專利名稱：一種接收器、解調器和解調方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種正交接收器，它包括一個解調器，用于解調相位和/或頻率調制信號，該解調器含有從此接收器產生的量化中頻相位信號產生脈沖的裝置，以及基帶信號產生裝置，用于從脈沖產生一個重構基帶信號。
本發(fā)明進一步涉及到解調器和一種解調方法。這樣的接收器可以為蜂窩或無繩電話接收器、尋呼機等等。
在英國專利申請No.2286950中已知有此類正交接收器。其中所述正交接收器通過對中頻正交信號硬限幅量化中頻相位信號。由于接收到的量化相位信號的每一數(shù)據(jù)比特的矢量旋轉，這樣的接收器一定要有足夠的相位分辨率，以便正確地解碼接收到的數(shù)據(jù)信號。在此英國申請中，通過在同相位和正交相位信號軸中間產生附加軸，例如利用一個比率表組合器，實現(xiàn)了合適的相位分辨率。解調量化相位信號是通過從該量化相位信號形成一系列正負脈沖，通過把該系列提供給一個低通濾波器，并且硬限幅此被濾波的系列。盡管在此已知接收器中，相位信號中的量化步驟縮減了，這樣的接收器還是可能存在相當?shù)臄?shù)據(jù)抖動，可能導致不精確的數(shù)據(jù)識別。
本發(fā)明的一個目標是提供一種非常精確的正交接收器，它低成本并且降低了功耗。
為此目的，根據(jù)本發(fā)明的正交接收器的特點是基帶信號產生裝置用于決定是否兩個先后相繼的脈沖有不同的極性，而且，如果是這樣，該裝置便在這兩個先后相繼的脈沖之間的一個預定重構瞬間產生一個重構基帶信號躍變。本發(fā)明基于這樣的認識，即量化相位信號在基帶信號躍變前后具有確定性質，以及當量化電平彼此間隔適當時，基帶信號躍變發(fā)生在兩個最緊靠的量化相位信號躍變之間。
在依據(jù)本發(fā)明的正交接受器的一個實施例中，重構瞬間決定于用于調制信號的調制方法，以便該瞬間最優(yōu)化地適配于所用調制方法。這里，數(shù)據(jù)抖動幾乎可以全部消除。當應用FSK(頻移鍵控)做為調制方法時，距離的最合適選擇是在兩個先后相繼的脈沖中間，當應用偏置FSK時，到脈沖的距離選擇為偏置的函數(shù)，而當應用GMSK(高斯最小頻移鍵控)時，距離的選擇根據(jù)所謂GMSK調制的BT積(B為調制濾波器的帶寬，T為比特周期)。對于多電平移位鍵控信號，距離可以選擇為傳送器參數(shù)和重構數(shù)據(jù)的函數(shù)，而且可以使解調器自適應，以便適應一個比特周期內的距離。
在依據(jù)本發(fā)明的正交接收器的一個實施例中，從中頻相位信號產生脈沖的裝置包含有多對交叉相連差分設備，其輸入與正交分支相連，其輸出與一個組合器相連，用于提供脈沖。這里提供了一種簡單裝置產生脈沖。在所述英國申請No.2286950中描述的已知接收器中，正負脈沖利用狀態(tài)比較裝置產生。這樣的解決方案與象本發(fā)明提出的這種重構方法結合使用時，將不能正常運行，因為當其運用于異步邏輯方式時，會產生低頻干擾，損害依據(jù)本發(fā)明之重構方法的性能，而當其運用于同步或時鐘方式時，會引起不可能再消除的數(shù)據(jù)抖動，原因是用于時鐘模式的時鐘不會與數(shù)據(jù)信號同步，也不會與抖動相關聯(lián)。因此，根據(jù)本發(fā)明的產生脈沖的裝置，不利用狀態(tài)，與根據(jù)本發(fā)明的重構方法合作非常得力。
在根據(jù)本發(fā)明的正交接收器的一個實施例中，該接收器含有一個內插網(wǎng)絡，用于從接收的正交I-信號和Q-信號形成內插信號。這里，可以在量化相位信號里制造精確的附加軸，以提高接收器的整體性能。
在一個更受偏愛的實施例中，中頻為所謂零IF頻率。更普遍的是，中頻應為低IF，以便正負脈沖兩者都能形成。
現(xiàn)在將舉例描述本發(fā)明，參照如下附圖，其中

