)電平會(huì)衰落。結(jié)果到達(dá)接收機(jī)天線的信號(hào)映象會(huì)失相。這種衰落通常稱為Rayleigh衰落或快衰落。當(dāng)信號(hào)衰落時(shí)，信噪比降低，引起通訊聯(lián)接質(zhì)量下降。
第二個(gè)困難出現(xiàn)在多個(gè)信號(hào)路徑的距離差異很大的時(shí)候。在這種情況下，出現(xiàn)時(shí)間離散，衰落的信號(hào)映象在不同的時(shí)間到達(dá)接收機(jī)天線，使信號(hào)回波增大。這會(huì)引起碼間干擾(ISI)，即信號(hào)的回波會(huì)干擾后續(xù)信號(hào)。
Raleigh衰落可以在接收機(jī)利用分集技術(shù)得到緩解，如天線分集。信號(hào)由許多天線接收。因?yàn)樘炀€的位置和/或天線的形式之間有很小的差異，天線上信號(hào)的衰落程度不同。在接收機(jī)中，用諸如最大比率合并技術(shù)、等增益合并技術(shù)和選擇合并技術(shù)，多個(gè)天線信號(hào)在信號(hào)檢測(cè)之前或之后被結(jié)合在一起。這些技術(shù)對(duì)本專業(yè)技術(shù)人員是眾所周知的，并且可以在標(biāo)準(zhǔn)教科書中找到，如W.C.Y.Lee的《移動(dòng)通訊工程》，1982，紐約邁克豪希爾公司出版(“Mobile Communications Engineering”，New YorkMcGraw-Hill，1982)。
時(shí)間離散可以用均衡器來緩和。一般的均衡方式有線性均衡器、判決反饋均衡器和最大似然序列估計(jì)均衡器(MLSE)。線性均衡器通過對(duì)接收到的信號(hào)濾波來消除信道的影響。判決反饋均衡器利用信號(hào)預(yù)檢測(cè)，消除由這些前面信號(hào)的回波引起的碼間干擾。而MLSE均衡器假設(shè)各個(gè)傳輸信號(hào)序列，并用離散信道模型判決哪一個(gè)假設(shè)最符合接收到的數(shù)據(jù)。這些均衡技術(shù)對(duì)于本專業(yè)的技術(shù)人員是眾所周知的，并且能在標(biāo)準(zhǔn)教科書中找到，如J.G.Proakis的《數(shù)字通訊》，1989，第2版，紐約邁克豪·希爾公司出版。(“Digital Communications，2nd-ed.，NewYorkMcGraw-Hill，1989?！?。
在這三種通常的均衡技術(shù)中，MLSE均衡技術(shù)從性能上講是優(yōu)選的。在MLSE均衡器中，所有可能的傳輸信號(hào)序列都考慮了。對(duì)于各個(gè)假設(shè)序列，用多徑信道模型預(yù)測(cè)接收的信號(hào)樣本。預(yù)測(cè)的接收信號(hào)樣本與實(shí)際接收信號(hào)樣本間的差異稱作預(yù)測(cè)誤差，這一誤差表示了一種具體假設(shè)的好壞。預(yù)測(cè)誤差的模的平方被用作評(píng)估一種假設(shè)的判據(jù)。不同假設(shè)的這種判據(jù)被收集起來，用于確定哪種假設(shè)更好。這一過程可以很好地用維特比算法實(shí)現(xiàn)，它是一種動(dòng)態(tài)程序設(shè)計(jì)。
從理想情況來說，分集合并處理和均衡處理應(yīng)該以某種最佳方式結(jié)合起來。最近研究表明，對(duì)于MLSE均衡，分集合并必須在均衡器中進(jìn)行。這一研究可以在W.H.Sbeen and G.L.Stüber的“用于多徑衰落信道的MLSE均衡和解碼技術(shù)，IEEE通訊交流，39卷1455-1464頁，1991年10月”(“MLSE equalization and decoding fbr multipathfadingchannels，”IEEE Trans.Commun，vol.39，pp.1455-1464，Oct.1991)；Q.Liu and Y.Wan的“含有雙重分集合并/選擇的自適應(yīng)最大似然序列估值接收器”，個(gè)人、室內(nèi)和移動(dòng)無線通訊國(guó)際年會(huì)，麻省、波士頓，245-249頁，1992年10月19日-21日(“An adaptive maximum-likelihood sequence estimation receiver with dual diversitycombining/selection，”Intl.symp.on Personal，Indoor and Mobile RadioCommun，Boston，MA，pp.245-249，Oct.19-21，1992)；和Q.Liu and Y.Wan的“用于TDMA數(shù)字蜂窩無線通訊的統(tǒng)一MLSE檢測(cè)技術(shù)”，第43屆IEEE汽車技術(shù)會(huì)議，?？丝私z，新澤西，265-268頁，1993年5月18-20日(“An unified MLSE detection technique for TDMAdigifal cellular radio，”43rd IEEE Vehicular Technology Conference，Seacancus，NJ，pp.265-268，May 18-20，1993)等文獻(xiàn)中找到。上面提到的研究中，通過在形成判據(jù)時(shí)將來自不同分集信道的預(yù)測(cè)誤差的模的平方相加，來完成分集合并。
進(jìn)一步的改進(jìn)是定標(biāo)不同分集支路的預(yù)測(cè)誤差平方。這種MLSE均衡器的詳細(xì)描述在T.O.Backstrom等人的美國(guó)專利No.5,191,598中給出，并在這里引用作為參考。不幸的是MLSE均衡器包含了很多預(yù)測(cè)誤差平方的計(jì)算。在硬件和軟件復(fù)雜性方面這都是十分昂貴的。因此，有必要減小MLSE均衡器/分集合并器的復(fù)雜性。
對(duì)于設(shè)有分集合并的MLSE均衡器，Ungerboeck方法提供了兩個(gè)步驟來減小復(fù)雜性。如G.Ungerboeck在“用于載波調(diào)制數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的最大似然接收器，”IEEE通訊交流，COM-22卷，第4期，624-535頁，1974年5月，(“Adaptive maximum likelihood receiver forcarrier modulated tata tras mission systems，”IEEE Trans.Commun.vol.COM-22，No.4，pp.624-535，May1974)中所描述的。第一步是展開模的平方項(xiàng)，并刪除在所有假設(shè)中相同的項(xiàng)。例如，(a-b)2項(xiàng)可展開為a2-2ab+b2。如果“a”不取決于假設(shè)的數(shù)據(jù)，那么a2項(xiàng)可以在判據(jù)計(jì)算中去除。
