專(zhuān)利名稱(chēng)：多載波信號(hào)頻率校正的方法和相關(guān)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及多載波信號(hào)的頻率校正和特別用于控制OFDM接收機(jī)中本地定時(shí)振蕩器的相應(yīng)裝置。
數(shù)字廣播信號(hào)地面?zhèn)鬏數(shù)母鞣N方法是公知的，具有象OFDM、QPSK和QAM這樣的調(diào)制類(lèi)型。這種廣播信號(hào)的范例有DVB(數(shù)字視頻廣播)、HDTV-T(分層數(shù)字電視傳輸)和DAB(數(shù)字音頻廣播)信號(hào)。
按OFDM(正交頻分多路復(fù)用)方法，被傳輸信號(hào)包括被調(diào)制載波的多樣性。在接收機(jī)中通過(guò)快速富里葉變換(FFT)分離這些載波。模擬信號(hào)在頻域中被變換以前必須被抽樣。為此本地振蕩器控制FFT前的定時(shí)。振蕩器缺陷(抖動(dòng)、頻偏)可能降低抽樣操作的精確度，因此在FFT后引入載波間的干擾。自動(dòng)頻率控制處理(AFC)和公共相位誤差估值處理(CPEE)適用于給出對(duì)頻率誤差的估計(jì)，以校正振蕩器缺陷。
本發(fā)明的一個(gè)目的是公開(kāi)一種能夠減小多載波信號(hào)的頻偏和抖動(dòng)的方法。
本發(fā)明的另一目的是公開(kāi)一種應(yīng)用本發(fā)明方法的裝置。
AFC過(guò)程具有的優(yōu)點(diǎn)是它能夠檢測(cè)高達(dá)載波間隔的20倍的大頻率偏移。但是它每塊僅能夠執(zhí)行一次，所述塊用兩個(gè)相鄰的基準(zhǔn)碼元分界。在大約18碼元的大處理延遲后可得到其結(jié)果。因此，它不能用于校正振蕩器的抖動(dòng)。而且，它保留了可能明顯降低敏感層性能的偏移。
因?yàn)閳?zhí)行在大量引導(dǎo)單元上對(duì)噪聲的濾波，CPEE過(guò)程另一方面提供良好精確度。它可對(duì)每一碼元執(zhí)行因此可檢測(cè)振蕩器抖動(dòng)。在4個(gè)碼元的延遲以后可得到結(jié)果。但是，由于CPEE基于相位比較，所以它不能處理大的頻率偏移。兩個(gè)碼元之間±π的旋轉(zhuǎn)是最大理論值。
因此，按照本發(fā)明，在反饋環(huán)中結(jié)合兩種方法，其中AFC用于校正初始化時(shí)的頻率偏移，CPEE校正初始化后剩下的偏移和抖動(dòng)。這使得能夠去除大部分的頻偏和本地振蕩器抖動(dòng)的大部分低頻分量，而不會(huì)引入任何明顯的相位噪聲。
原則上，本發(fā)明用于多載波信號(hào)頻率校正的方法包含一個(gè)反饋控制環(huán)，在其中執(zhí)行估計(jì)和/或校正載波頻率偏移的第一和第二過(guò)程，其中第一過(guò)程以大約若干載波間隔處理頻偏，第二過(guò)程以大約載波間隔的幾分之一處理頻偏。
根據(jù)一閾值在第一和第二過(guò)程之間進(jìn)行有利的轉(zhuǎn)換。
有益的是，在分離多載波信號(hào)的各種載波之后，執(zhí)行頻偏估計(jì)的第一和第二過(guò)程，其結(jié)果用于校正載波分離前的基帶信號(hào)。
此外，多載波信號(hào)可以是包含CAZAC序列、M序列和引導(dǎo)單元的OFDM信號(hào)，并且在第一過(guò)程中，探查CAZAC序列和M序列，它們分布在OFDM信號(hào)的基準(zhǔn)碼元中，在第二過(guò)程中通過(guò)對(duì)引導(dǎo)單元上的相位變化取平均對(duì)頻率偏移進(jìn)行估計(jì)。
反饋控制環(huán)執(zhí)行下列步驟是有利的·當(dāng)?shù)谝贿^(guò)程接通時(shí)，第二過(guò)程在整個(gè)塊期間關(guān)閉；·在下一個(gè)塊期間，它在第一過(guò)程與第二過(guò)程之間切換；·在塊的末端第二過(guò)程被重新初始化；·在重新初始化之后第二過(guò)程接通而第一過(guò)程關(guān)閉。
