專利名稱：采用無載波qam的數據傳輸的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無載波相位與振幅傳輸。
按照本發(fā)明的一個方面，提供了解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分其離兩個分量的一對自適應濾波器及各分量的差分解碼裝置。
另一方面，本發(fā)明提供了解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應濾波器；用于比較這兩個分量的裝置；以及在它們一致或相似的情況下能進行操作來(a)從該對中的一個濾波器的參數中計算具有與該濾波器正交的響應的濾波器的參數，及(b)用計算出的參數替代該對中另一濾波器的參數的裝置。
在本發(fā)明的又一方面中，提供了解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應濾波器；用于測定這兩個濾波器所引入的相對延時的裝置；以及用于調節(jié)至少一個濾波器以便減少相對延時的裝置。
在又另一方面中，本發(fā)明提供了解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應濾波器；用于檢測預定的信號序列的存在的裝置；以及響應這一檢測的不存在進行操作以交換兩個濾波器的響應的裝置。
這些方法也可組合應用。
另一方面，本發(fā)明提供了編碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括提供第一與第二值序列的裝置；差分編碼第一序列的裝置；差分編碼第二序列的裝置；濾波該差分編碼的第一序列的第一濾波器裝置；具有與第一濾波器裝置正交的響應的、濾波差分編碼的第二序列的第二濾波裝置；以及相加這兩個濾波器裝置的輸出的裝置。
下面參照附圖以示例方式描述本發(fā)明的一些實施例，附圖中

圖1為說明無載波相位與振幅調制的發(fā)射機與接收機的方框圖；圖2與3分別為實施本發(fā)明的發(fā)射機與接收機的方框圖；以及圖4為用在圖3的接收機中的濾波器的方框圖。
圖1中說明無載波相位與振幅傳輸的基本原理。將要傳輸的在圖中理想化為表示二進制值1與0的間隔T上的一系列脈沖+1與-1(但多電平信號也是可能的)的一序列離散值(信號an)饋送給具有脈沖響應ga(t)的數字整形濾波器1。將另一個這種序列bn饋送給具有脈沖響應gb(t)的第二整形濾波器2，并在加法器3中將這兩個濾波器的輸出相加。
在接收機上，通過某一信號路徑接收的所得到的組合信號被第二對濾波器4、5解碼，其輸出被限幅器6、7與原始脈沖周期T同步地(用同步化裝置，未示出)抽樣，隨即被判定器件8、9將信號量化成允許的電平(在本例中為±1)。各濾波器在例如4/T等明顯地超過1/T的抽樣率上操作。這兩個信號序列如何能有效地分離示出如下。
如果在某一時刻iT上第一與第二序列分別包含振幅為ai與bi的脈沖，則濾波器1、2的輸出為ai·ga(t-iT)及bi-gb(t-iT)。加法器3的輸出上的信號s(t)的通用形式為S(t)=Σi=-∞∞(aiga(t-iT)+bigb(t-iT))]]>假定不失真地接收這一信號(或者在傳輸中失真及相等與相反均衡化之后)并且接收濾波器4、5具有脈沖響應ha(t)與hb(t)。我們能用卷積積分來計算作為時間的函數的這些接收濾波器的輸出(分別為ra(t)與rb(t))。ra的公式給出如下，rb的公式也能類似的導出ra(t)=∫-∞∞s(τ)ha(t-τ)dτ]]>ra(t)=∫-∞∞Σi=-∞∞(aiga(τ-iT)+bigb(τ-iT))ha(t-τ)dτ]]>ra(t)=Σi=-∞∞∫-∞∞((aiga(τ-iT)+bigb(τ-iT))ha(t-τ))dτ---(2)]]>ra(t)=Σi=-∞∞∫-∞∞(aiga(τ-iT)ha(t-τ)+bigb(τ-iT)ha(t-τ))dτ]]>在限幅器6的輸出上，我們只須在離散間隔jT上考慮ra的值ra(jT)=Σi=-∞∞∫-∞∞(aiga(τ-iT)ha(jT-τ)+bigb(τ-iT)ha(jT-τ))dτ---(3)]]>如果將接收濾波器響應ha選擇為使下述關系成立
