專利名稱：多載波解調(diào)系統(tǒng)中精細頻率同步化的方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化的方法及裝置，尤其涉及在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼(differential phase decoding)型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法及裝置，其中信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定。
在多載波傳輸系統(tǒng)(MCM,OFDM)中，載波頻率偏移的效應基本上高于單一載波傳輸系統(tǒng)。MCM對以振幅失真及載波間干擾(ICI)形式出現(xiàn)的相位噪聲及頻率偏移更敏感。載波間干擾有使載波在相互關系上不再正交的效應。頻率偏移在通電后或更后時期由于用于基帶內(nèi)降頻的振蕩器的頻率偏差而發(fā)生。無載振蕩器的頻率的代表性準確度約為載波頻率的±50ppm。關于載波頻率，例如在2.34Ghz的S帶的情況，本地振蕩器(LO)的最高頻率偏差約為100kHz以上(117.25kHz)。上面所指出的效應導致對頻率偏移校正的演算法的高度要求。
先前技術的用于頻率同步化的演算法大多數(shù)將頻率校正分為二階段。在第一階段施行粗略同步化。在第二階段可達到精細校正。一種常用于載波頻率粗略同步化的演算法使用頻域內(nèi)一具有特殊譜型的同步符號。此種同步符號例如為CAZAC序列(CAZAC=ConstantAmplitude Zero Auto correlation)。通過所接收信號的功率譜與所發(fā)射信號的功率譜的比較，即相關，可粗略估計載波頻率偏移。此類先前技術演算法都在頻域內(nèi)運行。例如參考Ferdinand Cla β en,Heinrich Meyr,＂Synchronization Algorithms for an OFDM Systemfor Mobile Communication＂,ITG-Fachtagung 130,Codierung fürQuelle,Kanal und übertragung,pp105-113,Oct.26-28,1994；以及Timothy M.Schmidl,Donald C.cox,＂Low-Overhead,Low-Complexity[Burst]Synchronization for OFDM＂,in Proceedings ofthe IEEE International Conference on Communication ICC 1996,PP.1301-1306(1996)。
在載波頻率的粗略同步化方面,有Paul H.Moose,＂A Techniquefor Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency OffsetCorrection＂,IEEE Transaction On Communication,Vol.42,No.10,October 1994，提出增加副載波與副載波的間隔，以便副載波間距大于接收的載波與發(fā)射的載波間的最大頻率差。副載波間距借助快速傅立葉變換所變換的取樣值數(shù)目的減少而增加。這對應于快速傅立葉變換所變換的取樣值數(shù)目的減少。
本發(fā)明的目的為提供施行精細的頻率同步化的方法及裝置，可在利用MCM信號的MCM傳輸系統(tǒng)中實現(xiàn)一種精細的頻率同步化，補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差，在該信號中，信息以差分相位被編碼于同時存在的具有不同頻率的副載波之間。
依照第一方面，本發(fā)明提供一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該方法包括確定不同符號中的同一載波的相位間相位差的步驟；從該相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定頻率偏移的步驟；以及根據(jù)所確定的頻率偏移施行該載波頻率偏差的反饋校正的步驟。
依照第二方面，本發(fā)明提供一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該方法包括確定不同符號中的同一載波的各相位的步驟；從這些相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差的步驟；確定這些相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移的步驟；以及根據(jù)所確定的頻率偏移施行該載波頻率偏差的反饋校正的步驟。
依照第三方面，本發(fā)明提供一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該方法包括對于這些符號中的多數(shù)載波確定不同符號中的同一載波的相位間的一個相位差的步驟；及從該相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一頻率偏移的步驟；平均這些多數(shù)載波所確定的頻率偏移以確定一平均頻率偏移的步驟；以及根據(jù)該平均頻率偏移施行該頻率偏差的反饋校正的步驟。
依照第四方面，本發(fā)明提供一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該方法包括對于這些符號中的多數(shù)載波確定不同符號中的同一載波的各相位的步驟；從這些相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差的步驟；以及確定這些相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移的步驟；平均這些多數(shù)載波所確定的頻率偏移以確定一個平均頻率偏移的步驟；以及根據(jù)該平均頻率偏移施行該頻率偏差的反饋校正的步驟。
依照第五方面，本發(fā)明提供一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該裝置包括確定不同符號中的同一載波的相位間的一個相位差的裝置；從該相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一個頻率偏移的裝置；以及根據(jù)所確定的頻率偏移施行該頻率偏差的反饋校正的裝置。