原則上本發(fā)明用于多載波信號(hào)頻率校正的裝置的要點(diǎn)在于反饋控制環(huán)包含第一和第二單元，用于對(duì)載波頻率偏移進(jìn)行估計(jì)和/或校正，其中第一單元以大約幾個(gè)載波間隔處理頻率偏移，第二單元以大約載波間隔的幾分之一處理頻率偏移。
有益的是反饋控制環(huán)還包含一個(gè)用于調(diào)制多載波信號(hào)的乘法器；一個(gè)用于分離多載波信號(hào)的各個(gè)載波的快速富里葉變換單元，借此將被分離載波的信號(hào)提供給用于對(duì)載波頻率偏移進(jìn)行估計(jì)和/或校正的第一和第二單元；第一和第二單元的輸出饋送給本地振蕩器，本地振蕩器的輸出信號(hào)饋送給乘法器。
參照附圖來(lái)描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，其中

圖1a是本發(fā)明過(guò)程的時(shí)間圖，圖1b是本發(fā)明過(guò)程的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖；圖2是本發(fā)明反饋環(huán)的方框圖；圖3是已作重新初始化和未作重新初始化的CPEE的收斂；圖4是具有不同頻偏的CPEE的結(jié)果；圖5是對(duì)于不同Kf2值的頻率抖動(dòng)衰減；圖6是按照本發(fā)明的接收機(jī)的方框圖。
在圖1a和1b中分別示出了該處理的時(shí)間圖和轉(zhuǎn)移圖。在圖1a中，每個(gè)塊B1，B2，B3，…包含25個(gè)碼元。僅在大約18個(gè)碼元的大延遲以后可得到AFC結(jié)果并沒(méi)辦法預(yù)測(cè)它。因此，在接通AFC之前必須等待下一塊B2并在該塊期間關(guān)斷CPEE(圖中用CPEEo加以標(biāo)記)。這產(chǎn)生接通AFC的一個(gè)塊的延遲。在這個(gè)塊的結(jié)尾，最好重新初始化CPEE(圖中用CPEEini標(biāo)記)，以依賴(lài)從開(kāi)始起的相關(guān)值并避免收斂時(shí)間。對(duì)于后面的塊B3，B4執(zhí)行CPEE校正。
在圖1b中示出了APC與CPEE之間的狀態(tài)轉(zhuǎn)移。該處理初始處在狀態(tài)1，執(zhí)行AFC。在初始化之后，必須接通CPEE，AFC必須關(guān)斷，如狀態(tài)2所標(biāo)記的。然后將AFC結(jié)果與閾值αfs比較。不管它是小于還是大于CPEE的有效極限，該處理保持在狀態(tài)2或返回狀態(tài)1，執(zhí)行下一塊的AFC處理。
圖2示出按照本發(fā)明的反饋環(huán)結(jié)構(gòu)的原理方框圖。數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)被饋送到快速富里葉變換單元FFT，它分離不同的載波。FFT的輸出饋送到AFC和CPEE處理單元。對(duì)于AFC處理，對(duì)以O(shè)FDM信號(hào)的基準(zhǔn)碼元分布的所謂CAZAC序列和M序列進(jìn)行探查。在CPEE處理時(shí)，通過(guò)對(duì)引導(dǎo)單元上的相位變化進(jìn)行平均來(lái)估計(jì)頻偏。在單元COMP中將AFC結(jié)果與閾值αfs比較，產(chǎn)生0或1值。所得值在D1B中被延遲一個(gè)塊，并在M2中，如果存在基準(zhǔn)碼元?jiǎng)t與Symbref＝1相乘，如果不存在基準(zhǔn)碼元?jiǎng)t與Symbref＝0相乘。M2的乘法結(jié)果用于兩個(gè)目的。一是將它饋送到另一個(gè)乘法單元M1，在其中將它與原始AFC結(jié)果相乘。M1的結(jié)果則在單元Kfl中變換比例并饋送到加法器A1。其次是在D7S中將乘法結(jié)果延遲7個(gè)碼元再饋送到CPEE單元初始化。然后在轉(zhuǎn)換器CONV中將CPEE的結(jié)果(相位誤差估值)變換為等效頻率偏移。變換后的結(jié)果饋送到乘法器M3，在其中將它與比較器COMP在D7S中延遲了7個(gè)碼元的結(jié)果相乘。