∫-∞∞(gb(τ-iT)ha(jT-τ))dτ≡0----(5)]]>則 ra(jT)＝aj。以類似的方式，如果將接收濾波器hb選擇為使下述關系成立∫-∞∞ga(τ-iT)hb(jT-τ))dτ≡0---(6)]]>
則rb(jT)＝bj。
以這一方式便有可能確定所發(fā)送的原始序列而無相同序列的元素之間或序列之間的干擾。
注意如果任何脈沖響應是無窮的，則積分上的無窮極限在理論上是必要的，但在實踐中如果包含了相關響應的有效項，便可以截斷。
假定將ga與gb選擇為使
便有可能找到帶有所要求的性質的ha與hb。這是正交性質的擴展(正交性質只須對于i＝0成立)。
在本例中通過將ha(t)≡ga(-t)及hb(t)≡gb(-t)(即通過在接收機中使用與發(fā)送濾波器匹配的濾波器)代入公式4、5、6、7，我們得出公式8、9與10的降低要求
適當的濾波器為構成Hilbert變換對的濾波器(具有頻率響應H(ω)與jH(ω)的，其中j2＝-1)。
然而這種系統對于信道失真與噪聲是相當敏感的，因此必須采用具有不僅取決于濾波器1、2的特征還取決于信號路徑的特征的脈沖響應Ga(t)、Gb(t)(即它們表示匹配的響應ga(t)、gb(t)與信道均衡性的組合效果)的接收機濾波器4、5。這能通過使用自適應濾波器方法達到，其中控制裝置10(或11)從減法器12(或13)接收判定器件8(或9)的輸入與輸出之間的差，并在相關濾波器4(或5)上作用例如Wiener最小均方算法等適應算法以便使這一差最小，而使濾波器4、5收斂到所要求的響應Ga(t)、Gb(t)。
還示出了符號映象器14，它接收位串行格式的二進制信號(即0和1)，并將它們轉換成饋送到整形濾波器的兩個序列。在其最簡單的形式中，這將交錯的位轉移到兩個信道中并將0與1翻譯成±1。在接收機上的符號映象器15中進行逆映象。
通過例如自同步偽隨機序列發(fā)生器等形式的擾頻裝置將用于編碼的位提供給符號映象器14，在該自同步偽隨機序列發(fā)生器中的帶有從22位串行輸入并行輸出移位寄存器17獲得的反饋的異或門16中將位串行組合。反饋是通過連接成接收移位寄存器17的第一與第22級輸出的異或門18獲得的，移位寄存器17從異或門16的輸出中取得其輸入。這一擾頻的功能為去掉信號的相關性，以便接收機上的自適應濾波器能滿意地操作。在接收機上設置對應的反擾頻器，將映象單元15的輸出饋入又一串行輸入并行輸出移位寄存器19，然后在異或門20中與異或門21的輸出組合，后者連接成接收移位寄存器19的第一與第22級輸出。
不幸的是，可能產生濾波器4與5的某些失收斂情況(1)濾波器之一或兩者收斂到-Ga(t)或-Gb(t)從而產生反向的輸出；(2)濾波器之一或兩者可能收斂到時移的響應，而使得輸出信號延遲(或提前)T的倍數；(3)兩個濾波器4、5可能收斂到同一響應，從而兩個信道都產生(例如)信號ra(t)而不恢復另一信號序列rb(t)；(4)濾波器4、5分別收斂到響應Gb(t)與Ga(t)，從而使信道換位。
分別描繪發(fā)射機與接收機的圖2與圖3示出采取措施來減輕這些問題的配置。項目1至21執(zhí)行圖1中相同的功能。假定所執(zhí)行的都是數字處理；從而，發(fā)射機具有供在模擬線路23上傳輸的數模轉換器22并且接收機具有模數轉換器24。在本例中，假定符號率為6兆符號/秒(即T＝167ns)，各符號在其兩個信道中的每個信道上攜帶單一的位，給出位率6×2＝12兆位/秒。濾波器1、2的輸出及濾波器3、4的輸入在四倍位率，即6×4＝24兆樣本/秒上操作。濾波器1、2為帶有16個抽頭的典型數字橫向濾波器，而濾波器4、5帶有32個抽頭。濾波器D/A與A/D轉換器的典型分辨率可以是10倍。
為了避免由濾波器4與/或5收斂到產生負輸出的響應所引起的接收信號中的誤差，采用了差分編碼。從而對整形濾波器1的輸入是通過包括異或門25及延時間隔為T的反饋延時線26的差分編裝置從符號映象器14獲得的，而在整形濾波器2的輸入上則設置帶有異或門27及延時線28的類似配置。注意差分編碼只作用在樣本的符號位上。接收機上的對應差分解碼器具有異或門29、30及延時線31、32。