依照第六方面，本發(fā)明提供一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該裝置包括確定不同符號中的同一載波的各相位的裝置；從這些相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差的裝置；確定這些相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移的裝置；以及根據(jù)所確定的頻率偏移施行該頻率偏差的反饋校正的裝置。
依照第七方面，本發(fā)明提供一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該裝置包括確定不同符號中的同一載波的相位間的一個相位差的裝置；從該相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一個頻率偏移的裝置；平均這些多數(shù)載波的所確定的頻率偏移以確定一個平均頻率偏移的裝置；以及根據(jù)該平均頻率偏移施行該頻率偏差的反饋校正的裝置。
依照第八方面，本發(fā)明提供一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，這些信號包括多數(shù)符號，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波間的相位差所限定，該裝置包括確定不同符號中的同一載波的各相位的裝置；從這些相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差的裝置；確定這些相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移的裝置；平均多數(shù)載波的所確定的頻率偏移以確定一個平均頻率偏移的裝置；以及根據(jù)該平均頻率偏移施行該頻率偏差的反饋校正的裝置。
本發(fā)明涉及施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法及裝置。此精細頻率同步化最好能在完成粗略頻率同步化之后進行，使粗略頻率同步化后的頻率偏移小于MCM符號中的副載波間距的一半。由于通過本發(fā)明的精細的頻率同步化方法及裝置來校正頻率偏移，可采取一種利用沿時軸的差分解碼及解映的相位旋轉(zhuǎn)所進行的頻率偏移校正法。確定沿時軸的時間上相鄰的副載波符號間的頻率差分，以此檢測頻率偏移。測定各副載波的I-Q笛卡爾坐標(Cartesian coordinates)的旋轉(zhuǎn)，且在較佳實施例中，平均一MCM符號的全部n個副載波，以此計算頻率誤差。
首先，使用一M-PSK判定裝置并使該判定裝置的輸出與用于各副載波符號的輸入信號相互關聯(lián)(相關)，以此消除相位分歧性或不定因素。由此，副載波符號的相位偏移被確定而此相位偏移可用來重現(xiàn)反饋方向結構形式的頻率誤差?；蛘?，一個MCM符號的副載波符號的相位偏移可用一MCM符號的所有的活動載波予以平均，其中平均后的相位偏移被用來重顯頻率誤差。
依照本發(fā)明，頻率偏移的確定系在頻域內(nèi)進行。依照本發(fā)明，精細的頻率同步法的反饋校正系在時域內(nèi)進行。為此，設有一在時域內(nèi)的差分解碼器，以便根據(jù)不同MCM符號的時間上連續(xù)的副載波符號的相位，檢測出副載波的頻率偏移。
以下以附圖為基礎詳細說明本發(fā)明的較佳實施例，在附圖中，

圖1顯示一可應用本發(fā)明的MCM傳輸系統(tǒng)的總體示意圖；圖2A及圖2B顯示描繪一沿時軸的差分映射方案及一沿頻軸的差分映射方案的示意圖；圖3顯示沿頻軸施行差分映射法的功能方框圖；圖4顯示MCM符號中所有副載波的時間性變化的表象；圖5顯示具有頻率偏移的各副載波的QPSK構象；圖6顯示一概括方框圖，示意本發(fā)明的精細頻率同步裝置在一MCM接收機中的位置；圖7顯示圖6中所示精細頻率誤差檢測器的方框圖；圖8顯示一包括有粗略頻率同步裝置及精細頻率同步裝置的MCM接收機的方框圖；圖9顯示一個用來施行粗略的頻率同步化的裝置的方框圖；圖10顯示一個用來施行粗略的頻率同步化的基準符號的示意圖；圖11顯示一具有幀結構的典型MCM信號的示意圖；圖12顯示一MCM接收機的差分解映器的輸出的散布圖，用來示例回波相位偏移校正的效果；圖13顯示一示意方框圖，示意一回波相位偏移校正裝置的位置及功能度；圖14顯示一回波相位偏移校正裝置較佳形態(tài)的示意方框圖；以及圖15顯示通過另一回波相位偏移校正演算法實現(xiàn)的投影的示意圖。
在詳細討論本發(fā)明的前，參照圖1說明一MCM傳輸系統(tǒng)的操作模式。
參見圖1，100顯示一MCM發(fā)射機，基本相當于先前技術的MCM發(fā)射機。這種MCM發(fā)射機的說明例如在「William Y.Zou,Yiyan Wu,＂COFDM:An OVERVIEW＂IEEE Transactions onBroadcasting,vol.41,No.1,March 1995」中可找到。
數(shù)據(jù)源102將一串列位流104提供給該MCM發(fā)射機。進來的串列位流104被施加到一個位一載波映射器106，在此，由進來的串列位流104產(chǎn)生一分譜序列108。在分譜序列108上施行逆快速傅立葉變換(IFFT)110，以便產(chǎn)生一MCM時域信號112。該MCM時域信號形成MCM時間信號的有用MCM符號。為了避免多路失真所引起的符號間干擾(ISD，提供一裝置114，用來將一固定長度的保護間隔插入在時間上相鄰的MCM符號之間。依照本發(fā)明的較佳實施例，將有用的MCM符號的最后部分安置于有用符號的前面，以用作保護間隔。所得到的MCM符號以115示于圖1中，對應于描繪于圖11中的MCM符號160。
圖11顯示一具有幀結構的典型MCM信號的構造。MCM時間信號的一幀由多數(shù)MCM符號160所構成。各MCM符號160由有用符號162和與其相關聯(lián)的保護間隔164所構成。如圖11中所示，各幀包括一個基準(參考)符號166。本發(fā)明有利于結合這種MCM信號一起使用，然而這種信號結構不一定用來施行本發(fā)明，只要所發(fā)射的信號包括有用部分及至少一個基準符號。
為了得到圖11中所示的最后幀結構，提供一裝置116，用來對指定數(shù)目的各MCM符號添加一基準符號。