圖1為依據(jù)本發(fā)明的正交接受器的框圖，圖2表示依據(jù)本發(fā)明的接收器中的第一降頻變頻器，圖3表示依據(jù)本發(fā)明的接收器中的第二降頻變頻器，圖4表示根據(jù)本發(fā)明的基帶信號重構的時序圖，圖5A表示一個脈沖計數(shù)裝置，在依據(jù)本發(fā)明的解調器中產生脈沖，圖5B表示依據(jù)本發(fā)明的信號重構的第一個實施例，圖6如一時序圖，顯示第一個實施例的運作，以及圖7表示依據(jù)本發(fā)明的信號重構的第二個實施例的流程圖。
所有這些圖中，同一特性使用同一參考數(shù)碼。
圖1為一框圖，表示依據(jù)本發(fā)明的正交接收器1，連到天線2，用于接收RF信號。接收器1含有一個低噪音RF放大器3，連到一個降頻變頻器4，用于把RF信號降頻為中頻信號IF1、IF2、IF3和IF4，形成中頻相位信號，通過限幅器5、6、7和8量化，以便形成量化中頻相位信號，由限幅中頻信號LIF1、LIF2、LIF3和LIF4表示。此量化中頻相位信號可以在一正交狀態(tài)圖中表示，如所述英國專利申請No.2 286 950之圖4所述。可以使降頻變頻器4形成任何需要數(shù)目的中間態(tài)，相位狀態(tài) 的數(shù)目決定相位分辨率。接收器1還含有本地振蕩器9，與降頻變頻器4相連，以及相位敏感解調器10，提供一個重構基帶信號DTA，一個基帶數(shù)據(jù)信號。
圖2表示依據(jù)本發(fā)明的接收器1中的降頻變頻器4的第一個實施例，降頻變頻器4含有混合器20、21、22和23，利用由本地振蕩器9產生的振蕩信號，它們含有適當?shù)南辔沪?、φ2、φ3和φ4，即0、45、90和135度，與RF信號RF混合。降頻變頻器還包括濾波器24、25、26和27。增加混合器可以提高相位分辨率。這樣的降頻變頻器4在《全集成1V/100mA高比特率C-FSK接收器》一文中有更具體的描述，該文作者M.D.Pardoen，見于《模擬電路設計工藝進步公報》，1993年4月6～8日，Katholieke大學出版社，15頁。
圖3表示依據(jù)本發(fā)明的接收器1中的降頻變頻器4的第二個實施例，也是更好的實施例，提供正交信號I和Q。降頻變頻器4含有一個內插網(wǎng)絡，用于產生信號IF2和IF4，做為信號I和Q的內插信號，該網(wǎng)絡含有串聯(lián)電阻30和31，在I和Q分支中間的一個抽頭相連，提供信號IF2，以及串聯(lián)電阻32和33，在I和Q分支中間一個抽頭相連，提供信號IF4，電阻33通過反向器34連到I分支上。
圖4是依據(jù)本發(fā)明的基帶信號重構的時序圖，基帶信號為時間t的函數(shù)。圖中表示出發(fā)送到并被正交接收器1接收的一個基帶數(shù)據(jù)信號TDTA，信號TDTA表示第一邏輯電平“1”和第二邏輯“0”的數(shù)據(jù)，和帶有符號周期T的數(shù)據(jù)。根據(jù)本發(fā)明，接收器1接收到信號RF，經過降頻轉換由信號LIF1、LIF2、LIF3和LIF4形成的組合限幅中頻信號的相位信號φ，由此決定了重構數(shù)據(jù)信號DTA。在所述例子中，相位信號φ表示了包含在從IF1到IF4四個信號中的相位信息。五個相位量化電平LE1、LE2、LE3、LE4和LE5得到區(qū)分。一般說來，量化電平的數(shù)目取決于所要識別的數(shù)據(jù)。在解調器10中，正負脈沖分別為PP1、PP2、PP3、PP4、PP5和PP6，以及NP1、NP2、NP3、NP4、NP5和NP6，它們從所述例中的相位信號φ產生，序列為PP1、NP1、PP2、NP2、PP3、NP3、PP4、NP4、PP5、NP5、PP6和NP6，如圖所示。每次當相位信號φ通過一個量化電平，并具有正斜率時，產生一個正脈沖，而每次當相位信號φ通過一個量化電平，并具有負斜率時，產生一個負脈沖。為了實現(xiàn)幾乎完善的重構，本發(fā)明利用了相位函數(shù)在被發(fā)送的基帶信號TDTA躍變前后的確定性質。