M3的結(jié)果在Kf2中進(jìn)行變比然后也饋送到加法器A1。乘法器M1和M3與加法器A一起表明一種切換功能，根據(jù)COMP中的比較結(jié)果，或者通過(guò)AFC處理的結(jié)果，或者通過(guò)CPEE處理的結(jié)果。在一IIR濾波器環(huán)路的終端將A1的結(jié)果進(jìn)行濾波，IIR濾波器由一個(gè)延遲器D1S、放大器KI和加法器A2構(gòu)成以保持先前的校正值。將已校正的信號(hào)饋送到FFT前的數(shù)字控制振蕩器DCO，用于調(diào)制由調(diào)制器新輸入的抽樣數(shù)據(jù)。
圖3示出用于下述模擬的參數(shù)的已重新初始化和未重新初始化的CPEE的收斂。重新初始化發(fā)生在第26個(gè)碼元S26。如可看到的，若未被重新初始化(虛線(xiàn))該算法需要大約4和5塊的若干塊達(dá)到收斂。這大致上對(duì)應(yīng)于30與40毫秒之間的持續(xù)時(shí)間。如果采用了重新初始化(實(shí)線(xiàn))，這一時(shí)間延遲是不需要的。
特別合適的參數(shù)值將定義如下，并已通過(guò)模擬得到確定。
在這些模擬中，AFC可總是以一個(gè)步驟校正粗偏移，因此不需要連續(xù)接通若干次。然而，可能存在一個(gè)AFC校正步驟不夠的情況。在這種情況下，可定義第二結(jié)構(gòu)使AFC能夠保持在接通狀態(tài)。
CPEE的理論極限對(duì)應(yīng)于碼元長(zhǎng)度期間π的載波旋轉(zhuǎn)。在具有1/4保護(hù)間隔的2K OFDM的情況下，它對(duì)應(yīng)于1562.5Hz的極限。由于噪聲的存在，實(shí)際情況下有效的區(qū)域小于該極限值。已實(shí)現(xiàn)用來(lái)估算它的模擬。
諸模擬的參數(shù)·2K OFDM，保護(hù)間隔1/4；·萊斯頻道(k＝10，SNR＝23.5dB)和雷利頻道(SNR＝8.5dB)；·公共相位噪聲；·恒定頻率偏移。
圖4中示出這兩個(gè)頻道中的結(jié)果。對(duì)于1300Hz(實(shí)線(xiàn))的頻率偏移，公共相位估值總是相關(guān)的，可反饋給DCO。估值的小變化歸因于相位噪聲和加性高斯噪聲。對(duì)于1500Hz(虛線(xiàn))，由于鄰近理論極限，該算法不能在正與負(fù)頻率偏移之間進(jìn)行辨別。根據(jù)該結(jié)果，對(duì)應(yīng)于800Hz左右的α＝0.2的值是一合理閾值。
AFC所呈現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)在于在下一基準(zhǔn)碼元通過(guò)FFT之前已完成其校正。這意味著能夠以一個(gè)步驟校正偏移而不具有任何不穩(wěn)定的危險(xiǎn)?？衫孟禂?shù)Kf1＝1確保校正的快速性。
當(dāng)校正出現(xiàn)4個(gè)碼元的延遲時(shí)，太大系數(shù)Kf2的選擇可能引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。這由下列理論計(jì)算得到證明在時(shí)間k，假設(shè)x(k)為DCO的頻偏，c(k)為校正，y(k)為已校正的頻率，y~(k)為y(k)的估值(從CPEE)將y~(k-4)反饋到DCO，可得出下列方程c(k)＝K1*c(k-1)-Kf2*y~(k-4)y(k)＝x(k)+c(k)由此產(chǎn)生y(k)-x(k)＝K1*y(k-1)-K1*x(k-1)-Kf2*y~(k-4)如果假定對(duì)CPEE的理想估計(jì)，得到下列4階IIR濾波器方程y(k)-x(k)＝K1*y(k-1)-K1*x(k-1)-Kf2*y(k-4)下面是IIR濾波器的拉普拉斯變換方程H(Z)=1-K1×Z-11-K1×Z-1+Kf2×z-4]]>如果每一零點(diǎn)的幅度小于1，該系統(tǒng)是穩(wěn)定的。當(dāng)K1趨近于1時(shí)，它對(duì)應(yīng)于Kf2≈0.44的極限值。所選擇的值Kf2應(yīng)小于該極限值以提供一衰減因子。