依照本發(fā)明，基準符號為一振幅調(diào)制的位序列。因此，施行一個位序列的振幅調(diào)制，使振幅調(diào)變的位序列的包絡可界定基準符號的基準模型。此項由振幅調(diào)制的位序列的包絡所界定的基準模型必需在MCM接收機收到MCM信號時被檢測出來。在本發(fā)明的較佳具體例中，一具有良好自相關性的虛擬隨機位序列被用作該項振幅調(diào)制的位序列。
基準符號的長度及重復率的選擇依MCM信號發(fā)射用信道的特性，即信道的相干時間而定。此外，基準符號的重復率及長度，換言之，各幀中有用符號的數(shù)目取決于接收機的要求，涉及起始同步化的平均時間以及信道衰落引起同步損失后的再同步化的平均時間。
所得到的MCM信號具有圖1中118所示的結構，此信號被施加至發(fā)射機前端120。簡而言之，在該發(fā)射機前端120施行MCM信號的數(shù)/模轉(zhuǎn)換及升頻(向上變頻)。然后，通過一信道122發(fā)射該MCM信號。
其次，參照圖1，簡單說明一MCM接收機130的操作模式。MCM信號在接收機前端132被接收。在接收機前端132中，使MCM信號降頻(向下變頻)，然后進行該降頻信號的模/數(shù)轉(zhuǎn)換。
降頻MCM信號被提供給一符號幀/載波頻率同步裝置134。
該符號幀/載波頻率同步裝置134的第一目的為根據(jù)振幅調(diào)制的基準符號施行幀同步化。此項幀同步化是在振幅調(diào)制的基準符號與存儲于MCM接收機內(nèi)的指定基準模型之間的關聯(lián)為基礎施行的。
該符號幀/載波頻率同步裝置134的第二目的為施行MCM信號的粗略的頻率同步化。為此，符號幀/載波頻率同步裝置134被用作一種粗略頻率同步裝置，以確定載波頻率的粗略的頻率偏移，此偏移例如由發(fā)射機的本地振蕩器與接收機的本地振蕩器之間的頻率差所引起。所確定的頻率被用來施行粗略的頻率校正。粗略頻率同步裝置的操作模式參照圖9及10詳述于下文。
如上所述，幀同步裝置134決定MCM符號中的基準符號的位置。根據(jù)幀同步裝置134的決定，一基準符號抽取裝置134從來自接收機前端132的MCM符號抽取其成幀信息，即基準符號。在取出基準符號后，MCM信號被施加到一保護間隔去除裝置138。至此，在MCM接收機所進行的信號處理的結果為有用MCM符號。
從該保護間隔去除裝置138輸出的有用MCM符號被提供給一快速傅立葉變換裝置140，以便由有用符號形成一分譜序列。然后，該分譜序列被提供給一個載波一位映射器142，在其中復原串列位流。此串列位流被提供給一數(shù)據(jù)宿144。
其次，參照圖2A及2B，敘述差分映射法的兩種模式。在圖2A中，顯示沿時軸差分映射的第一種方法。由圖2A可知，一個MCM符號由K個副載波構成。副載波包括各種頻率，且在較佳實施例中沿頻率軸方向等間距隔開。在使用沿時軸的差分映射法時，一個或更多個位被編碼為相鄰MCM符號中同一中心頻率的二個副載波之間的相移及/或幅移。副載波符號間所示箭頭對應于被編碼為二個副載波符號間的相移及/或幅移形式的信息。
第二種差分映射方法示于圖2B中。本發(fā)明適于使用圖2B所示映射法的MCM傳輸系統(tǒng)。此映射方案為基于沿頻率軸的差分映入一MCM符號的方法。多個MCM符號200示于圖2B中。各MCM符號200包括多個副載波符號202。圖2B中的箭頭204示意被編碼于二個副載波符號202之間的信息。由箭頭204可知，此映射法是基于沿頻率軸方向差分映入一MCM符號的方法。
在圖2B所示的實施例中，將一MCM符號200中的第一副載波(k=0)用作一基準副載波206(影線)，以便將信息編碼于該基準副載波與第一有效(活動)載波208之間。MCM符號200中的其他信息分別被編碼于有效載波之間。
因此，每一MCM符號均存在一絕對相位基準。依照圖2B，此絕對相位基準由插入每一MCM符號(k=0)中的基準符號提供?；鶞史柨删哂袑λ蠱CM符號不變的相位，或因MCM符號而異的相位。重現(xiàn)時間上優(yōu)先的MCM符號的最后副載波相位即可得到不同的相位。
在圖3中，顯示一種用來施行沿頻率軸的差分映射法的裝置的較佳實施例。參照圖3，說明依照本發(fā)明使用沿頻率軸的差分映射法的MCM符號在頻域內(nèi)的組合。
圖3顯示一MCM符號與下述參數(shù)的組合NFFT分別指示離散傅立葉變換的復數(shù)系數(shù)的數(shù)目及副載波的數(shù)目。
K指示有效載波的數(shù)目?；鶞瘦d波并未包括在K的計數(shù)之內(nèi)。
依照圖3，一種四相移相鍵控(QPSK)被用來使位流映成復數(shù)符號。但，其他的M元映射法(MPSK)如2-PSK,8-PSK,16-QAM,16-APSK,64-APSK等亦有可行性。
此外，為了容易濾波及使高頻消失作用最小化，在圖3所示的裝置中，一些副載波未被用于信息的編碼。這些被設定為零的副載波構成MCM信號頻譜的上邊界及下邊界上的所謂保護帶。
在圖3所示的映射裝置的輸入端，有一輸入位流的復數(shù)信號對b0[k],b1[k]被接收。K個復數(shù)信號對被組合以形成一個MCM符號。信號對被編碼為一個MCM符號組合所需要的K差分相移phi[k]。在此實施例中，從位映射至0,90,180及270度相移是利用格雷(Gray)映射法在一四相移相鍵控裝置220中進行的。
格雷映射法用來防止差分檢測相位誤差小于135度時在接收機引起雙重位誤差。
K個相位的差分相位編碼系在差分相位編碼器222中進行。在此處理階段，QPSK格雷映射器所產(chǎn)生的K相位phi[k]被差分編碼。原則上，使反饋回路224計算所有K相位的累積和。作為最初計算(k=0)的起始點，使用基準載波226的相位。設置一開關228以提供基準載波226的絕對相位或被編碼在位于求和點230之前的居先(即z-1，在此z-1代表單位延遲算子)副載波上的相位信息。在差分相位編碼器222的輸出端提供各副載波編碼用的相位信息theta[k]。在本發(fā)明的較佳實施例中，一個MCM符號的副載波互相沿頻軸方向等間距隔開。
差分相位編碼器222的輸出端被連接至一裝置232，此裝置使用相位信息theta[k]產(chǎn)生復數(shù)副載波符號。為此，將K差分編碼相位乘以下式1以轉(zhuǎn)換為復數(shù)符號。系數(shù)*ej*[2*π*(theta[k]+PHI)]]]>(式1)式中的系數(shù)指示一標量因子，而PHI指示一輔助角。該標量因子及該輔助角PHI均為任意值。在選擇PHI=45°的場合，可得到旋轉(zhuǎn)的DQPSK信號構象。
最后，在一組合裝置234完成MCM符號的組合。一個MCM符號包括由為“零”的NFFT-K-1保護帶符號組成的NFFT副載波；一基準副載波符號；以及K個DQPSK副載波符號。因此，所組成的MCM符號200為由K個復值(包含編碼信息，位于NFFT復值兩側的二保護帶以及一基準副載波符號)所構成。