用下述步驟識別及校正濾波器4、5之一或兩者中對應于有害的時移的情況(a)計算濾波器4的群延時dR；(b)如果該延時小于10或大于14個抽頭，則將濾波器系數移位足以校正它的量，即移位kR＝4.Round〔(dR-dD)/4〕，其中“Round〔X〕”表示“最接近X的整數”而dD則為要求的或目標延時，通常為12個抽頭；(c)計算濾波器5的群延時dQ；(d)如果延時dQ不在濾波器4的校正的延時dR的±2之內，則將濾波器5的系數移位kQ＝4.Round〔(dQ-dR)/4〕。
當然，群延時通常不是與頻率無關的；然而在實踐中發(fā)現如果在或接近濾波器的通帶中央的頻率上計算群延時便已足夠。
圖3中示出由處理單元33執(zhí)行的計算與移位操作，該處理單元33連接成從濾波器4、5接收濾波器系數CRi、CQi(i＝1…n，n為濾波器抽頭數)并將它們返回給濾波器4、5。在實踐中采用一個單一的數字信號處理裝置來不僅執(zhí)行這一功能還執(zhí)行濾波、量化及測試操作更為方便。
下面描述計算群延時的一種可能的算法。圖4中示出濾波器4或5的結構，其中我們有帶延時50的有限脈沖響應濾波器，具有T/4持續(xù)時間的延時50提供輸入樣本X的32個延時版本，乘法器51將它們乘以系數Ci，在加法器52中將這些積相加。
從定義為d(ω)=-∂φ(ω)∂ω---(11)]]>的濾波器的形式群延時d(ω)中能計算出信號延時的良好指示，其中φ(ω)為濾波器的相位響應。
根據可接受的理論FIR濾波器的傳輸響應G(ω)由下式給出G(ω)=Σi=1ncizi---(12)]]>其中Ci為圖中的系數而z則表示單個延時元件的特征。
延時z也能替代地用對在角頻率ω上的正弦激勵的實(同相)及虛(正交)響應分量表示如下
z＝cos(ω)-j sin(ω) (13)這時Demoivre規(guī)則給出zi＝cos(iω)-j sin(iω)(14)可將其代入G(ω)的表達式而給出G(ω)=Σi=1nci(cos(iω)+jsin(iω))---(15)]]>這時便能分離這一表達式的實與虛部G(ω)=Σi=1ncicos(iω)+jΣi=1ncisin(iω)---(16)]]>而得出相位響應φ(ω)為tan-1(虛部/實部)φ(ω)=tan-1[Σi=1ncisin(iω)Σi=1ncicos(iω)]---(17)]]>通過用函數的函數及商規(guī)則求這一表達式的微分，便有可能得出濾波器的群延時的閉合形式表達式d(ω)=Σi=1ncisin(iω)Σi=1nicisin(iω)+Σi=1ncicos(iω)Σi=1nicicos(iω)(Σi=1ncisin(iω))2+(Σi=1ncicos(iω))2---(18)]]>這一表達式中包含6個積之和，但它們中只有4個是唯一的，我們稱之為S0n、S1n、C0n、C1nS0n=Σi=1ncisin(iω)]]>S1n=Σi=1nicisin(iω)]]>C0n=Σi=1ncicos(iω)---(19)]]>C1n=Σi=1nicicos(iω)]]>這時可將群延時表示為d(ω)=NnDn---(20)]]>其中Nn＝S0nS1n+C0nC1nDn＝S0n2+C0n2(21)以上種種，允許作為頻率ω的函數計算濾波器延時。為了確定濾波器的延時是“好”或是“壞”或者一對濾波器的延時“相等”還是“不等”，希望將延時的量度減少到一單一的數。有許多方法能做到這一點，取頻率范圍上的平均值、rms值、中位數或某些其它折衷方案。在實踐中，在接近濾波器通帶的中央附近的單個點頻率上估算延時通常便已足夠。這可能是任何頻率，但在寬帶應用中，特別方便的頻率通常是Nyquist頻率的一半，即ω＝π/2。為了展示其方便性，我們將S0、S1、C0與C1的和分成子范圍，代入ω＝π/2S0n=Σi=0n/4-1Σk=14c4i+ksin((4i+k)π/2)]]>C0n=Σi=0n/4-1Σk=14c4i+kcos((4i+k)π/2)---(22)]]>S1n=Σi=0n/4-1Σk=14(4i+k)c4i+ksin((4i+k)π/2)]]>C1n=Σi=0n/4-1Σk=14(4i+k)c4i+kcos((4i+k)π/2)]]>
