專(zhuān)利名稱(chēng)：用于校正數(shù)字接收機(jī)中相位噪聲的裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信息的數(shù)字傳輸領(lǐng)域，尤其涉及一種包括一個(gè)混合級(jí)的數(shù)字接收機(jī)，該混合級(jí)接收載波S(t)并傳送通過(guò)組合收到的載波與由PLL電路產(chǎn)生的具有角頻率ωLo的信號(hào)SLo(t)而獲得的中頻信號(hào)SFI(t)到解調(diào)級(jí)。
在這種類(lèi)型的接收機(jī)中，PLL電路一般是加入信號(hào)SFI(t)并導(dǎo)致發(fā)射信息質(zhì)量下降的相位噪聲的發(fā)生源。因此，過(guò)量噪聲增加了特別是利用QPSK調(diào)制(四相相移鍵控)或QAM型調(diào)制(正交振幅調(diào)制)的傳輸裝置中的解調(diào)信號(hào)的誤差率。


圖1示意性地表示出用在已知接收機(jī)中的鎖相環(huán)電路。這種電路產(chǎn)生的總相位噪聲是由其構(gòu)成單元引起的，比如基準(zhǔn)振蕩器。壓控振蕩器VCO、相位檢測(cè)器、濾波運(yùn)算放大器或除法器。一般，認(rèn)為VCO構(gòu)成主要相位噪聲源。因此，該單元包括一個(gè)具有等效電阻的可變電容二極管(或變?nèi)荻O管)，該等效電阻引起產(chǎn)生所述變?nèi)荻O管兩端電壓的調(diào)制的噪聲電壓。這一噪聲在VCO中一個(gè)寬振蕩頻率范圍上經(jīng)常發(fā)生。
本發(fā)明的目的是消除數(shù)字接收機(jī)中PLL電路產(chǎn)生的相位噪聲。
按照本發(fā)明，數(shù)字接收機(jī)包括一個(gè)相位噪聲數(shù)字校正級(jí)，用于分出由混合級(jí)中PLL電路產(chǎn)生的噪聲信號(hào)n(t)并在解調(diào)級(jí)中補(bǔ)償所述噪聲n(t)。
借助于噪聲校正級(jí)，解調(diào)的信號(hào)是無(wú)誤差的，從而使發(fā)射信息的質(zhì)量得到改進(jìn)。
本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點(diǎn)由以下參照附圖通過(guò)非限定實(shí)例所作的描述將會(huì)更為顯而易見(jiàn)，附圖中圖1示意性地表示出用在現(xiàn)有技術(shù)接收機(jī)中的鎖相環(huán)電路；圖2表示出圖1電路的等效圖示；圖3示出按照本發(fā)明的接收機(jī)的方框圖，以及圖4示出按照本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的接收機(jī)。
如可在圖3和4中所看到的，數(shù)字接收機(jī)包括一個(gè)配備有鎖相環(huán)(PLL)電路4的混合級(jí)2。所述混合級(jí)2的輸入端6接收由天線(xiàn)7傳送的已調(diào)制載波S(t)，混合級(jí)2的第一輸出端8將中頻信號(hào)SFI(t)送到解調(diào)級(jí)12的第一輸入端10。
按照本發(fā)明的第一基本特征，該數(shù)字接收機(jī)還包括一個(gè)相位噪聲校正級(jí)14，用于分出混合級(jí)2中PLL電路4產(chǎn)生的噪聲信號(hào)n(t)并在解調(diào)級(jí)12中補(bǔ)償所述噪聲n(t)。
圖1和2展示出PLL電路4的每一構(gòu)成單元的貢獻(xiàn)。因此，用Hlo(jω)表示圖2中示意性示出的電路的開(kāi)環(huán)傳輸函數(shù)，總相位噪聲由下列表達(dá)式給出θtot(jω)=|11-H(jω)|2×θVCO(jω)+θamp(jω)×(KVCOω2)+θpd(jω)×]]>|KVCOF(jω)|2ω2+θref(jω)N2|Hlo(jω)|2+θdlv(jω)|Hlo(jω)|2]]>其中θref(jω)N2|Hlo(jω)|2表示來(lái)自基準(zhǔn)振蕩器20的貢獻(xiàn)，以及θpd(jω)|KVCO(jω)|2/ω2表示來(lái)自相位檢測(cè)器22的貢獻(xiàn)，θamp(jω)(KVCO/ω2)表示來(lái)自濾波運(yùn)算放大器24的貢獻(xiàn)，θVCO(jω)表示來(lái)自VCO26的貢獻(xiàn)，以及θdiv(jω)|Hlo(jω)|2表示來(lái)自除法器28的貢獻(xiàn)，同時(shí)Hlo(jω)=KpdKVCOFN(jω)]]>以及Kpd和KVCO分別表示相位檢測(cè)器22的放大系數(shù)和VCO24的放大系數(shù)，F(xiàn)(jω)表示濾波放大器24的傳輸函數(shù)。