該MCM符號在頻域內(nèi)組合完成。為了變換于時域內(nèi)，通過一變換器236對該組合裝置234的輸出施行逆離散傅立葉變換(IDFT)。在本發(fā)明的較佳實施例中，變換器236適于施行快速傅立葉變換(FFT)。
MCM信號在發(fā)射機及接收機中的其他處理如上參照圖1的說明。
在接收機需要一解映裝置142(圖1)以逆反上述參照圖3的映射裝置操作。解映裝置的執(zhí)行過程簡單明了，因而在此不需要予以詳細說明。
沿頻軸方向的差分映射法適合于對迅速變化的多路信道的多載波(OFCM)數(shù)字廣播。依照此映射法，不需要超過一個MCM符號的信道固定性。然而，沿頻軸方向的差分映射法可能產(chǎn)生一個新問題。在多路環(huán)境中，接著或先于主路發(fā)生的路回波會導致同一MCM符號中的副載波間的系統(tǒng)相位偏移。因此，較佳的是，設置一校正裝置以便消除這種相位偏移。由于信道所引起的差分解調(diào)符號間的相位偏移為系統(tǒng)誤差，可利用演算法去校正。原則上，此種演算法必需在差分解調(diào)后由信號空間構象計算回波所引起的相位偏移，然后校正此相位偏移。
上述回波相位校正演算法的例子參照圖12至15敘述于本說明書的末尾。
其次，參照圖4至8敘述依照本發(fā)明的精細頻率同步法。如上所述，依照本發(fā)明的精細頻率同步法是在完成粗略的頻率同步化之后施行。在下文敘述依照本發(fā)明的精細頻率同步法后，參照圖9至10敘述可通過符號幀/載波頻率同步裝置134施行的粗略頻率同步法的較佳實施例。
使用依照本發(fā)明的精細頻率同步法，可校正小于副載波間距的一半的頻率偏移。頻率偏移對全體副載波而言為低度且相等的偏移，因此，精細的頻率同步化問題可縮小至副載波的范圍。圖4為時間-頻率平面中的MCM符號200的示意圖。各MCM符號200包括432個副載波符號C1至C432。MCM符號沿時軸排列，圖4中所示的第一個MCM符號200具有所結合的時間T1，其次的MCM符號具有所結合的時間T2，等等。依照本發(fā)明的較佳實施例，其精細頻率同步化是根據(jù)由沿時軸相鄰的二個MCM符號(例如C1/T1及C2/T2)的同一副載波導出的相位旋轉(zhuǎn)。
在下文中，參照QPSK(四相移相鍵控)映射法說明本發(fā)明。但，明顯的是，本發(fā)明可應用于任一MPSK映射法，其中M指示用于編碼的相態(tài)的數(shù)目，例如2,4,8,16……。
圖5描繪一顯示具有頻率偏移的各副載波的QPSK構象的復數(shù)坐標系。第一個MCM符號即MCM符號-1的可能的4個相位位置示以300。由此MCM符號的副載波(副載波n)轉(zhuǎn)換為下一個MCM符號即MCM符號-2的同一副載波時，若無頻率偏移，QPSK構象的位置則不變。若有頻率偏移存在，該偏移則小于副載波互相的間隔(間距)的一半(如上所述)，此頻率偏移引起MCM符號-2的QPSK構象相對于MCM符號-1的QPSK構象相位旋轉(zhuǎn)。新QPSK構象為MCM符號-2的對象副載波的4個可能的相位位置，其以302示于圖5中。此相位旋轉(zhuǎn)可由下式導出Cn(kTMCM)=ej2πfoffsetTMCMCn((k-1)TMCM)]]>θ=2πfoffsetTMCM(式2)Cn指示一MCM符號中的副載波n的QPSK構象。n為從1連續(xù)至MCM符號中的有效副載波的數(shù)目的標號。頻率偏移有關的信息被包含于式2的ej2πfoffsetTMCM]]>項內(nèi)。此頻率偏移對所有的副載波相等。因此，相位旋轉(zhuǎn)亦為對所有的副載波相等的相位旋轉(zhuǎn)。如此，可實現(xiàn)求得一MCM符號的全部副載波的平均。
圖6顯示一MCM接收機的方框圖，在該MCM接收機中實施本發(fā)明。設置一個模/數(shù)轉(zhuǎn)換器310以施行接收機前端132(圖1)所接收的降頻信號的模/數(shù)轉(zhuǎn)換。將模/數(shù)轉(zhuǎn)換器310的輸出施加至低通濾波器兼1/10取樣器(decimater)裝置312。低通濾波器為一種脈沖成形濾波器，與MCM發(fā)射器的脈沖成形濾波器相同。在1/10取樣器中，將信號按MCM符號頻率予以取樣。如上面參照圖1所述，通過一保護間隔去除裝置132除去MCM信號中的保護間隔。保護間隔被插在MCM發(fā)射器中的二MCM符號之間，以避免信道存儲器引起的符號間的干擾。
保護間隔去除裝置132的輸出施加至一MCM解調(diào)器314，它對應于圖1中所示的快速傅立葉變換器140。在MCM解調(diào)器314的后面設有差分解碼裝置316及解映裝置318。在差分解碼裝置316中，利用差分解碼，復原相位信息。在解映裝置318中，施行沿頻軸方向的解映，以從復數(shù)信號中再現(xiàn)輸入解映裝置318的數(shù)據(jù)信號。
MCM調(diào)制器314的輸出亦被施加至精細頻率誤差檢測器320。精細頻率誤差檢測器320從該MCM解調(diào)器的輸出中產(chǎn)生一頻率誤差信號．在所描述的實施例中，精細頻率誤差檢測器320的輸出經(jīng)由一回路濾波器324施加至一數(shù)值控制振蕩器322?；芈窞V波器324為一種低通濾波器，用來從緩變誤差信號濾除高頻的疊加干擾部分。數(shù)值控制振蕩器322根據(jù)濾波后的誤差信號產(chǎn)生一載波信號。由數(shù)值控制振蕩器322產(chǎn)生的載波信號被用于頻率校正，頻率校正利用一復數(shù)乘法器326進行。復數(shù)乘法器326的輸入為上述低通濾波器兼1/10取樣器裝置312的輸出及數(shù)值控制振蕩器322的輸出。
下文參照圖7提供精細頻率誤差檢測器320的實施例的說明。
精細頻率誤差檢測器320包括沿時軸的差分檢測器330。MCM解調(diào)器314的輸出，即FFT輸出(FFT為快速傅立葉變換)施加至差分檢測器330的輸入端，該差分檢測器施行沿時軸的差分檢測，以便由連續(xù)到達的二個MCM符號的同一副載波產(chǎn)生有關頻率偏移的信息。在圖7所示的實施例中，有效副載波的數(shù)目為432個。因此，差分檢測器330施行第1個取樣與第433個取樣之間的校正。第1個取樣與MCM符號-1結合(圖5)，而第433個取樣與MCM符號-2結合(圖5)。但這兩個取樣與同一副載波結合。
為此，輸入信號Yk施加至Z-1方框332，然后施加至一裝置334，以便形成Z-1方框332的輸出的共軛復數(shù)。設置一復數(shù)乘法器336以將裝置334的輸出乘以輸入信號Yk。該乘法器336的輸出為一信號Zk。