通常只在n為4的倍數時才能這樣做，但通過提供值零的額外系數而將系數集假想地擴充到下一個4的倍數，通常便能采用這一相同的方法。
三角函數的自變量的增量2πi在它們的值上沒有影響，因此可以丟棄。剩下的自變量kπ/2在內和中只得出兩個簡單的非零值，因此可將上述表述式化簡為S0n=Σi=1n/4-1c4i+1-c4i+3]]>S1n=Σi=1n/4-1(4i+1)c4i+1-(4i+3)c4i+3]]>C0n=Σi=1n/4-1-c4i+2+c4i+4---(23)]]>C1n=Σi=1n/4-1-(4i+2)c4i+2+(4i+4)c4i+4]]>上述計算方法將問題減少到少數加法、四次乘法及一次除法，這是大多數現代信號處理裝置容易完成的計算。
下面是進行延時計算的Fortran代碼段(其中的i是式18中所使用的下標i的四倍)s0＝0s1＝0c0＝0c1＝0
do i＝0，n-4，4s0＝S0+ c(i+1)-c(i+3)s1＝s1+(i+1)*c(i+1)-(i-3)*c(i+3)c0＝c0- c(i+2)+c(i+4)c1＝c1-(i+2)*c(i+2)+(i+4)*c(i+4)enddode1＝(s0*s1+c0*c1)/(s0*s0+c0*c0)為了檢測濾波器4及5已收斂到類似或相等響應的情況，在量化器8、9的輸出之間進行比較來判定量化器輸出的兩個符號序列是否相同。作出第二比較來判定其中之一是否是另一個的補碼(意味著兩個濾波器基本上相同但它們的系數的符號不同)。當然只有在校正了任何時移之后這些比較的結果才有用處。
從而比較器34逐位比較這兩個序列，并在兩位不同時增量計數器35，因此如果這些位連續(xù)地相同，計數器便保持在零上。類似地如果兩位相同便增量計數器36，因此如果這些位連續(xù)地不同，該計數器便保持在零上。檢測器37、38檢測在4ms時段之后兩個計數器之一是否在零上，如果是，便啟動從一個濾波器(如所示的濾波器4)下載系數的過程，計算這些系數的Hilbert變換并將它們加載進濾波器5中來取代其現有的系數。這一功能是由計算單元39執(zhí)行的，但可以加入到單元33中。在本例中各符號每一信道只攜帶一位；如果所攜帶的為一組位，則比較器34將需要比較位組。
實際上有可能免除測試，而在接收機起動及濾波器4收斂之后無條件地執(zhí)行這一復制過程。這不是最好的方法，因為它在隨后的操作期間不允許識別收斂失效；周期性的這種傳送可解決這一問題，但要付出下述代價，由于在實際條件下，由于系統中的不完善性，另一濾波器的系數的Hilbert變換拷貝很可能不是最優(yōu)的，并因此導致短期的非最優(yōu)操作，雖然濾波器重收斂。(如果為特定系統建立的界限使得拷貝可以接受，當然可能例行地執(zhí)行這一拷貝而連同濾波器5的適應裝置一起免除)。
信道換位的檢測是在包含在數據中的預定的位序列的協助下執(zhí)行的。這將被稱這同步字，這是基于它也能用于幀同步，雖然在本上下文中這是偶然的。從而圖2的發(fā)射機在輸入端40上接收輸入數據，并在寄存器41中將它們連同占據一個1920位的幀的前64位的同步字一起格式化成一個數據幀。圖3的接收機在寄存器42中重組該幀，同步檢測器43在與這一幀結構同步(用未示出的傳統裝置)的幀時鐘脈沖確定的瞬間上將寄存器內容中的同步部分的最后40位(以允許反擾頻器有充分的同步時間)與預定的位序列進行比較。
每次識別出同步位時復位定時器44并在預置的暫停時段(如32ms)中不存在同步位時生成“同步失敗”輸出。如果識別出丟失同步，將其假定為指示信道換位而啟動一個進程，在其中將濾波器4的系數拷貝到濾波器5上而將濾波器5的拷貝到濾波器4上。在圖3中這是示出為由門45、46執(zhí)行的。