由于認(rèn)為總相位噪聲主要來(lái)源于VCO26的貢獻(xiàn)，上述表達(dá)式可以簡(jiǎn)化并替代為θ′tot(jω)=θVCO(jω)|1-Hlo(jω)|2=θVCO(jω)(Nω)2×1|N(jω)+KpdKVCOF(jω)|2]]>
對(duì)該表達(dá)式的分析表明相位檢測(cè)器22之后可測(cè)得的總相位噪聲給出如下θ′′tot(jω)=(KpdN)θVCO(jω)|1-Hlo(jω)|2=KpdN·θtot′(jω)---(E)]]>由此可見(jiàn)通過(guò)考慮所述相位檢測(cè)器22的放大因子Kpd和除法因子N所述相位噪聲θ＂tot(jω)可在檢測(cè)器22的輸出端23測(cè)量。
按照?qǐng)D3和圖4中所表示的本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例，相位噪聲校正級(jí)14設(shè)置在混合級(jí)2的第二輸出端30與解調(diào)級(jí)12的第二輸入端32之間，并包括一個(gè)第一模/數(shù)變換器34，模/數(shù)變換器34的輸入端36連接到與PLL電路4集成在一塊兒的相位檢測(cè)器22的輸出端23，輸出端42連接到一個(gè)計(jì)算模塊44，計(jì)算模塊44用于將補(bǔ)償相位噪聲n(t)的信號(hào)c(t)供給解調(diào)級(jí)12。
第一計(jì)算裝置44使得能夠?qū)⒛?數(shù)變換器34送出的值乘以比值N/Kpd，以便在其輸出端45給出等效于噪聲信號(hào)θ｀n(t)的補(bǔ)償信號(hào)θc(t)。
如可在圖4中看到的，解調(diào)級(jí)12包括一個(gè)第二計(jì)算模塊50，用于確定從混合級(jí)2收到的相位ωt信號(hào)SFI(t)。所述計(jì)算模塊50具有連接到同步解調(diào)器塊56第一輸入端54的第一輸出端52，和連接到的第二輸出端58，減法器60在輸入端62同時(shí)接收補(bǔ)償信號(hào)c(t)并傳送到解調(diào)器塊56，由下列表達(dá)式給出差ΔΔ＝ωFI·t-c(t)計(jì)算模塊50包括一個(gè)與本身公知的濾波器68相關(guān)聯(lián)的第二模/數(shù)變換器64，使得能夠恢復(fù)信號(hào)的瞬時(shí)相位。
如在圖4中所表示的，接收機(jī)的混合級(jí)2包括第一乘法器72，其第一輸入端74經(jīng)放大/濾波裝置76從天線(xiàn)7接收由以下表達(dá)式給出的射頻載波SRF(t)＝Sp(t)Cosωo·t+Sq(t)Sinωo·t其中Sp(t)和Sq(t)分別表示QPSK信號(hào)或QAM信號(hào)的同相分量和正交分量。所述乘法器72的第二輸入端78接收由PLL電路4產(chǎn)生的信號(hào)Slo(t)，而所述乘法器72經(jīng)第一低通濾波器82傳送信號(hào)SFI(t)到解調(diào)級(jí)12。
如可在圖4中看到的，解調(diào)器塊56包括一個(gè)連接到第二模/數(shù)變換器64的半-奈奎斯特濾波器83，第二乘法器84和第三乘法器86，第二乘法器84和第三乘法器86一方面分別具有連接到所述半-奈奎斯特濾波器83輸出端92的第一輸入端88和第一輸入端90，另一方面分別具有連接到用于存儲(chǔ)相位差Δ的存儲(chǔ)裝置100的第二輸入端94和第二輸入端96。第二乘法器84經(jīng)一個(gè)低通濾波器102傳送解調(diào)的同相分量SId(t)＝SFI(t)×2Cos(ωFI(t)-c(t))而第三乘法器86經(jīng)一個(gè)第二低通濾波器104傳送解調(diào)的正交分量SQd(t)＝SFI(t)×2Sin(ωFI(t)-c(t))。
因此，當(dāng)用混合級(jí)2接收解調(diào)的載波SRF(t)時(shí)，它被轉(zhuǎn)換為由以下表達(dá)式給出的中頻信號(hào)SFI(t)SFI(t)＝Sp(t)[cos((ωo+ωlo)t+n(t))+Cos((ωo-ωlo)t-n(t))]+Sq(t)[Sin((ωo+ωlo)t+n(t)+Sin((ωo-ωlo)t-n(t))]濾波之后，由下列表達(dá)式給出收集的信號(hào)SFFI(t)＝Sp(t)Cos((ωo-ωlo)t-n(t))+Sq(t)Sin((ωo-ωlo)t-φn(t))或者，讓?duì)豲-ωlo＝ωFISFFI(t)＝Sp(t)Cos(ωFI·t-n(t))+Sq(t)Sin(ωFI·t-n(t))下一步將信號(hào)SFFI(t)施加到解調(diào)器級(jí)12，以便收集解調(diào)后的同相分量SId(t)和解調(diào)后的正交分量Sqd(t)。