差分檢測器330的函數(shù)可表示如下Zk=Yk+K·Yk*(式3)Y=[Y1,Y2...,Yk....](式4) Yk指示時間k時的MCM調(diào)制器314的輸出，即差分檢測器330的輸入。Zk指示差分檢測器330的輸出。K指示有效載波的數(shù)目。
差分檢測器330的輸出Zk包含對應于可編碼相移的M重不定因素。在QPSK的情況，此M重不定因素為4重不定因素，即0°,90°,180°以及270°。利用M-PSK判定裝置340將此相移不定因素從Zk中除去。上述判定裝置為先前技術公知的裝置，因此，在此不必予以詳細說明。判定裝置340的輸出(a^k)*]]>代表該判定裝置340所判定的可編碼相移的共軛復數(shù)。該判定裝置340的該輸出通過使用乘法器342進行復數(shù)乘法而與差分檢測器330的輸出相關聯(lián)。
乘法器342的輸出代表各副載波的相位偏移。依照本發(fā)明的較佳實施例，在平均裝置344中，以一MCM符號平均各副載波的相位偏移。平均裝置344的輸出代表精細頻率誤差檢測器320的輸出。
此步驟的數(shù)學描述如下 依照本發(fā)明的較佳實施例，頻率控制回路具有反向結構。在圖6所示的實施例中，反饋回路被連接于MCM解調(diào)器314的輸出端與保護間隔去除裝置132的輸入端之間。
在圖8中，顯示一包括粗略頻率校正裝置350及上述精細頻率校正裝置的MCM接收機的方框圖。如圖8所示，普通復數(shù)乘法器326可用來施行粗略頻率校正及精細頻率校正。如圖8所示，該乘法器326可設置在該低通濾波器兼1/10取樣器裝置312的前面。依該乘法器326的位置，必需在該精細頻率同步反饋回路中設置一保持裝置。在另一可供選擇的實施例中，有可能使用二個分開的用于粗略頻率校正的乘法器及用于精細頻率校正的乘法器。在此情況下，用于粗略頻率校正的乘法器被安排于該低通濾波器兼1/10取樣器裝置的前面，而用于精細頻率校正的乘法器被安排于該低通濾波器兼1/10取樣器裝置的后面。
下文參照圖9及圖10，敘述用于粗略頻率同步法實施的較佳實施例。
如圖9所示，將接收機前端132的輸出端連接于模/數(shù)轉(zhuǎn)換器310。降頻MCM信號在模/數(shù)轉(zhuǎn)換器310的輸出端被取樣后施加至幀/定時同步裝置360。在一較佳實施例中，有一快速自動增益控制裝置(AGC)(未圖示)設在該幀/定時同步裝置的前面，以便消除快速信道波動。在多路信道為具有緩慢信道脈沖響應及頻率選擇性衰落的多路信道而通過該多路波道傳輸?shù)那闆r，除了常規(guī)慢速AGC之外，也將快速AGC使用于信號通路?？焖貯GC將信號的平均振幅范圍調(diào)整為基準符號的已知平均振幅。
如上所述，幀/定時同步裝置使用所接收的信號中的振幅調(diào)制序列，以便從MCM信號中抽取成幀信息并且從其中除去保護間隔。在該幀/定時同步裝置360后，跟隨一粗略頻率同步裝置362，根據(jù)MCM信號的基準符號的振幅調(diào)制序列估計一粗略的頻率偏移。在粗略頻率同步裝置362中，確定載波頻率相對于MCM接收機中的振蕩器頻率的頻率偏移，以便在方框364中施行頻率偏移校正。此項在方框364中的頻率偏移校正通過復數(shù)乘法進行。
頻率偏移校正方框364的輸出施加至MCM解調(diào)器366，此解調(diào)器由圖1所示的快速傅立葉變換器140與載波-位映射裝置142所構成。
為了施行在此所述的粗略頻率同步化，必需對預先處理過的MCM信號施行振幅解調(diào)。預先處理例如可能是MCM信號的降頻以及模/數(shù)轉(zhuǎn)換。預先處理過的MCM信號的振幅解調(diào)結果是代表MCM信號的振幅的包絡。
為了進行振幅解調(diào)，可使用簡單的alphamax+betamin-法。此方法例如敘述于Palachels A.:DSP-mP Routine Computes Magnitude,EDN,October 26,1989；以及Adams,W.T.,and Bradley,J.:Magnitude Approximations for Microprocessor Implementation,IEEE Micro,Vol.3,No.5,October 1983。
顯然，可使用與所述的alphamax+betamin-法不同的振幅確定方法。為了簡化，有可能將振幅計算縮減為一種關于目前的振幅是否在平均振幅以上或以下的檢定。于是，輸出信號包含-1/+1序列，用來施行相關法以確定一粗略的頻率偏移。此項相關法利用一簡單的集成電路(IC)可容易進行。
此外，可施行RF前端所接收的信號的重復取樣。例如，所接收的信號可表示以二次重復取樣。
依照第一個實施例，用一指定基準模型與如上述由施行振幅解調(diào)所得的包絡進行相關運算來確定MCM信號載波頻率對于MCM接收機振蕩器頻率的偏移。
若無頻率偏移，所接收的基準符號r(k)則為r(k)=SAM(k)+n(k) (式7)式中n(k)指示“附加高斯噪聲”，而SAM指示發(fā)射的AM序列。為了簡化，可忽略附加的高斯噪聲的計算。因此r(k)≌SAM(k) (式8)若有一恒定頻率偏移Δf存在，所接收的信號則為 有關頻率偏移的信息通過接收的信號γ~]]>(k)與接收機中已知的AM序列SAM的關聯(lián)運算所產(chǎn)生 因此，該偏移為 由于｜SAM(k)｜2的自變量為零，該偏移為 依照粗略頻率同步演算法的第二個實施例，使用如圖10所示的包括至少二個相等序列370的基準符號。圖10顯示一MCM信號的基準符號，此符號具有二個相等的各具長度L/2的序列370。L指示該基準符號的序列370的值的數(shù)目。
如圖10中所示，在振幅調(diào)制序列內(nèi)至少有二個相等的部分專用于粗略頻率同步化。上述二個部分各含L/2個取樣，被示于圖10中的振幅調(diào)制序列的端部．該振幅調(diào)制序列含有大量的取樣。為了不含糊相位觀察，僅需用含有27π相位旋轉(zhuǎn)的足夠取樣。此數(shù)目在圖10中被限定為L/2。
下文提供確定載波頻率偏差的數(shù)學求導。依照圖10，將下式應用于二個相等序列370 若無頻率偏移存在，下式14則適合于所接收的信號 r(k)指示這些相等序列的數(shù)值。k為用于各取樣的從1至L/2的標號。
若有一頻率偏移，例如Δf，所接收的信號則為 γ(k)指示基于這些相等序列的所接收部分的取樣值。
有關頻率偏移的信息通過接收的信號γ~(k+L/2)]]>與接收的信號γ~(k)]]>的相關運算得到。此項相關通過下式進行 γ~*]]>指示上述部分的取樣值的共軛復數(shù)。
因此，該偏移為 由于 自變量等于零，該偏移變?yōu)?