Ungerboeck用的第二步是重新安排判據(jù)計(jì)算的次序。對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)的MLSE均衡，判據(jù)的計(jì)算和修正基于連續(xù)的接收數(shù)據(jù)樣本。每一次維特比算法的迭代相應(yīng)于一個(gè)新接收的數(shù)據(jù)樣本。用第二步驟，每一次維特比算法的迭代相應(yīng)于一個(gè)新傳送的信號(hào)。
這兩個(gè)步驟可以通過一個(gè)簡(jiǎn)單的例子進(jìn)一步地解釋。假設(shè)發(fā)射機(jī)發(fā)送一個(gè)信號(hào)流s(n)，這里s(n)表示S的可能復(fù)數(shù)值之一。在接收機(jī)端，接收的信號(hào)每隔T秒采樣一次，以便給出接收信號(hào)流r(n)，這里T是信號(hào)的周期。假設(shè)干擾信道包括兩個(gè)衰落波，即主波和回波，回波滯后T秒到達(dá)。那么，接收信號(hào)可以由下面的模型表示r(n)＝c(0)s(n)+c(1)s(n-1)+n(n)式中c(0)和c(1)是復(fù)信道抽頭值，n(n)是某種相加噪聲。
在MLSE均衡器中，第n次迭代時(shí)，應(yīng)該有先前的不同S“狀態(tài)”，與s(n-1)中的S的可能值相對(duì)應(yīng)。結(jié)合先前的不同狀態(tài)，從先前的迭代中累積出一個(gè)累積判據(jù)。還存在S的當(dāng)前狀態(tài)，與S的可能值s(n)相對(duì)應(yīng)。每對(duì)可能的先前狀態(tài)和當(dāng)前狀態(tài)與假設(shè)的序列{sh(n)，sh(n-1)}相對(duì)應(yīng)。對(duì)于每一假設(shè)，預(yù)測(cè)的接收信號(hào)值為rpred(n，h)＝c(0)sh(n)+c(1)sh(n-1)相應(yīng)的支路判據(jù)或delta判據(jù)可以由下式給出Mh(n)＝|r(n)-rpred(n，h)|2目前狀態(tài)可選擇的判據(jù)可以是支路判據(jù)和與Mh(n-1)相聯(lián)系的先前的累積判據(jù)的總和。對(duì)每一個(gè)當(dāng)前狀態(tài)，存在S可能的先前狀態(tài)。對(duì)于每一個(gè)當(dāng)前狀態(tài)，給出最小可選擇判據(jù)的先前狀態(tài)被選作前導(dǎo)狀態(tài)，并且該可選擇判據(jù)成為當(dāng)前狀態(tài)的累積判據(jù)。
在下一次迭代中，用r(n+1)，在n時(shí)的當(dāng)前狀態(tài)變成n+1時(shí)的先前狀態(tài)。在所有數(shù)據(jù)被接收后，具有最小累積判據(jù)的狀態(tài)和所有的前導(dǎo)狀態(tài)，表示了最有可能傳輸?shù)男盘?hào)序列，這將成為檢測(cè)到的信號(hào)序列。有時(shí)在接收所有數(shù)據(jù)之前，用一種判決深度作出判決。
第一個(gè)Ungerboeck步驟可以通過展開Mh(n)的表達(dá)式來說明。這樣給出Mh(n)＝A(n)+B(n)+C(n)+D(n)其中A(n)＝|r(n)|2B(n)＝2Re{r(n)c*(0)sh*(n)}+2Re{r(n)c*(1)sh*(n-1)C(n)＝|c(0)|2|sh(n)|2+|c(1)|2|sh(n-1)|2D(n)＝2Re{c(0)c*(1)sh(n)sh*(n-1)}這里“*”表示復(fù)數(shù)共軛。Ungerboeck方法舍去A(n)項(xiàng)，此項(xiàng)對(duì)于所有Mh(n)是相同的。
Ungerboeck的第二步驟是將各次迭代中與sh*(n)成比例的項(xiàng)結(jié)合起來。在第n+1次迭代中，這些項(xiàng)是B(n+1)＝2Re{r(n+1)C*(0)sh*(n+1)}+2Re{r(n+1)c*(1)sh*(n)}C(n+1)＝|c(0)|2|sh(n+1)|2+|c(1)|2|sb(n)|2D(n+1)＝2Re{c(0)c*(1)sh(n+1)sh*(n)}這樣，在兩次迭代中都存在與sh*(n)成比例的項(xiàng)。通過定義一個(gè)新的判據(jù)M′h(n)將這些項(xiàng)結(jié)合起來，即M′h(n)＝B′(n)+C′(n)+D(n)這里，B′(n)＝2Re{f(n)sh*(n)}f(n)＝r(n)c*(0)+r(n+1)c*(1)C′(n)＝(|c(0)|2+|c(1)|2)sh|n)|2結(jié)果，B′(n)包含f(n)，這可以通過對(duì)接收信號(hào)r(n)的濾波實(shí)現(xiàn)，濾波器使用了抽頭c*(0)和c*(1)。
因此，新的判據(jù)使用了r(n)和r(n+1)兩個(gè)數(shù)據(jù)樣本，而不僅僅是r(n)一個(gè)。而且，不象B(n)和C(n)，B′(n)和C′(n)僅取決于一個(gè)假設(shè)信號(hào)sh(n)，而不是取決于sh(n)和sh(n+1)兩個(gè)。這樣從概念上講，第n次迭代對(duì)應(yīng)于發(fā)送的信號(hào)sh(n)，而不是接收的數(shù)據(jù)值r(n)。
當(dāng)MLSE均衡與分集合并聯(lián)合進(jìn)行時(shí)，Ungerboeck方法可以用于減少復(fù)雜性。對(duì)c(0)和c(1)不隨時(shí)間變化的情況，稱之為靜態(tài)信道情況，Atkinson等的美國(guó)專利No.5,031,193對(duì)此進(jìn)行了描述。在Atkinson等人的專利中，用Ungerboeck兩個(gè)步驟進(jìn)行解調(diào)，如美國(guó)專利No.5,031,193中

圖1和圖2所示。在Atkinson等人專利的圖2中，f(n)項(xiàng)通過分集支路1的匹配濾波器和分集支路2的匹配濾波器得到。
然而，利用Ungerboeck方法也有不利的一面。一個(gè)問題是在上述例子中，信道抽頭c(0)和c(1)可能隨取樣時(shí)間n變化。在常規(guī)方法中，c(0)和c(1)項(xiàng)可以用c(0，n)和c(1，n)代替。結(jié)果，Ungerboeck方法包含了時(shí)間n和n+1的信道抽頭的混合。這不僅要有存儲(chǔ)多組信道抽頭值的能力，并且可能使信道跟蹤更加困難。信道跟蹤和預(yù)測(cè)是眾所周知的，而且能夠在A.P.Clark和S.Hariharan的“用于HF無線電聯(lián)接的自適應(yīng)信道估計(jì)器”，IEEE通訊交流，第37卷，918-926頁，1989年9月(“Adaptive channel estimator for an HF radio link”，IEEETrans.Commun，Vol.37，pp.918-926，Sept.1989)中找到例子。
在美國(guó)專利No.5,031.193中給出了一種替代解決方法，來處理隨時(shí)間變化的信道抽頭的情況。然而，這種方法沒有使用Ungerboeck方法，而且沒有將均衡和分集合并技術(shù)以最佳方法結(jié)合。而是每一分集支路有獨(dú)立的均衡器。信道跟蹤是用支路檢測(cè)進(jìn)行的，這種檢測(cè)沒有分集合并檢測(cè)的好處。這些均衡器輸出用標(biāo)準(zhǔn)分集合并技術(shù)相結(jié)合。所以均衡和分集合并是分別進(jìn)行的，而不是聯(lián)合進(jìn)行。