我們認識到當重構瞬間選擇為在兩個相繼的相反極性脈沖之間的預定瞬間tt時，那么可以實現(xiàn)對數(shù)據(jù)信號TDTA非常好的重構。預定瞬間的選擇取決于調制方法。較為普通的是，預定瞬間為發(fā)送器參數(shù)和重構數(shù)據(jù)的函數(shù)。對于FSK-調制，預定瞬間大體上在兩個脈沖的中間，對于偏置FSK調制，預定瞬間依FSK偏置權重，而對于GMSK調制，從預定瞬間到先后相繼的相反脈沖的距離為GMSK調制信號之BT積的函數(shù)。在偏置FSK調制情況下，權重預定瞬間tt的權重因子∈按下述公式決定∈＝[2T-(tc-ta)]/(tc-ta)，其中ta、tb、tc為先后相繼的正脈沖、負脈沖和正脈沖的瞬間。那么，預定瞬間tt＝[(ta+tb)+2]/0.5∈(ta-tb)。另外，對于偏置FSK，頻率偏置為一個“0”和一個“1”數(shù)據(jù)中，頻差認定為∈/2π。在所給例子中，應用了FSK調制，于是重構瞬間在兩個先后相繼的相反脈沖的中間，即在脈沖PP1和NP1、NP1和PP2、PP3和NP2、NP3和PP4、NP5和PP5、及NP6和PP6中間，假設有足夠的量化電平。重構所需的量化電平數(shù)目為符號周期T內最小相位偏移的函數(shù)。除了重構數(shù)據(jù)信號DTA外，圖中還畫出了一個不完善的重構數(shù)據(jù)信號IMP，它是一種不完善的重構方法的結果，只利用了在脈沖發(fā)生瞬間包含在這些脈沖中的信息。信號IMP不是基帶信號TDTA的精確復制，而信號DTA是。
圖5A表示一個脈沖計數(shù)裝置50，用于在依據(jù)本發(fā)明的解調器10中產生脈沖。脈沖計數(shù)器50含有電壓差分器51、52、53和54，乘法器55、56、57和58，反向器59和加法器60。限幅中頻信號IF1、IF2、IF3和IF4被送進電壓差分器51、52、53和54，它們在各自的輸出邊分別與乘法器55、56、57和58的第一輸入61、62、63和64相連。電壓差分器51、52、53和54的輸入65、66、67和68和各個乘法器55、56、57和58的第二輸入70、71、72和73相連，以便輸入65與輸入70相連，輸入66與輸入71相連，輸入67與輸入72相連，而輸入68通過反向器59與輸入69相連。在輸出73、74、75和76的輸出信號送進加法器60的輸入。這樣便實現(xiàn)了相位敏感解調器，產生脈沖PP1、NP1、……。解調器10還含有一個脈沖分裂器，用于將正負脈沖PP1，NP1流分裂為單獨的正脈沖流和負脈沖流，PP1、PP2、……以及NP1、NP2、……。除了所示脈沖計數(shù)解調器50，任何提供所述正負脈沖的合適的解調器都可使用。
圖5B表示依據(jù)本發(fā)明的信號重構的第一個實施例，在解調器10中含有基帶信號產生裝置80，用于從脈沖PP1、NP1、……產生重構基帶信號DTA。在這個實施例中，如果滿足下述條件X/2＜π/n＜X，其中X為符號周期T內的最小相位偏移，n為相位量化電平的數(shù)目，那么無需擴展內存便可以實現(xiàn)完善的重構。這里，重構延遲小，不需要任何大存儲器，不象當正負脈沖相距太遠，即它們的距離可能很容易就越過兩個符號周期時，需要大存儲器儲存脈沖時間。在基帶信號產生裝置80中，電壓V1和V2分別從正負脈沖產生，又產生電壓V3和V4，與所希望的可變時延成比例，即在FSK調制情況下為兩個先后相繼的相反脈沖之間的一半時間。為此目的，正負脈沖分別控制與電容83和84并連的開關81和82，當開關81和82打開時，電流源85和86產生的電流通過電容83和84承載。通過放大器89和90分別在電容83和84上感知電壓V1和V2，并通過由正負脈沖控制的開關91和92，在與電容83和84相連的電容87和88上形成電壓V3和V4。