因此，顯然，在兩個實施例中，如上所述，相關法所得的最大輸出的頻率位置確定了偏移載波的估計值。此外，還如圖9中所示，在前饋結構中進行該相關法。
在信道例如由于高大建筑物密度而具有強度反射時，上述相關法可能不足以獲得適當?shù)拇致灶l率同步化。因此，依照本發(fā)明的第三個實施例，可將依照第二個實施例進行相關的二部分的對應值用被存儲的指定基準模型的對應值加權，該模型對應于基準符號的所述二個相同序列。此項加權可使準確決定頻率偏移的概率最大。此項加權方法的數(shù)學描述如下 SAM指示接收機中已知的振幅調(diào)制序列，而S*AM指示其共軛復數(shù)。
上述相關若在頻域內(nèi)計算，則使用下式的值(總和) 而不使用角幅度(自變量)。此式的值為頻率校正的函數(shù)時達到最大。該最大的位置確定頻率偏差的估計(值)。如上所述，該校正是在前饋結構中進行。
下文參照圖12至15，說明當使用沿頻軸的差分映射時施行回波相位偏移校正的較佳實施例。
在多路環(huán)境中，于同一MCM符號的副載波之間有可能產(chǎn)生由回波所引起的系統(tǒng)相移。此項相位偏移在接收機施行MCM符號的解調(diào)時會產(chǎn)生位誤差。因此，較佳的是，利用演算法去校正多路環(huán)境中由回波所引起的系統(tǒng)相移。
在圖12中，顯示一MCM接收機的差分解映器輸出端的散布圖。由圖12的左邊部分可知，同一MCM符號中的副載波間的系統(tǒng)相移引起解調(diào)相移相對于復數(shù)坐標系軸的轉(zhuǎn)動。在圖12的右邊部分中，描繪其施行回波相位偏移校正后的解調(diào)相移?，F(xiàn)在，信號點的位置基本上在復數(shù)坐標系的軸線上。這些位置分別相當于0°,90°,180°以及270°的調(diào)制相移。
回波相位偏移校正演算法(EPOC演算法)必需在差分解調(diào)后由信號空間構象計算回波所引起的相位偏移，然后校正此相位偏移。
為了舉例說明，可以考慮最簡單的可能計算，即在副載波的全部相位的平均計算之前消除符號相位。為示意此EPOC演算法的效果，參閱圖12中一個MCM符號所含的副載波符號的二種散布圖。這些散布圖是由一MCM模擬試驗結果而得到。采用一通常出現(xiàn)于單頻網(wǎng)路中的信道用于模擬試驗。此信道的回波延伸至MCM保護間隔界限。該保護間隔在此情況下選擇為MCM符號持續(xù)時間的25％。
圖13表示一方框圖，用以說明一MCM接收機中的回波相位偏移校正裝置的位置及功能度。一MCM發(fā)射機的信號通過信道122(圖1及圖13)傳輸而被接收于該MCM接收機的接收機前端132。在圖13中省略該接收機前端與快速傅立葉變換器140間的信號處理。該快速傅立葉變換器的輸出被施加至解映器，在此進行沿頻軸的差分解映。該解映器的輸出為對副載波的各相移。此項相移的相位偏移，由多路環(huán)境中的回波所引起，用圖13中的一個方框400予以形象化，在此顯示尚未經(jīng)過回波相位偏移校正的副載波符號的散布圖的一個實例。
解映器142的輸出被施加至一回波相位偏移校正裝置402的輸入端。該回波相位偏移校正裝置402使用EPOC演算法以便消除該解映器142的輸出中的回波相位偏移。其結果示于圖13的方框404中，即，僅有被編碼的相移0°,90°,180°或270°出現(xiàn)于該校正裝置402的輸出端。校正裝置402的輸出形成用于度量計算的信號，施行度量計算是為了復原代表所發(fā)射信息的位流。
現(xiàn)參照圖14敘述EPOC演算法的第一個實施例及用于施行該演算法的裝置。
EPOC演算法的第一個實施例以下述設想為出發(fā)點所收到的每一個差分解碼復數(shù)符號均因多路信道中的回波而旋轉(zhuǎn)一角度。對于副載波假定在頻率上有相等的間隔，因為這代表一較佳實施例。若副載波在頻率上并非均等隔開，則必需將一校正系數(shù)引入EPOC演算法。
圖14顯示用來施行EPOC演算法第一個實施例的校正裝置402(圖13)。
首先必需從含有回波相位偏移(例如圖12的左邊部分所示)的解映器142的輸出中除去涉及發(fā)射信息的相移。為此，將解映器142的輸出施加至一消除裝置500。在DQPSK映射的情況，該消除裝置可施行一種“(.)4”運算。裝置500將所收到的所有符號投影于第一象限內(nèi)。因此，從代表副載波符號的相移中除去涉及發(fā)射信息的相移。用模四運算也可達到相同的效果。
在裝置500消除該信息有關的符號相位后，取得估計的第一種方法可以是筒單地計算一個MCM符號的全部符號相位的平均值。然而，較佳的是，在確定一個MCM符號的全部符號相位的平均值之前，先進行閾值的判定。由于瑞利衰落(Rayleigh fading)，一些收到的符號可能提供不可靠的信息用于回波相位偏移的確定。因此，根據(jù)一符號的絕對值，施行閾值判定，以便確定該符號是否有助于相位偏移的估計。
因此，在圖14所示的實施例中，包括有一閾值判定裝置510。在裝置500后，在各計算裝置512及514計算一差分解碼符號的絕對值及幅角。根據(jù)各符號的絕對值，產(chǎn)生一控制信號。在判定電路516中，進行此控制信號與一閾值的比較。若絕對值即其控制信號小于某一閾值，該判定電路516則更換角度值，進入一個數(shù)值等于零的求平均運算。為此，設有一開關，以使幅角計算裝置514的輸出端與更后處理階段的輸入端斷開，而使更后處理階段的輸入端與提供一恒定的“零”輸出的裝置518連接。
設置一平均裝置520以根據(jù)對一MCM符號的各副載波符號所確定的相位偏移φi計算一平均值如下 在平均裝置520中，施行K個被加數(shù)全體求和。平均裝置520的輸出被提供至一保持裝置522，在此將平均裝置520的輸出保持K次。保持裝置522的輸出端與相位旋轉(zhuǎn)裝置524連接，該裝置524根據(jù)平均值φ施行K個復數(shù)信號點的相位偏移的校正。
相位旋轉(zhuǎn)裝置524利用下式施行相位偏移的校正 在此式中，vk′指示K個相位校正差分解碼符號，用來輸入于軟式度量計算，而vk指示輸入符號。只要可以假定一信道在一個MCM符號持續(xù)期間保持準固定狀態(tài)，使用一個MCM符號的全部副載波的平均值可以提供準確的結果。
可以設置一緩沖裝置527以緩沖復數(shù)信號點，直至對于一個MCM符號的相位偏移的平均值被確定。相位旋轉(zhuǎn)裝置524的輸出被施加至更后處理階段526，以施行軟式度量計算。
關于上述回波相位偏移校正的結果，請再參照圖12。兩幅繪圖起源于包括上述回波相位偏移校正演算法第一實施例的模擬試驗。在圖12的左邊部分所示的散布圖所記錄的情況下，信道顯然在構象上稍微變形，使得單純的角旋轉(zhuǎn)為有效的假定。如圖12的右邊部分所示，當施加用于差分檢測符號的旋轉(zhuǎn)的所確定的平均值時，信號構象則會轉(zhuǎn)回至軸線上。