因此，對(duì)于一個(gè)接收機(jī)而言，MLSE均衡和分集合并聯(lián)合進(jìn)行是必要的，并且這有助于信道作為時(shí)間的函數(shù)而隨時(shí)間變化的情況。
發(fā)明概述本發(fā)明的目的是為用于無線數(shù)字通訊接收機(jī)的MLSE均衡和分集合并的聯(lián)合提供一個(gè)有效的方式。這一方式是通過展開判據(jù)表達(dá)式和收集對(duì)應(yīng)于相同假設(shè)傳輸信號(hào)的項(xiàng)來實(shí)現(xiàn)的。本發(fā)明實(shí)施方案將在靜態(tài)和時(shí)變信道的情況下給出。
本發(fā)明的實(shí)施方案之一公開了一種數(shù)字通訊接收機(jī)，它包括信號(hào)處理多個(gè)分集支路以產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息的裝置。信道估計(jì)裝置從數(shù)據(jù)樣本和同步信息形成信道估計(jì)。然后數(shù)據(jù)樣本和信道估計(jì)被預(yù)處理裝置用來產(chǎn)生判據(jù)倍增因子。最后結(jié)合裝置將判據(jù)倍增因子和假設(shè)數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，利用序列估計(jì)算法形成和累積判據(jù)，產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流。
根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案公開了一種數(shù)字通訊接收機(jī)，它包含信號(hào)處理多個(gè)分集支路以產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息的裝置。信道估計(jì)裝置用同步信息和初始檢測(cè)數(shù)據(jù)形成信道估計(jì)，以產(chǎn)生時(shí)變信道估計(jì)。然后，數(shù)據(jù)預(yù)處理裝置用樣本和信道估計(jì)產(chǎn)生判據(jù)倍增因子。最后，結(jié)合裝置將判據(jù)倍增因子與假設(shè)數(shù)據(jù)序列結(jié)合，用序列估計(jì)算法得到累積判據(jù)，產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流。
附圖簡(jiǎn)述本發(fā)明的這些以及其他特征和優(yōu)點(diǎn)，從下面的書面描述，結(jié)合附圖，對(duì)于普通的本領(lǐng)域的技術(shù)人員將很容易地理解，附圖包括圖1表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的數(shù)字通訊接收機(jī)；圖2表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的支路信號(hào)處理器；圖3表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的判據(jù)預(yù)處理；圖4表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的數(shù)字通訊接收機(jī)；圖5表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的支路信號(hào)處理器；圖6表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的判據(jù)預(yù)處理。
公開內(nèi)容的詳細(xì)描述在本發(fā)明中，MLSE均衡和分集合并在一個(gè)分集均衡器中同時(shí)進(jìn)行。在這一實(shí)施方案中，s(nT)項(xiàng)是傳輸信號(hào)序列，信號(hào)周期是T秒。脈沖成形被用于產(chǎn)生一個(gè)連續(xù)的時(shí)間信號(hào)t(t)。另外，rd(f)項(xiàng)是從分集支路d接收到的基帶復(fù)數(shù)信號(hào)。同步以后，采樣得到的接收數(shù)值被處理，在每個(gè)信號(hào)周期T中有M個(gè)樣本。這對(duì)于基于符號(hào)的均衡(M＝1)和空間分步均衡(M＞1)的情況都適用。
因此，在時(shí)間區(qū)間(nT，(n+1)T)，樣本rd(nT)，rd((n+1)/M)T)…rd((n+(M-1)/M)T)被各個(gè)分集支路接收，一個(gè)樣本對(duì)應(yīng)一個(gè)采樣相位。下列的信道模型用于表示接收的信號(hào)。
rd((n+m/M)T)＝cd，m(0，n)s(nT)+cd，m(1，n)s((n-1)T)+…+cd，m(J-1，n)s((n-J+1)T)式中m＝0，1，…M-1這里J是每個(gè)模型的信道抽頭數(shù)，cd，m(j，n)是在時(shí)間間隙n，分集支路d的采樣相位為m的第j個(gè)信道抽頭值。
下面的delta判據(jù)用于第n次迭代的維特比算法Mh(n)=Σd=0D-1Σm=0M-1|rd((n+m/M)T)-rd,pred((n-m/M)T,h)|2]]>其中rd,pred((n+m/M)T,h)=Σj=0J-1cd,m(j,n)sh(j)]]>并且sh(j)表示一個(gè)假設(shè)信號(hào)s(jT)。這一判據(jù)需要相當(dāng)大的計(jì)算量。
在一些應(yīng)用中，在產(chǎn)生判據(jù)時(shí)用加權(quán)求和是有利的。這樣得出一個(gè)新的形式Mh(n)=Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)|rd((n+m/M)T)-rd,pred((n+m/M)T,h)|2]]>這里Wd，m(n)是非復(fù)數(shù)加權(quán)因子。
對(duì)于最佳的結(jié)合，這些加權(quán)應(yīng)該是在采樣相位為m時(shí)，支路d上的噪聲功率倒數(shù)的估計(jì)，即Wd，m(n)＝1/Nd，m(n)。噪聲功率在所有或某些迭代中保持常數(shù)，或隨每一次迭代n變化。因?yàn)榛谝阎耐叫蛄?，噪聲樣本可以通過取接收信號(hào)樣本和預(yù)測(cè)信號(hào)樣本間的差而得到，所以噪聲功率可以從初始信道抽頭估計(jì)和同步數(shù)據(jù)得到。從這些噪聲的模的平方和平均值可以得到Nd，m(n)的一個(gè)估計(jì)值?？梢詫⒉煌蓸酉辔籱的估計(jì)結(jié)合起來，得到獨(dú)立于時(shí)間和采樣相位的加權(quán)Wd＝1/Nd。如果信道是時(shí)變的，信號(hào)跟蹤器的內(nèi)部信號(hào)可用于估計(jì)時(shí)變?cè)肼暪β省Ａ硪环矫?，這些可以用檢測(cè)的信號(hào)、信道抽頭估值和接收的數(shù)據(jù)來估計(jì)。多個(gè)采樣相位的結(jié)果可以相結(jié)合，因此給出Wd(n)＝1/Nd(n)。