反饋環(huán)取決于基于受噪聲影響的信號(hào)的頻偏估計(jì)，因此引入加性相位噪聲。低值的Kf2能減小該相位噪聲的功率，但是將會(huì)使校正限制于頻率抖動(dòng)的很低頻率。必須找到這兩種現(xiàn)象之間的一種折衷方案。
該折衷方案可用對(duì)具有不同值Kf2和不同抖動(dòng)的系統(tǒng)的響應(yīng)的模擬來(lái)得到。所用的抖動(dòng)包含兩個(gè)頻率fm1和fm2?？蓪?xiě)出頻偏Δf(t)如下Δf(t)＝h1×cos(2πfm1t)+h2×cos(2πfm2t)采用下列數(shù)值集合(單位為Hz)
·fm1＝1，h1＝48，fm2＝4，h2＝16·fm1＝10，h1＝48，fm2＝40，h2＝16·fm1＝20，h1＝48，fm2＝80，h2＝16諸模擬的參數(shù)·2K OFDM，保護(hù)間隔1/4；·萊斯頻道(k＝10，SNR＝23.5dB)和雷利頻道(SNR＝8.5dB)。
圖5示出了與未經(jīng)校正狀態(tài)(粗實(shí)線(xiàn))相比的典型結(jié)果。按照前述說(shuō)明，太大值的Kf2產(chǎn)生不穩(wěn)定性并不能保證系統(tǒng)的收斂。該模擬給出一0.4左右的極限值(虛線(xiàn))。對(duì)于諸如0.25的較小值(細(xì)實(shí)線(xiàn))，不存在穩(wěn)定性的問(wèn)題。環(huán)路引入的相位噪聲即使對(duì)于大值的Kf2也不會(huì)帶來(lái)結(jié)果的較大衰減。例如，對(duì)于Kf2＝0.3，兩種情況下相應(yīng)衰減均小于0.05dB。這些模擬還表明除去了高達(dá)30Hz的頻率。因此，合適值是Kf2＝0.3，它對(duì)應(yīng)于無(wú)任何不穩(wěn)定性危險(xiǎn)的最大可能值之一。
必須為系數(shù)K1選擇一個(gè)非常接近1的數(shù)值。模擬中已用0.99995來(lái)實(shí)現(xiàn)，該數(shù)值給出良好結(jié)果。
圖6示出了按照本發(fā)明的一種可能的OFDM接收機(jī)的方框圖。為了更加清楚起見(jiàn)省去了前端FE和源解碼部分。在低通濾波之后，基帶信號(hào)BB借助于模數(shù)變換器AD被轉(zhuǎn)換，并在由復(fù)數(shù)乘法器M調(diào)制后饋送到FFT單元。為了避免不正確抽樣相位引起的OFDM載波的載波間干擾，用AFC和CPEE單元建立反饋環(huán)，數(shù)字控制振蕩器DCO將基帶信號(hào)(或一般的下變頻信號(hào))的頻率位置校正為相應(yīng)于抽樣率的值。FFT過(guò)程本身由一個(gè)特定脈沖開(kāi)始，該特定脈沖由單元NSD從OFDM傳輸幀的零碼元導(dǎo)出。通過(guò)估算特定同步碼元執(zhí)行FFT的精確定位。FFT窗的設(shè)定、其位置和時(shí)基的控制由單元FFTPAR執(zhí)行。為進(jìn)行頻道估值，在單元CEST中將一個(gè)已知基準(zhǔn)碼元集與收到的基準(zhǔn)碼元相比較。估計(jì)的值用于提供給信號(hào)處理路徑中的頻道校正單元CCORR，其一般包括信號(hào)路徑中的四個(gè)乘法器，用于校正每個(gè)載波的幅度和相位。最后將結(jié)果順序饋送給去交錯(cuò)單元DEINT、軟碼元去映像器DEMAP和維特比解碼器VITDEC，維特比解碼器VITDEC還被提供有SNR中確定的SNR估值的結(jié)果。
本發(fā)明可應(yīng)用于傳輸，尤其是例如數(shù)字電視、數(shù)字音頻或其它數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)的地面?zhèn)鬏敗?br> 權(quán)利要求