下文敘述回波相位偏移校正演算法的第二個實施例。此第二個實施例可適用于具有至多二個強大的路回波的多路信道。第二個實施例的演算法比第一個實施例的演算法復雜。
以下是回波相位偏移校正方法第二個實施例的數(shù)學求導。為了容易說明EPOC演算法的第二個實施例，可做下述假定。
在此實施例中，假定MCM信號的保護間隔具有至少與多路信道的脈沖響應h[q],q=0,1…,Qh-1相等的長度。
使用如上述的頻軸映射法，在發(fā)射機組合每一MCM符號?；鶞矢陛d波的符號等于1，即0度相移。任選的相移PHI等于0，即DQPSK信號構象并未旋轉(zhuǎn)。
使用一個方程式，可將此表示為 在此，k有效副載波的標號k=1,2,…,K；akinc=ejπ2m]]>復數(shù)相位增量符號；m=0,1,2,3是由2位格雷編碼對導出的QPSK符號數(shù)；a0=1基準副載波的符號。
在接收機的DFT輸出端得到判定變量ek=akHk(式25)在此， 它是位置k的信道脈沖響應h[q]的DFT。由｜ak｜2=1，差分解調(diào)得到 對接收機，引入一附加的相位項φk，用以校正由信道引起的系統(tǒng)相位偏移。因此，在接收機的最后判定變量為 由式28可知，有用信息akinc被加權以乘積(信道的旋轉(zhuǎn)及有效傳遞函數(shù))。對無誤差檢測，此乘積必需被實數(shù)化。為此，最佳的是，選擇旋轉(zhuǎn)角等于負幅角Hk·H*k-1。為了推導要求的用于2路信道的演算法，在下一節(jié)考察Hk·H*k-1的性質(zhì)。
假定2路信道具有二個具有不等于零的能量的回波，即至少二個主要回波。此項假定引出脈沖響應h[q]=c1δ0[q]+c2δ0[q-q0](式29)在此，c1,c2代表路回波的復數(shù)系數(shù)；q0第二路回波對第一路回波的延遲；δ0狄拉克(Dirac)脈沖；δ0[k]=1適于k=0δ0[k]=0其他將一DFT應用于式29而得到信道傳遞函數(shù) 由式30，用于沿頻軸的差分解調(diào)的有效傳遞函數(shù)為 假定一個無噪聲的2路信道時，由式31可知，在符號1+j0被發(fā)射(參照上述假定)的情況下接收機邊的符號位于一直線上。該直線的特征可確定以一點 以及確定其方向之向量 由上述假定，可施行下述幾何推導。若將復數(shù)平面的實部指定為x=Re{z]，并將虛部指定為y=Im{z}，則得到更適合的記號，用于EPOC運算法的第二個實施例的幾何推導即z=x+jy。由此新記號，在無噪聲的2路信道的情況下，接收的符號所在直線為，f(x)=a+b·x(式34) 在此， 以及 附加噪聲將使符號散布在式34至36所給定的直線周圍。在此情況，式36為符號群的回歸曲線。
為了EPOC運算法的第二個實施例的幾何求導，式28的角φk選擇為所考慮的符號與原點的距離的平方的函數(shù)φk=fK(｜z｜2)(式37)式37顯示整個信號空間發(fā)生失真(扭轉(zhuǎn))，但保持與原點的距離。
為了第二個實施例的運算法的推導，必需確定fK(·)以便所有的判定變量v′k(假定無噪聲)均可位于實軸上 由式38的進一步變換產(chǎn)生一個二次方程式，此式必需求解以得到φk的解。
在2路信道的情況，對于一指定判定變量vk，回波相位偏移校正值為 在此， 根據(jù)上述二次方程式的二個可能解，式40為不能產(chǎn)生更多的180度相移的一個解。
圖15中的二幅繪圖顯示第二個實施例的POC演算法的投影法，用于復數(shù)平面的一個象限。在此描繪的是，扇形區(qū)｜arg(z)｜≤π/4中的方格，以及直線y=f(x)=a+b·x，其中a=-1.0且b=0.5(虛線)。在無噪聲信道的情況下，若發(fā)射1+j0，所收到的全部符號則會位于此直線上。圖中所示的圓圈確定該式40的二種情況的界線。圖15在左邊部分顯示投影前的狀態(tài)，而在右邊部分顯示施加投影演算法后的狀態(tài)。觀察該左邊部分即可得知，該直線現(xiàn)在以2+j0為投影固定點位于實軸上。因此，可得出結論，依照第二個實施例的回波相位偏移校正演算法達到了設計目標。
在EPOC演算法的第二個實施例可應用的前，必須確定通過所接收符號的近似線，即必需估計參數(shù)a及b。為此假定，若1+j0被發(fā)射，接收的符號則位于扇形區(qū)｜arg(z)｜≤π/4內(nèi)。若1+j0以外的符號被發(fā)射，則可施加一種模運算(modulo operation)以將全部符號投影于所希望的扇形區(qū)內(nèi)。此處理方法免除了在較早階段判定符號的必要并可為一個MCM符號的全部信號點求平均值(以代替僅為1/4的全部信號點求平均值)。
對于第二個實施例的EPOC演算法的下述計算規(guī)則，xi用以表示第i個信號點的實部，而yi表示其虛部(i=1,2,…,K)。同時，K值可用于確定。選擇最小二乘法時，可由下式的最小化得到必需確定的直線 式41的解可在公開文獻中找到。其為 在此，平均值為 必要時可應用一種具有更高穩(wěn)定性(robustness)的估計法。但折衷的方法將會造成更高的計算復雜性。
為了避免關于投影可應用的范圍的問題，理應將直線的確定方法分為二部分。首先使線群的重心移至軸線上，隨后，使信號空間變形。假定a及b為直線的原參數(shù)且α為旋轉(zhuǎn)角，fK(.)則必需被施加變換參數(shù) 除了上節(jié)所說明的二種EPOC演算法外，可設計不同的演算法，但它們很有可能具有更高的計算復雜性。
權利要求
1．一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述方法包括步驟確定不同符號中的同一載波的相位間的相位差；從所述相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定頻率偏移；以及根據(jù)所述所確定的頻率偏移施行所述載波頻率偏差的反饋校正。
2．一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述方法包括步驟確定不同符號中的同一載波的各相位；從所述相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差；確定所述相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移；根據(jù)所述所確定的頻率偏移施行所述載波頻率偏差的反饋校正。