對(duì)于半最佳結(jié)合，這些加權(quán)是一致的，并且在應(yīng)用中可以忽略。對(duì)于選擇合并，除了被選擇的分集信道和采樣相位，所有的加權(quán)都是零，選擇是基于多個(gè)準(zhǔn)則(criteria)，比如各個(gè)支路的信噪比和可能的采樣相位的估計(jì)，或者各個(gè)支路信號(hào)或接收功率和可能的采樣相位的估計(jì)。也存在其它加權(quán)的可能性。這在某些方面與分集支路的質(zhì)量有關(guān)。
為了減少復(fù)雜性，Ungerboeck第一步驟被用在各個(gè)分集支路和各個(gè)采樣相位。所有假設(shè)中相同的項(xiàng)被刪除。這樣給出Mh(n)＝Bh(n)+Ch(n)+Dh(n)其中Bh(n)=-2Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)Σj=0J-1Re{rd((n+m/M)T)cd,m*(j,n)sh*(n-j)}]]>Ch(n)=Σd=0D-1Σm=0M-1Wd,m(n)Σj=0J-1|Cd,m(j,n)|2|sh(n-j)|2]]>Dh(n)=2Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)Σj=0J-1Σk=0k≠jK-1Re{cd,m*(j,n)cd,m(k,n)sh*(n-j)sh(n-k)}]]>在這里，沒有進(jìn)行Ungerboeck第二步驟中的從不同迭代中收集項(xiàng)的過程。而根據(jù)本發(fā)明，在同一迭代中改變了求和的順序。這樣可得到新的形式Bh′(n)=-2Σj=0J-1Re{[Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)rd((n+m/M)T)cd,m*(j,n)]sh*(n-j)}]]>Ch′(n)=Σj=0J-1[Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)|cd,m(j,n)|]|sh(n-j)|2]]>Dh′(n)=2Σj=0J-1Σk=0k>jJ-1Re{[Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)cd,m*(j,n)cd,m(k,n)]sh*(n-j)sh(n-k)}]]>括弧[]中的項(xiàng)不依賴于假設(shè)的數(shù)據(jù)。因此這些項(xiàng)可以在判據(jù)預(yù)處理器中計(jì)算，并且可以在判據(jù)處理器中計(jì)算判據(jù)時(shí)多次使用。
在B′h(n)中括弧[]內(nèi)的項(xiàng)中，內(nèi)部對(duì)m求和在分集支路d的接收數(shù)據(jù)上，給出一個(gè)M抽頭FIR濾波器。因?yàn)檫@一求和對(duì)于各個(gè)j值，即不同的波或信道抽頭是不同的，這意味著每一個(gè)支路有一組FIR濾波器，每個(gè)濾波器對(duì)應(yīng)一個(gè)j值。濾波器數(shù)據(jù)和系數(shù)都是復(fù)數(shù)。對(duì)于T間隔均衡情況，當(dāng)M＝1時(shí)，每一個(gè)FIR濾波器是簡(jiǎn)單的1抽頭濾波器，它等價(jià)于一個(gè)乘法器。
對(duì)于輸入數(shù)據(jù)的每一次移動(dòng)，不必計(jì)算每一個(gè)FIR濾波的輸出。通常對(duì)于每M次輸入數(shù)據(jù)移動(dòng)，僅需要一個(gè)輸出。這一輸出對(duì)應(yīng)的情況是FIR數(shù)據(jù)容量是從r(nT)到r((n+(M-1)/M)T)的M個(gè)值。因此，這可以通過寄存器等價(jià)地實(shí)現(xiàn)，寄存器在時(shí)間n時(shí)存放這些數(shù)值。然后在時(shí)間n時(shí)信道抽頭估計(jì)用于使寄存器的內(nèi)容相乘，將結(jié)果累加在一個(gè)累加器中。
外部的對(duì)d求和表示將多組FIR濾波器合并為一組結(jié)合的輸出，每一要素對(duì)應(yīng)于不同信道抽頭j。而且對(duì)于C′h(n)和D′h(n)，在括弧[]內(nèi)的項(xiàng)僅取決于信道抽頭。如果信道抽頭沒有變化，或僅僅在多次迭代中更新一次，括弧[]中的這些項(xiàng)可以在多次迭代中重復(fù)使用。
這些措施導(dǎo)致本發(fā)明的下列形式。delta判據(jù)的計(jì)算為Mh(n)＝B′h(n)+C′h(n)+D′h(n)這里Bh′(n)=-2Σj=0J-1Re{e(j,n)sh*(n-j)}]]>Ch′(n)=Σj=0j-1f(j,n)|sh(n-j)|2]]>Dh′(n)=2Σj=0J-1Σk=0k>jJ-1Re{g(j,k,n)sh*(n-j)sh(n-k)}]]>e(j,n)=Σd=0D-1Σm=0M-1rd((n-m/M)T)cd,m*(j,n)wd,m(n)]]>f(j,n)=Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)|cd,m(j,n)|2]]>g(j,k,n)=Σd=0D-1Σm=0M-1wd,m(n)cd,m*(j,n)cd,m(k,n)k>j]]>e(j，n)，f(j，n)和g(j，k，n)項(xiàng)可以在判據(jù)預(yù)處理器中預(yù)先計(jì)算。這被稱作判據(jù)信增因子，因?yàn)樗鼈儽挥糜谛纬删馀袚?jù)的乘法器。然后，判據(jù)處理器利用了預(yù)先計(jì)算的數(shù)值執(zhí)行維特比算法。
應(yīng)當(dāng)指出，在計(jì)算判據(jù)信增因子時(shí)，可能要使用進(jìn)一步的技術(shù)來折衷存儲(chǔ)要求和處理要求。例如，可以定義xd，m(n)為wd，m(n)的平方根。然后可以用cd，m(j，n)＝xd，m(n)cd，m(j，n)代替cd，m(j，n)項(xiàng)，用rd((n+m/M)T)＝xd，m(n)rd((n+m/M)T)代替rd((n+m/M)T)。另一方面，可以定義c′d，m(j，n)＝Wd，m(n)cd，m(j，n)，并用預(yù)測(cè)(primed channel)和非預(yù)測(cè)信道(unprimed channel)的混合模型。而且，系數(shù)2可以從B′h(h)和D′h(n)中去掉，在C′h(n)上加上系數(shù)1/2。最后，所有項(xiàng)都可以被取反，給出判據(jù)的極大值。