1.一種對(duì)多載波信號(hào)進(jìn)行頻率校正的方法，其特征在于在一反饋控制環(huán)中執(zhí)行對(duì)載波頻率偏移估值和/或校正的第一(AFC)和第二(CPEE)過(guò)程，其中第一過(guò)程(AFC)以大約幾個(gè)載波間隔處理頻率偏移，第二過(guò)程(CPEE)以大約載波間隔的幾分之一處理頻率偏移。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于根據(jù)閾值(αfs)在第一(AFC)和第二(CPEE)過(guò)程之間進(jìn)行切換。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于在分離多載波信號(hào)的各個(gè)載波之后執(zhí)行第一(AFC)和第二(CPEE)過(guò)程，結(jié)果用于校正載波分離前的基帶信號(hào)。
4.如權(quán)利要求1至3中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于反饋控制環(huán)執(zhí)行下列步驟·當(dāng)?shù)谝贿^(guò)程(AFC)接通時(shí)，第二過(guò)程(CPEE)在整個(gè)塊(B1)期間關(guān)閉；·在下一個(gè)塊(B2)期間，它在第一過(guò)程(AFC)與第二過(guò)程(CPEE)之間切換；·在塊(B2)的末端第二過(guò)程(CPEE)被重新初始化；·在重新初始化之后第二過(guò)程(CPEE)接通而第一過(guò)程(AFC)關(guān)閉。
5.如權(quán)利要求1至4中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于多載波信號(hào)是包含CAZAC序列、M序列和引導(dǎo)單元的OFDM信號(hào)，并且在第一過(guò)程(AFC)中，探查CAZAC序列和M序列，它們分布在OFDM信號(hào)的基準(zhǔn)碼元中，在第二過(guò)程(CPEE)中通過(guò)對(duì)引導(dǎo)單元上的相位變化取平均對(duì)頻率偏移進(jìn)行估計(jì)。
6.一種對(duì)多載波信號(hào)進(jìn)行頻率校正的裝置，其特征在于反饋控制環(huán)包含第一(AFC)和第二(CPEE)單元，用于對(duì)載波頻率偏移進(jìn)行估計(jì)和/或校正，第一單元(AFC)以大約幾個(gè)載波間隔處理頻率偏移，第二單元(CPEE)以大約載波間隔的幾分之一處理頻率偏移。
7.如權(quán)利要求6所述的裝置，其特征在于反饋控制環(huán)還包含·用于調(diào)制多載波信號(hào)的乘法器(M)；·分離多載波信號(hào)的各種載波的快速富里葉變換單元(FFT)，借此將被分離載波的信號(hào)提供給用于對(duì)載波頻率偏移進(jìn)行估計(jì)和/或校正的第一(AFC)和第二(CPEE)單元；·本地振蕩器(DCO)，其輸出取決于所述第一(AFC)和第二(CPEE)單元的結(jié)果，并饋送給乘法器(M)。
全文摘要
多載波信號(hào)頻率校正的方法和相關(guān)裝置。數(shù)字廣播信號(hào)地面?zhèn)鬏數(shù)母鞣N方法是公知的。其一是OFDM方法,其中被傳輸信號(hào)包括被調(diào)制載波的多樣性。在接收機(jī)中通過(guò)FFT分離這些載波。在頻域中由FFT進(jìn)行變換以前模擬信號(hào)必須被抽樣。為此本地振蕩器控制FFT前的定時(shí)。抖動(dòng)和頻偏一類(lèi)的振蕩器缺陷可能降低抽樣操作的精確度因而在FFT后引起載波間的干擾。為在不引入明顯相位噪聲的情況下校正頻偏并減小信號(hào)抖動(dòng),設(shè)計(jì)出一種結(jié)合AFC和CPEE處理的反饋環(huán)。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1171666SQ9711397
公開(kāi)日1998年1月28日 申請(qǐng)日期1997年6月27日 優(yōu)先權(quán)日1996年7月5日
發(fā)明者奧托·克蘭克, 多米尼克·馬德琳 申請(qǐng)人:德國(guó)湯姆遜-布朗特公司