為了控制開關91和92，正脈沖PP1，……送進SR觸發(fā)器94的置位輸入93，負脈沖NP1、……送進SR觸發(fā)器94的復位輸入95，SR觸發(fā)器的輸出96通過電壓差分器97提供一個控制信號CT1控制開關92，SR觸發(fā)器94的反向輸出98通過電壓差分器99提供控制信號CT2控制開關91。事實上，在SR觸發(fā)器94的輸出96可以得到不完善的重構信號IMP，利用信號IMP和其逆信號產生電壓V5和V6，在信號IMP中的數(shù)據(jù)躍變時，電壓V5和V6起動，并隨時間增長。為實現(xiàn)此目的，電壓差分器97和99與類似于產生V1和V2的那種由開關控制的電流源相連，由SR觸發(fā)器100和101形成，控制信號CT1和CT2分別送進SR觸發(fā)器100和101的置位輸入102和103，而其反向輸出104和105分別控制跨接電容108和109的開關106和107。當開關106和107打開時，電容108和109處于負載狀態(tài)，分別由電流源110和111提供負載電流。為了從電壓V3和V5和一個負參考電壓Vref以及電壓V4和V6和負參考電壓Vref分別形成電壓V7和V8，提供了加法器112和113，與限幅器114和115相連。電壓V7和V8的過零瞬間決定重構基帶信號DTA必須進行信號躍變的時間點，以便得到完美的重構。為了從電壓V7和V8得到信號DTA，這些電壓被送進RS觸發(fā)器116，其復位輸入117與限幅器114相連，置位輸入118與限幅器115相連。觸發(fā)器116的躍變還進一步用于復位觸發(fā)器100和101。觸發(fā)器116的輸出119用于復位觸發(fā)器100，輸出119與觸發(fā)器100的復位輸入120相連，而觸發(fā)器116的輸出121用于復位觸發(fā)器101，輸出121與觸發(fā)器101的復位輸入122相連。
圖6為一時序圖，以便進一步說明第一個實施例的操作。如前所述，在觸發(fā)器94的輸出96得到不完美的重構信號IMP。信號IMP是被發(fā)送信號的粗略近似，其數(shù)據(jù)值是正確的，但數(shù)據(jù)躍變的時序還是錯誤的，開關81由正脈沖合上，開關82由負脈沖合上。如果開關81在時間t0被一個正脈沖合上，電容83幾乎立即放電至OV。如果開關81隨后被打開，電壓V1隨時間增加，直到下一個正脈沖到來。同樣，從時間t1開始，在開關瞬間之間產生電壓V2。在信號IMP發(fā)生數(shù)據(jù)躍變的瞬間時刻，電容87和87感應到電容83和84兩端的電壓，對于電壓V1和V2，它們分別具有相反符號。通過使用信號IMP的信號躍變而不是脈沖本身，防止了當許多正或負脈沖先后相繼出現(xiàn)時，信號V3和V4的信號值被改變。其原因在于只有先后相繼的、具有相反負號的兩個脈沖之間的時間是有意義的。因為電壓V3和V4與兩個先后相繼的相反符號的脈沖之間的時間距離成比例，這些電壓成為測量所希望的時延的尺度，決定完美重構瞬間。在信號IMP從“0”到“1”的躍變時，觸發(fā)器100置位，在從“1”到“0”的躍變時，觸發(fā)器101置位。這樣，觸發(fā)器100和101在一給定時延后指示被重構信號在相關方向的躍變將發(fā)生。于是，如果觸發(fā)器100和101置位，電容108和109被電流源110和111充電，分別開始于瞬間時刻t2和t3。電壓V7和V8的形成如前文所述，電壓V7和V8的過零決定重構信號DTA的躍變瞬間。也確定V7和V8的負參考電壓Vref決定原始數(shù)據(jù)信號和重構數(shù)據(jù)信號躍變之間的全部延遲。在所給實施例中，此延遲應在一個和兩個符號周期之間，小于一個符號周期引起因果問題，而大于兩個符號周期導致躍變未被識別。