應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于某些調(diào)制方案，所有的傳輸信號(hào)具有相同的幅度，即|sh(n)|對(duì)于所有的h和n是相同的。在這種情況下，C′h(n)和f(j，n)不需要計(jì)算。而且在某些調(diào)制方案中，sh(n-j)sh*(n-k)不需要計(jì)算J(J-1)次，因?yàn)樗ǔＨ『苌俚目赡苤?。一種可能是將這些值存儲(chǔ)在查詢表中，查詢表的目錄由假設(shè)的信號(hào)值確定。最后，對(duì)于一些調(diào)制方案，假設(shè)信號(hào)值是簡(jiǎn)單值，因此不需要乘法運(yùn)算。例如，BPSK給出的假設(shè)信號(hào)值為+1或-1，所以乘法運(yùn)算可以在需要時(shí)用改變正負(fù)號(hào)來代替。QPSK或基于QPS的調(diào)制具有類似的特性。
首先，考慮假設(shè)信道模型對(duì)于解調(diào)與具體的同步場(chǎng)相關(guān)的數(shù)據(jù)為靜態(tài)的情況，即非時(shí)變的。這種情況出現(xiàn)在使用短的色同步持續(xù)期的數(shù)字TDMA系統(tǒng)中，象GSM系統(tǒng)。這意味著cd，m(j，n)＝cd，m(j)，e(j，n)＝e(j)，f(j，n)＝f(j)，和g(j，k，n)＝g(j，k)，與n無關(guān)。因此，對(duì)每個(gè)分集支路和采樣相位，僅需要一組信道估計(jì)。而且，如果使用最佳合并，加權(quán)Wd，m(n)變成Wd，m。
上述的概念被用于描述圖1所示的依據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案之一的一個(gè)接收機(jī)中。無線電信號(hào)被許多天線100接收。每個(gè)天線信號(hào)由支路信號(hào)處理器101處理，產(chǎn)生基帶復(fù)數(shù)據(jù)樣本及同步信息。這一信息包括定時(shí)信息和可能的初始信道抽頭估計(jì)，它可以從已知的同步序列與接收數(shù)據(jù)間的關(guān)聯(lián)得到。支路信號(hào)處理器還可能包括一個(gè)存儲(chǔ)數(shù)據(jù)樣本的緩沖區(qū)。
信道估計(jì)器104用與同步場(chǎng)對(duì)應(yīng)的樣本數(shù)據(jù)和同步信息確定信道抽頭估值。信道估計(jì)器104用多種方法確定信道抽頭估值。美國(guó)專利No.5,031,193中描述了一種這樣的方法，該方法中同步相關(guān)值被簡(jiǎn)單地用作信道抽頭估值。另一種方法是找到信道抽頭估值，從最小平方意義上最佳地預(yù)測(cè)對(duì)應(yīng)于同步場(chǎng)的接收數(shù)據(jù)。因?yàn)檫@些信道抽頭估值可能是噪聲，進(jìn)一步處理這些信道抽頭估值是有用的。
數(shù)據(jù)樣本和信道抽頭估值通過判據(jù)預(yù)處理器102處理，根據(jù)要求，基本上計(jì)算出判據(jù)倍增因子e(j)，g(j，k)和f(j)。這些因子被用在判據(jù)處理器103，進(jìn)行維特比均衡處理。處理的結(jié)果是得到一個(gè)檢測(cè)信號(hào)序列，這一序列可以被轉(zhuǎn)換為信息比特流。數(shù)據(jù)或比特流可能是軟的方式或隨軟信息傳遞，它們可以被用于后面的解碼。在轉(zhuǎn)換為數(shù)據(jù)值時(shí)，判據(jù)處理器103有效地將數(shù)據(jù)解碼。這些數(shù)據(jù)可能是用任何一個(gè)調(diào)制系統(tǒng)調(diào)制的，如BPSK，GMSK，QPSK，DBPSK，DQPSK，或π/4相移DQPSK。
因?yàn)樾诺朗庆o態(tài)的，f(j)和g(j，k)項(xiàng)只需要計(jì)算一次，或者是在每一個(gè)預(yù)先確定的解調(diào)間隔中計(jì)算一次。而且，在判據(jù)處理器103中，對(duì)于所有可能的假設(shè)，C′h和D′h項(xiàng)可以預(yù)先計(jì)算并存在一個(gè)表中，以便在每次迭代時(shí)使用。如果|sh(n)|對(duì)于所有假設(shè)是相同的，象通常的調(diào)制方案所使用的那樣，那么f(j)和C′h項(xiàng)不需要計(jì)算。
圖2中更詳細(xì)地描述了支路信號(hào)處理器的實(shí)施方案，每個(gè)分集支路有一個(gè)支路信號(hào)處理器。無線電接收器200將無線電信號(hào)轉(zhuǎn)換為采樣的復(fù)基帶接收信號(hào)。有許多方法可進(jìn)行這一轉(zhuǎn)換，盡管大多數(shù)方法包括某種形式的濾波，與本機(jī)振蕩信號(hào)混頻，和放大。一個(gè)熟知的方法如美國(guó)專利No.5,031,193中圖2所示。另一種方法包含了對(duì)數(shù)極坐標(biāo)量化，緊接著轉(zhuǎn)換為復(fù)數(shù)樣本，如美國(guó)專利No.5,048,059中所示，在此引入作為參考。接收到的信號(hào)樣本存放在緩沖區(qū)201中。如果數(shù)字蜂窩系統(tǒng)是TDM或TDMA，緩沖區(qū)至少可以存儲(chǔ)一個(gè)時(shí)隙的數(shù)據(jù)。在FDM或FDMA系統(tǒng)中，緩沖區(qū)201可能被省略。
同步器202通過選擇一個(gè)或多個(gè)采樣相位，確定為進(jìn)一步處理保留哪一個(gè)數(shù)據(jù)樣本，這里采樣相位對(duì)應(yīng)于每T秒保留一個(gè)樣本。對(duì)于空間分步均衡，保持了兩個(gè)或多個(gè)樣本相位(M樣本相位被保留)。同步技術(shù)是眾所周知的。通常同步器將接收數(shù)據(jù)樣本和一個(gè)或多個(gè)已知的同步序列相關(guān)。有時(shí)只用到已知同步序列的一部分或其子序列。一般相關(guān)值以一定的方式結(jié)合然后彼此之間比較，來確定同步位置和一個(gè)或多個(gè)最佳樣本相位。采樣信息提供給抽選器203，抽選器在每個(gè)選定的采樣相位，每T秒僅保留一個(gè)數(shù)據(jù)樣本。同步器還提供同步信息，如系統(tǒng)幀定時(shí)信息和信道抽頭信息。信道抽頭信息可以與同步時(shí)計(jì)算的相關(guān)值直接相聯(lián)系。
另一個(gè)分集支路信號(hào)處理器的實(shí)施方案如圖5所示。無線電接收器500將無線電信號(hào)轉(zhuǎn)換為采樣的復(fù)基帶接收信號(hào)，存儲(chǔ)在緩沖器501，如上面參照?qǐng)D2所做的描述。與圖2所示的實(shí)施方案不同的是，無線電接收器500沒有對(duì)接收數(shù)據(jù)過采樣。而是無線電接收器在每一信號(hào)周期T中提供數(shù)據(jù)的MT樣本。因此，不需要對(duì)復(fù)數(shù)據(jù)流抽樣。然而，同步器502只提供同步信息。
圖3更詳細(xì)地描述了判據(jù)前預(yù)處理器。這個(gè)預(yù)處理器用于在需要的時(shí)候計(jì)算判據(jù)倍增因子e(j)，g(j，k)和f(j)。對(duì)于每個(gè)分集支路有一個(gè)FIR濾波器組301，它由許多FIR濾波器300組成。在每一個(gè)濾波器組301有J個(gè)FIR濾波器，即在信道模型中每個(gè)波有一個(gè)FIR濾波器。這些FIR濾波器的輸出被累加，如第一個(gè)濾波器輸出求和，第二個(gè)濾波器輸出求和，以此類推。求和由加法器302完成。這樣給出B′h(n)項(xiàng)的J判據(jù)倍增因子。