這些各種監(jiān)測與校正進程描述為似乎它們是連續(xù)發(fā)生的；然而實際上它們需要數字計算因此是循環(huán)發(fā)生的。如早先簡要提到的，比較結果及拷貝或重新計算濾波器系數的過程(事實上整個濾波及濾波器適應過程)可用適當編程的單個數字信號處理裝置執(zhí)行。通常這樣的裝置能每4ms執(zhí)行這樣的一個循環(huán)，實踐中已發(fā)現對于起動或某些干擾后達到正常操作的快速收斂，這已綽綽有余。
最后應指出(除非也比較信道的移位版本)信道的相同或相似性檢驗必須在校正濾波器4與5中的相對時移之后進行(也可在之前進行，但不會提供有意義的結果)。類似地，使用“同步失敗”信號來啟動濾波器響應換位(由于相同的條件)必須在信道的相同或相似性校正之后進行。
權利要求
1.一種解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應濾波器(4、5)及各分量的差分解碼裝置(29、31；30、32)。
2.一種解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對適應濾波器(4、5)；用于比較這兩個分量的裝置(34)；以及在其相同或相似的情況下進行下述操作的裝置(35-39)(a)從該對濾波器中的一個濾波器的參數中計算具有與這一濾波器的響應正交的響應的濾波器的參數；及(b)用計算出的參數取代該對濾波器中另一濾波器的參數。
3.按照權利要求1的裝置，還包括用于比較這兩個分量的裝置(34)及在其相同或相似的情況下進行下述操作的裝置(35-39)(a)從該對濾波器中的一個濾波器的參數中計算出具有與這一個濾波器的響應正交的響應的濾波器的參數；及(b)用計算出的參數取代該對濾波器中另一濾波器的參數。
4.一種解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應濾波器(4、5)；用于測定濾波器所引入的相對延時的裝置(33)；及用于調節(jié)至少一個濾波器以便減少相對延時的裝置。
5.按照權利要求1、2或3的裝置，還包括用于測定濾波器所引入的相對延時的裝置(33)及用于調節(jié)至少一個濾波器以便減少相對延時的裝置。
6.一種解碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應濾波器(4、5)；用于檢測預定的信號序列的存在的裝置(43)；以及響應這一檢測的不存在進行操作來交換這兩個濾波器的響應的裝置(44、45、46)。
7.按照權利要求1至5中任何一項的裝置，還包括用于檢測預定的信號序列的存在的裝置(43)及響應這一檢測的不存在進行操作來交換這兩個濾波器的響應的裝置(44、45、46)。
8.按照權利要求6或7的裝置，包括定時器裝置(44)，只在所述不存在持續(xù)一預設的時段的情況下進行操作來實行這一交換。
9.一種編碼無載波相位/振幅調制的信號的裝置，包括提供第一與第二值序列的裝置(14)；差分編碼第一序列的裝置(25、26)；差分編碼第二序列的裝置(27，28)；濾波差分編碼的第一序列的第一濾波器裝置；具有與第一濾波器裝置的響應正交的響應的、用于濾波差分編碼的第二序列的第二濾波器裝置；以及將這兩個濾波器裝置的輸出相加的裝置。
10.在這里基本上參照附圖中圖2至4所描述的用于無載波相位/振幅調制的信號的裝置。
全文摘要
第一與第二信道的無載波信號通過具有正交響應的濾波器,然后被相加以供傳輸。接收機使用也需要正交響應來有效地分離信道的自適應濾波器(4、5)。為了適應濾波器的收斂失效所產生的(a)反向響應。(b)微分延時、(c)相似或相同響應與/或(d)換位響應,及因此產生的不正確解碼:(a)發(fā)射機與接收機可采用在各信道中差分編碼(25～32)、(b)接收機可計算(33)其濾波器的群延時及校正任何誤差、(c)接收機可比較(34)濾波的信號及如果相似則用從另一濾波器計算出(39)的正交響應來取代一個濾波器響應與/或(d)接收機可通過換位(45、46)濾波器的響應來應答識別(43、44)期望的同步字的失敗。
文檔編號H04L27/38GK1276121SQ9719253
公開日2000年12月6日 申請日期1997年3月11日 優(yōu)先權日1996年3月12日
發(fā)明者約翰·沃爾西·庫克 申請人:英國電訊有限公司