圖7為依據(jù)本發(fā)明之信號重構的第二個實施例的流程圖。在這個實施例中，所述硬件實施例的主要部件可以由已編程的DSP(數(shù)字信號處理器)或類似設備代替。即，脈沖PP1、NP1、……送入DSP的輸入口，重構數(shù)據(jù)在DSP的輸出口得到。DSP(沒有具體圖示)根據(jù)所示流程圖編程。在DSP的一個內時鐘(沒有具體圖示)，脈沖極性，以及它們發(fā)生的時間儲存在一個DSP存儲器中(沒有具體圖示)，如流程圖方框“搜索解調器脈沖”所示。然后，程序搜索先后相繼的相反脈沖對，如方框“尋找相繼相反脈沖”所示。隨后，程序決定這樣的脈沖對之間的預定瞬間，由方框“決定脈沖對中的預定瞬間”示出。下一步，決定更新時間表，指示已定輸出數(shù)據(jù)躍變的瞬間，由方框“產生更新時間表”表示。最后，在由更新時間表決定的瞬間，在DSP的輸出端(沒有具體圖示)產生重構數(shù)據(jù)DTA，正脈沖后產生“0”到“1”躍變，負脈沖后產生“1”到“0”躍變。這樣便決定了數(shù)據(jù)變化的時間點和方向。方框“輸出DTA”表示數(shù)據(jù)DTA的輸出。
權利要求
1.一個正交接收器包括一個解調器，用于解調相位和/或頻率調制信號，該解調器含有從接收器中產生的量化中頻相位信號產生脈沖的裝置，和基帶信號產生裝置，用于從脈沖產生重構基帶信號，其特征在于，此基帶信號產生裝置用于決定是否兩個先后相繼的脈沖有不同的極性，而且如果是這樣，便在這兩個先后相繼的脈沖之間的一個預定重構瞬間產生一個重構基帶信號躍變。
2.根據(jù)權利要求1的正交接收器，其中重構瞬間決定于用于調制信號的調制方法，以便該瞬間最優(yōu)化地適配于所用調制方法。
3.根據(jù)權利要求2的正交接收器，其中調制信號為頻移鍵控信號，距離大致處于兩個先后相繼脈沖的中間。
4.根據(jù)權利要求2的正交接收器，其中調制信號為偏置頻移鍵控信號，距離為頻率偏置的函數(shù)。
5.根據(jù)權利要求2的正交接收器，其中調制信號為高斯最小頻移鍵控信號，距離為高斯調制信號的所謂BT積的函數(shù)。
6.根據(jù)權利要求2的正交接收器，其中調制信號為多電平頻移鍵控信號，距離為發(fā)送器參數(shù)和重構數(shù)據(jù)的函數(shù)，而且，其中解調器含有將距離調整在一個比特周期以內而不顧發(fā)送器參數(shù)和重構數(shù)據(jù)的裝置。
7.根據(jù)上述任一權利要求的正交接收器，其中從中頻相位信號產生脈沖的裝置包括多對交叉相連差分設備，其輸入與正交分支相連，其輸出與一個組合器相連，用于提供脈沖。
8.根據(jù)權利要求7的正交接收器，其中該接收器含有一個內插網(wǎng)絡，用于從正交接收的I信號和Q信號形成內插信號。
9.用于解調相位和/或頻率調制信號的解調器，該解調器包括從接收器產生的量化中頻相位信號產生脈沖的裝置，和基帶信號產生裝置，用于從脈沖產生重構基帶信號，其特征在于，該基帶信號產生裝置用于決定是否兩個先后相繼的脈沖有不同的極性，而且如果是這樣，便在這兩個先后相繼的脈沖之間的預定重構瞬間產生重構基帶信號躍變。
10.用于解調相位和/或頻率調制信號的一種解調方法，其中脈沖從一個量化中頻相位信號產生，而一個重構基帶信號從這些脈沖產生，其特征在于，先確定兩個先后相繼的脈沖是否有不同極性，如果是這樣，在這兩個先后相繼的脈沖之間的一個預定重構瞬間產生一個重構基帶信號躍變。
全文摘要
已知多分支和內插正交接收器,其中具有給定相位分辨率的量化相位信號被送進相位敏感解調器,從通過相位電平時產生的脈沖重構數(shù)據(jù)。為了避免不可接受的數(shù)據(jù)抖動,相位分辨率必須相當高。這樣,已知接收器變得復雜和/或在功耗方向不盡人意。本發(fā)明提出一種正交接收器,它非常精確,而且降低功耗。為此目的,此正交接收器中,數(shù)據(jù)信號重構瞬間由在先后相繼的相反極性的解調脈沖之間的預定瞬間決定,數(shù)據(jù)在這些瞬間輸出。預定瞬間的選擇依據(jù)所用調制方法和/或發(fā)送參數(shù)。
文檔編號H04L27/233GK1193437SQ97190509
公開日1998年9月16日 申請日期1997年4月30日 優(yōu)先權日1996年5月9日
發(fā)明者P·G·M·巴爾吐絲, A·J·E·M·雅森 申請人:菲利浦電子有限公司