判據(jù)預(yù)處理器還計(jì)算C′h(n)和D′h(n)的判據(jù)信增因子。這些項(xiàng)每一個(gè)都包含信道抽頭值的和。這些值可以通過信道抽頭處理器303計(jì)算。如果信道是靜態(tài)的，它們只需要計(jì)算一次。然后所有預(yù)處理結(jié)果儲(chǔ)存在緩沖器304。
對(duì)于與特定的同步場(chǎng)相關(guān)聯(lián)的數(shù)據(jù)，在信道沒有明顯變化的情況下，圖1所示的實(shí)施方案是可用的。但是，如果情況不是這樣，必須對(duì)每個(gè)分集支路的信道抽頭進(jìn)行自適應(yīng)估值或自適應(yīng)預(yù)測(cè)。這種情況下使用的接收機(jī)如圖4所示，圖中的相同部件對(duì)應(yīng)于圖1中的相同部件。在這一實(shí)施方案中，從同步處理可以得到初始信道抽頭估值，并且通過對(duì)同步場(chǎng)中信道跟蹤器的排列，可以進(jìn)一步改善這些估值。最后，試驗(yàn)的信號(hào)檢測(cè)可以被反饋回分集支路信道跟蹤器，以改進(jìn)信道估值或預(yù)測(cè)。
在圖4中，每一個(gè)分集支路有一個(gè)相關(guān)的信道跟蹤器404。這個(gè)信道跟蹤器估計(jì)或預(yù)測(cè)信道抽頭，這些抽頭與提供給判據(jù)預(yù)處理器402的采樣數(shù)據(jù)相對(duì)應(yīng)。跟蹤器可以用分集支路信號(hào)處理器401提供的同步信息初始化。一個(gè)正在申請(qǐng)的美國(guó)專利給出了一種初始化和跟蹤的方法，該專利由Larsson等人于1992年9月提出申請(qǐng)，申請(qǐng)序列號(hào)為No.07/942,270，標(biāo)題為“一種用于時(shí)變無線電信道的信道估計(jì)的建立方法”(“A Method of Forming a channel Estimate for a Time-veryingRadio Channel”)，在這里引入作為參考。信道跟蹤器可能有兩種模式排列模式(trainingmode)和判決引導(dǎo)模式。在排列模式中，信道跟蹤器利用經(jīng)傳輸?shù)闹R(shí)來排列信道判據(jù)估值。這一知識(shí)與傳輸信號(hào)流內(nèi)的同步序列或其它已知序列相對(duì)應(yīng)。在判決引導(dǎo)模式中，信道跟蹤器從判據(jù)處理器403得到試驗(yàn)性檢測(cè)數(shù)據(jù)，并假設(shè)它們是正確的。這樣允許信道跟蹤器修正信道抽頭估值。本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道有許多種的信道跟蹤和預(yù)測(cè)方式。
判據(jù)預(yù)處理器402由采樣數(shù)據(jù)和信道抽頭估值或預(yù)測(cè)計(jì)算需要的判據(jù)倍增因子。判據(jù)處理器403用判據(jù)倍增因子和序列估計(jì)算法，提供試驗(yàn)和最終的檢測(cè)數(shù)據(jù)。試驗(yàn)數(shù)據(jù)用于信道跟蹤。在時(shí)間n時(shí)，試驗(yàn)數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)于對(duì)傳輸信號(hào)s(n-upd)至s(n-upd-J+1)的判決，這里upd是校正的延時(shí)設(shè)計(jì)參數(shù)，它是非負(fù)整數(shù)。這些信號(hào)值的知識(shí)使得信道跟蹤器能夠預(yù)測(cè)確定的接收數(shù)據(jù)值，并且將預(yù)測(cè)值與實(shí)際值比較。差值可用于校正信道抽頭估值，它示用于預(yù)測(cè)時(shí)間n+1時(shí)的信道值。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方案之一，本發(fā)明用在IS54 TDMA數(shù)字蜂窩信號(hào)按收機(jī)上。使用雙支天線分集(D＝2)和T/2間隔均衡(M＝2)。信道抽頭數(shù)(J)為2。當(dāng)調(diào)制是π/4相移DQPSK時(shí)，π/4相移能夠從接收數(shù)據(jù)中移去。對(duì)于數(shù)據(jù)樣本(n+m/M)T，它可以通過乘以exp(-π(n+m/M)4)完成。結(jié)果數(shù)據(jù)可作為QPSK信號(hào)流處理。
圖4所示的實(shí)施方案可用于解調(diào)接收信號(hào)。在第n次迭代中，判據(jù)倍增因子可以由下列給出e(0,n)=w0,0(n)c0,0*(0,n)r0(nT)+w0,1(n)c0,1*(0,n)r0((n+1/2)T)]]>+w1,0(n)c1,0*(0,n)r1(nT)+w1,1(n)c1,1*(0,n)r1((n+1/2)T)]]>e(1,n)=w0,0(n)c0,0*(1,n)r0(nT)+w0,1(n)c0,1*(1,n)r0((n+1/2)T)]]>+w1,0(n)c1,0*(1,n)r1(nT)+w1,1(n)c1,1*(1,n)r1((n+1/2)T)]]>g(0,1,n)=w0,0(n)c0,0*(0,n)c0,0(1,n)+w0,1(n)c0,1*(0,n)c0,1(1,n)]]>+w1,0(n)c1,0*(0,n)c1,0(1,n)+w1,1(n)c1,1*(0,n)c1,1(1,n)]]>f(i，n)項(xiàng)被忽略，因?yàn)閷?duì)于所有h，|sh(n)|2＝1。在形成判據(jù)時(shí)，C′h項(xiàng)也被忽略。
判據(jù)預(yù)處理的實(shí)施方案如圖6所示。接收的數(shù)據(jù)值存儲(chǔ)在數(shù)據(jù)緩沖器600中，信道抽頭估值存儲(chǔ)在信道抽頭緩沖器601中，加權(quán)因子存儲(chǔ)在加權(quán)因子緩沖器602中。在時(shí)間n時(shí)，判據(jù)倍增因子每一次計(jì)算一個(gè)。選擇設(shè)備603選擇兩個(gè)復(fù)數(shù)值，這兩個(gè)值為數(shù)據(jù)值和信道抽頭值或者兩個(gè)信道抽頭值。這些選擇值在一個(gè)復(fù)數(shù)/復(fù)數(shù)乘法器604中相乘，該乘法器將一個(gè)值與另一個(gè)值的共軛相乘得到第一個(gè)乘積。選擇設(shè)備605選擇一個(gè)標(biāo)量加權(quán)因子，該因子在一個(gè)復(fù)數(shù)/標(biāo)量乘法器606中乘以第一個(gè)乘積，乘法器606將復(fù)數(shù)和標(biāo)量相乘得到第二個(gè)乘積。第二個(gè)乘積在一個(gè)累加器607中累加。這一過程重復(fù)四次，產(chǎn)生一個(gè)具體的判據(jù)倍增因子。然后累加器被復(fù)位，這個(gè)過程一直重復(fù)到三個(gè)判據(jù)倍增因子產(chǎn)生為止。