解調(diào)后的同相分量由下式給出SId(t)＝SFFI(t)·2Cos(ωFI·t-n(t))SId(t)＝Sp(t)[Cos(2ωFI(t)-n(t)-c(t))+Cos(-n(t)+c(t))]+Sq(t)[Sin((2ωFI-n(t)-c(t))+Sin(-n(t)+c(t))]亦即，在由低通濾波器102濾波后SFId(t)＝Sp(t)Cos(-n(t)+c(t))+Sq(t)Sin(-n(t)+c(t))]同樣，解調(diào)后的正交分量由下式給出SQd(t)＝SFFI(t)·2Sin(ωFI·t-c(t))SQd(t)＝Sp(t)[Sin(2ωFI(t)-n(t)-c(t))+Sin(n(t)-c(t))]+Sq(t)[-Cos((2ωFI·t-n(t)-c(t))+Cos(-n(t)+c(t))]即，在由低通濾波器104濾波后SFQd(t)＝Sp(t)[Sin(n(t)-c(t))+Sq(t)Cos(-n(t)+c(t))同時(shí) Δ＝n(t)-c(t)因此 SFId(t)＝Sp(t)Cos(Δ(t))+Sq(t)Sin(Δ(t))以及 SFQd(t)＝Sp(t)Sin(Δ(t))+Sq(t)Cos(Δ(t))理想地，相位噪聲n(t)等于在校正級(jí)14中計(jì)算的補(bǔ)償噪聲c(t)。在這種情況下SFId(t)＝Sp(t)和SFQd(t)＝Sq(t)。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字接收機(jī)，包括一個(gè)混合級(jí)(2)，用于接收載波S(t)并將通過(guò)組合收到的信號(hào)與PLL電路(4)產(chǎn)生的信號(hào)而獲得的中頻信號(hào)SFI(t)傳送到解調(diào)級(jí)(12)，其特征在于它還包括一個(gè)相位噪聲數(shù)字校正級(jí)(14)，用于分出混合級(jí)(2)中PLL電路(4)產(chǎn)生的噪聲信號(hào)n(t)并在解調(diào)級(jí)(12)中補(bǔ)償所述噪聲n(t)。
2.按照權(quán)利要求1的接收機(jī)，其特征在于相位噪聲校正級(jí)(14)包括第一模/數(shù)變換器(34)，其輸入端(36)連接到與PLL電路(4)集成在一起的相位檢測(cè)器(22)的輸出端(23)，其輸出端(42)連接到用于給解調(diào)級(jí)(12)提供用于補(bǔ)償相位噪聲n(t)的信號(hào)c(t)的計(jì)算模塊(44)。
3.按照權(quán)利要求2的接收機(jī)，其特征在于解調(diào)級(jí)(12)包括用于確定信號(hào)SFI(t)的相位ωFI·t的第二計(jì)算模塊(50)，其第一輸出端(52)連接到解調(diào)器塊(56)的第一輸入端(54)，第二輸出端(58)連接到減法器(60)；所述減法器(60)在輸入端(62)接收信號(hào)c(t)并將差Δ＝ωFI·t-c(t)傳送到解調(diào)器塊(56)。
4.按照權(quán)利要求3的接收機(jī)，其特征在于第二計(jì)算模塊(50)包括與濾波器(68)相關(guān)聯(lián)的第二模/數(shù)變換器(64)。
5.按照權(quán)利要求1到4的接收機(jī)，其特征在于混合級(jí)(2)包括一個(gè)其第一輸入(74)連接到天線(xiàn)(7)的乘法器，天線(xiàn)(7)用于接收由以下表達(dá)式給出的RF載波SRF(t)＝Sp(t)Cosω·t+Sq(t)Sinω·t或Sp(t)和Sq(t)分別表示QPSK信號(hào)或QAM信號(hào)的同相分量和正交分量，所述乘法器(72)的第二輸入端(78)連接到傳送具有角頻率ωLo的信號(hào)Slo(t)的PLL電路(4)，所述乘法器(72)經(jīng)濾波裝置(82)傳送信號(hào)SFI(t)。
6.按照權(quán)利要求3的接收機(jī)，其特征在于解調(diào)器塊(56)包括一個(gè)半-奈奎斯特濾波器(83)，它一方面連接到第二模/數(shù)變換器(64)，另一方面連接到第一乘法器(84)和第二乘法器(86)，所述乘法器中的每一個(gè)連接到存儲(chǔ)裝置(100)；第一乘法器(84)經(jīng)一個(gè)低通濾波器傳送解調(diào)的同相分量SId(t)＝SFI(t)×2Cos(ωFI·t-c(t))和第二乘法器(86)經(jīng)一個(gè)低通濾波器傳送解調(diào)的正交分量SQd(t)＝SFI(t)×2Sin(ωFI·t-c(t))。
全文摘要
本發(fā)明涉及數(shù)字接收機(jī)，包括接收載波S(t)并傳送中頻信號(hào)S
文檔編號(hào)H04L27/22GK1167387SQ9710253
公開(kāi)日1997年12月10日 申請(qǐng)日期1997年2月14日 優(yōu)先權(quán)日1996年2月16日
發(fā)明者沃納·博伊 申請(qǐng)人:湯姆森多媒體公司