3．一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述方法包括步驟對于所述符號(200)中的多數(shù)載波(202)確定不同符號中的同一載波的相位間的一個相位差；及從所述相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一個頻率偏移；平均所述多數(shù)載波(202)的所述所確定的頻率偏移以確定一平均頻率偏移(foffset)；以及根據(jù)所述平均頻率偏移(foffset)施行所述頻率偏差的反饋校正。
4．一種在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的方法，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述方法包括步驟對于所述符號(200)中的多數(shù)載波(202)確定不同符號中的同一載波的各相位；從所述相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差；以及確定所述相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移；平均所述多數(shù)載波的所述所確定的頻率偏移以確定一個平均頻率偏移；以及根據(jù)所述平均頻率偏移施行所述頻率偏差的反饋校正。
5．根據(jù)權利要求1或3的方法，其中，所述確定一個相位差的步驟包括確定沿時軸方向相鄰的符號(200)中的同一載波(202)的相位間的一個相位差的步驟。
6．根據(jù)權利要求1或3的方法，其中，所述確定一個頻率偏移的步驟包括消除對應于M元相移的相移不定因素的步驟。
7．根據(jù)權利要求2或4的方法，其中，所述確定各相位的步驟包括確定沿時軸方向相鄰的符號(200)中的同一載波(202)的各相位的步驟。
8．根據(jù)權利要求2或4的方法，其中，所述消除相移不定因素的步驟包括消除M元相移的步驟。
9．一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述裝置包括確定不同符號(200)中的同一載波(202)的相位間的一個相位差的裝置(330)；從所述相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一個頻率偏移的裝置(340,342)；以及根據(jù)所述所確定的頻率偏移施行所述頻率偏差的反饋校正的裝置。
10．一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述裝置包括確定不同符號中的同一載波的各相位的裝置；從所述相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差的裝置；確定所述相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移的裝置；根據(jù)所述所確定的頻率偏移施行所述頻率偏差的反饋校正的裝置。
11．一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述裝置包括確定不同符號中的同一載波(202)的相位間的一個相位差的裝置(330)；從所述相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一個頻率偏移的裝置(340,342)；平均多數(shù)載波的所確定的頻率偏移以確定一個平均頻率偏移(fottset)的裝置(344)；以及根據(jù)所述平均頻率偏移施行所述頻率偏差的反饋校正的裝置。
12．一種用于在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中施行精細的頻率同步化以補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的裝置，所述信號包括多數(shù)符號(200)，各符號(200)由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定，所述裝置包括確定不同符號中的同一載波的各相位的裝置；從所述相位中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定各相位偏差的裝置；確定所述相位偏差間的一個相位差以確定一個頻率偏移的裝置；平均多數(shù)載波的所確定的頻率偏移以確定一個平均頻率偏移的裝置；以及根據(jù)所述平均頻率偏移施行所述頻率偏差的反饋校正的裝置。
13．根據(jù)權利要求9或11的裝置，其中，所述用于確定一個相位差的裝置(330)包括確定沿時軸方向相鄰的符號中的同一載波的相位間的一個相位差的裝置。
14．根據(jù)權利要求10或12的裝置，其中，所述用于確定各相位的裝置包括確定沿時軸方向相鄰的符號中的同一載波的各相位的裝置。
15．根據(jù)權利要求9或11的裝置，其中，所述用于確定一個頻率偏移的裝置(340,342)包括一個M元移相鍵控判定裝置(340)以及一個復數(shù)乘法器(342)。
16．根據(jù)權利要求10或12的裝置，其中，所述消除相移不定因素的裝置包括一個M元移相鍵控判定裝置以及一個復數(shù)乘法器。
17．根據(jù)權利要求9至16中任一項的裝置，其中，施行所述頻率偏差的反饋校正的所述裝置包括一個數(shù)值控制振蕩器(322)以及一個復數(shù)乘法器(326)。
18．根據(jù)權利要求17的裝置，其中，施行所述頻率偏差的反饋校正的所述裝置還包括在所述數(shù)值控制振蕩器(322)前面的一個低通濾波器(324)。
全文摘要
本發(fā)明涉及在可實行多載波調(diào)制信號的差分相位解碼型式的多載波解調(diào)系統(tǒng)(130)中,補償載波頻率對振蕩器頻率的偏差的精細頻率同步化的方法及裝置,上述信號包括多數(shù)符號(200),各符號由同時存在的具有不同頻率的載波(202)間的相位差所限定。確定不同符號(200)中的同一載波(202)的相位間的相位差。然后,從相位差中消除對應于可編碼相移的相移不定因素以確定一個頻率偏移。最后,根據(jù)上述確定的頻率偏移施行載波頻率偏差的反饋校正?；蛘?可通過求多數(shù)載波(202)的所確定的頻率偏移的平均來確定一個平均頻率偏移。然后,根據(jù)上述平均頻率偏移施行頻率偏差的反饋校正。
文檔編號H04L27/26GK1301447SQ98814042
公開日2001年6月27日 申請日期1998年4月14日 優(yōu)先權日1998年4月14日
發(fā)明者額恩斯特·埃伯來恩, 薩巴赫·巴德利, 斯特番·利普, 斯蒂芬·布克浩爾茲, 阿爾伯特·修伯格, 軒茲·格豪瑟 申請人:弗蘭霍菲爾運輸應用研究公司