在判據(jù)處理器中，在時(shí)間n時(shí)，存在四個(gè)與假設(shè)的第n-1個(gè)信號(hào)相對(duì)應(yīng)的先前狀態(tài)，以及四個(gè)與假設(shè)的第n個(gè)信號(hào)值相對(duì)應(yīng)的當(dāng)前狀態(tài)。這樣給出16個(gè)可能的假設(shè)供考慮。與給定假設(shè)h相關(guān)聯(lián)的delta判據(jù)由下式給出Mh(n)=Re{e(0,n)sh*(n)+e(1,n)sh*(n-1)}]]>-Re{g(0,1,n)sh*(n)sh(n-1)}]]>判據(jù)倍增因子不顯性地乘以假設(shè)的信號(hào)值，因?yàn)閷?duì)于sh*(n)，sh*(n-1)，和sh*(n)sh(n-1)這些假設(shè)值均為+1，-1，+i和-i。其中i表示單位虛數(shù)。因此，(a+ib)乘以這些值分別等于a+ib，-a-ib，-b+ia和b-ia。這樣，16個(gè)支路判據(jù)可通過一組加法器和反相器得到，加法器和反相器相加或相減判據(jù)倍增因子的實(shí)部和虛部。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員已知，除了維特比算法，別的序列估計(jì)算法也可以用來生成檢測(cè)判決判據(jù)。比如，可以用序列解碼和其它非完備的搜尋方法。那些本領(lǐng)域技術(shù)人員將會(huì)知道上述的發(fā)明能夠用于其它分集形式，如頻率分集，時(shí)間分集和極化分集。最后，上述的發(fā)明能有效地結(jié)合MLSE技術(shù)和判決反饋均衡技術(shù)，這正如M.V.Eyuboglu和S.U.H.Quteshi在“簡(jiǎn)精態(tài)序列估值與分配設(shè)置和判決反饋”IEEE通訊交流，36卷，13～20頁，1988年1月(“Reduced state sequence estimationand set partitioning and decision feedback”，IEEE Trans.Commun.，Vol.36，pp.13-20，Jan.1988)中所描述的。
本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將會(huì)體會(huì)到，本發(fā)明能夠以其它形式實(shí)施而不違背它的宗旨或基本特性。因此這里公開的實(shí)施方案從各方面說都是說明性的和不具有限制性。本發(fā)明的范圍在所附的權(quán)利要求中指明，而不是前面的描述，并且在其等價(jià)的含義和范圍內(nèi)的所有變化都將包含在其中。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字通訊接收機(jī)，包括用于信號(hào)處理多分集支路、以便從接收信號(hào)中產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息的裝置；從所述數(shù)據(jù)樣本和同步信息形成信道抽頭估值的裝置；利用所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值和所述同步信息形成加權(quán)因子的裝置；用于預(yù)處理所述數(shù)據(jù)樣本、所述信道抽頭估值和所述加權(quán)因子以產(chǎn)生判據(jù)倍增因子的裝置；和利用序列估計(jì)算法，將判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，以形成和累加判據(jù)，并產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流的裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述信號(hào)處理裝置包括處理無線電信號(hào)以產(chǎn)生復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置；和利用所述復(fù)數(shù)據(jù)樣本產(chǎn)生定時(shí)信息和初始信道抽頭估值以同步接收機(jī)的裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的接收機(jī)，其中所述信號(hào)處理裝置還包括存儲(chǔ)所述復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述信號(hào)處理裝置包括處理無線電信號(hào)以產(chǎn)生復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置；利用復(fù)數(shù)據(jù)樣本同步接收機(jī)，以產(chǎn)生定時(shí)信息和信道模型信息的裝置；和利用所述同步確定的采樣相位以抽取所述復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述預(yù)處理裝置包括利用基于信道抽頭估值的一組FIR濾波器和濾波因子對(duì)各個(gè)支路數(shù)據(jù)樣本流進(jìn)行濾波的裝置；和利用信道抽頭估值計(jì)算乘積和它們的求和的裝置。
6.一種數(shù)字通訊接收機(jī)，包含信號(hào)處理多分集支路，以便從接收信號(hào)中產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息的裝置；利用所述數(shù)據(jù)樣本、同步信息和試驗(yàn)的數(shù)據(jù)檢測(cè)形成時(shí)變信道抽頭估值的裝置；利用所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值、同步信息和試驗(yàn)的數(shù)據(jù)檢測(cè)，形成時(shí)變加權(quán)因子的裝置；預(yù)處理所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值和加權(quán)因子以產(chǎn)生判據(jù)信增因子的裝置；利用序列估計(jì)算法，將判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，以形成和累加判據(jù)，并產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流的裝置。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的接收機(jī)，其中所述信號(hào)處理裝置包括處理無線電信號(hào)以產(chǎn)生復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置；利用復(fù)數(shù)據(jù)樣本同步接收機(jī)以產(chǎn)生定時(shí)信息和初始信道模型信息的裝置。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的接收機(jī)，其中信號(hào)處理裝置還包括存儲(chǔ)所述復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置。
9.根據(jù)權(quán)利要求6的接收機(jī)，其中所述信號(hào)處理裝置包括處理無線電信號(hào)以產(chǎn)生復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置；利用所述復(fù)數(shù)據(jù)樣本同步接收機(jī)以產(chǎn)生定時(shí)信息和初始信道模型信息的裝置；和利用所述同步確定的采樣相位以抽取所述復(fù)數(shù)據(jù)樣本的裝置。
10.根據(jù)權(quán)利要求6的接收機(jī)，其中所述預(yù)處理裝置包括利用基于信道抽頭估值的一組FIR濾波器和濾波因子對(duì)各個(gè)支路數(shù)據(jù)樣本流進(jìn)行濾波的裝置；和用信道估值計(jì)算乘積和它們的求和的裝置。
11.一種在數(shù)字通訊接收機(jī)中使均衡技術(shù)和分集合并技術(shù)相聯(lián)合的方法，包括以下步驟信號(hào)處理多分集支路，以便從接收信號(hào)中產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息；從所述數(shù)據(jù)樣本和同步信息形成信道抽頭估值；利用所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值和同步信息形成加權(quán)因子；預(yù)處理所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值和加權(quán)因子以產(chǎn)生判據(jù)倍增因子；和利用序列估計(jì)算法，將所述判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，以形成和累加判據(jù)，以產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流。
12.一種在數(shù)字通訊接收機(jī)中使均衡技術(shù)和分集合并技術(shù)相聯(lián)合的方法，包括以下步驟信號(hào)處理多分集支路，以便從接收信號(hào)中產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息；從所述數(shù)據(jù)樣本、同步信息和試驗(yàn)的數(shù)據(jù)檢測(cè)形成時(shí)變信道抽頭估值；利用所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值、同步信息和試驗(yàn)的數(shù)據(jù)檢測(cè)，形成時(shí)變加權(quán)因子；預(yù)處理所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值和加權(quán)因子，以產(chǎn)生判據(jù)倍增因子；利用序列估計(jì)算法，將判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，以形成和累加判據(jù)，以產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流。
13.在一個(gè)基于IS54的TDMA數(shù)據(jù)通訊系統(tǒng)中，一種接收機(jī)包括用于信號(hào)處理多分集支路，以便從接收信號(hào)中產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息的裝置；用于從所述數(shù)據(jù)樣本、同步信息和試驗(yàn)數(shù)據(jù)檢測(cè)形成時(shí)變信道抽頭估值的裝置；利用上述的數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值、同步信息和試驗(yàn)數(shù)據(jù)檢測(cè)，形成時(shí)變加權(quán)因子的裝置；預(yù)處理所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值、加權(quán)因子以產(chǎn)生判據(jù)倍增因子的裝置；利用序列估計(jì)算法，將判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，以形成和累加判據(jù)，以產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流的裝置。
14.在一個(gè)基于IS54的TDMA數(shù)字通訊系統(tǒng)中，在數(shù)字通訊接收機(jī)中將均衡技術(shù)和分集合并技術(shù)聯(lián)合的方法，包括下列步驟信號(hào)處理多分集支路，以便從接收信號(hào)中產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息；從所述數(shù)據(jù)樣本、同步信息和試驗(yàn)數(shù)據(jù)檢測(cè)形成時(shí)變信道抽頭估值；利用所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值、同步信息和試驗(yàn)數(shù)據(jù)檢測(cè)形成時(shí)變加權(quán)因子；預(yù)處理所述數(shù)據(jù)樣本、信道抽頭估值、加權(quán)因子，以產(chǎn)生判據(jù)倍增因子；和利用序列估計(jì)算法，將所述判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，以形成和累加判據(jù)，以產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流。
全文摘要
一種將MLSE均衡技術(shù)和分集合并技術(shù)相結(jié)合的數(shù)字通訊接收機(jī)。多個(gè)分集支路被處理后產(chǎn)生復(fù)接收數(shù)據(jù)樣本和同步信息。接著信道估計(jì)器根據(jù)數(shù)據(jù)樣本和同步信息形成信道估計(jì)。然后數(shù)據(jù)樣本和信道估計(jì)被預(yù)處理器用于形成判據(jù)倍增因子。最后，利用序列估計(jì)算法，將判據(jù)倍增因子與假設(shè)的數(shù)據(jù)序列相結(jié)合，形成和累加判據(jù)，以產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)流。
文檔編號(hào)H04B7/08GK1149363SQ95193345
公開日1997年5月7日 申請(qǐng)日期1995年5月26日 優(yōu)先權(quán)日1994年5月31日
發(fā)明者G·E·波托姆利 申請(qǐng)人:艾利森公司