專利名稱：多級功率放大器的偏置電路及其偏置方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在便攜電話等中使用的高頻功率放大器，特別是涉及用HBT(heterojunction bipolar transistor)構成的多級功率放大器的偏置電路及其偏置供給方法。
在便攜電話等移動通信用的功率放大器中使用的元件，代替以往的GaAsFET和GaAsHEMT，正在開始使用以單一電源進行動作的HBT。GaAsFET和GaAsHEMT需要在柵極上加入負電壓，因而在便攜電話機內部需要裝入負電壓發(fā)生器。與此不同，HBT與以往的FET相比較，不需要負的柵極偏置電壓，能夠進行單一電源動作，與Si-MOSFET一樣，在漏極一側即使沒有模擬開關也能夠進行NO/OFF動作，進而，在輸出功率密度高，獲得規(guī)定的輸出功率的情況下，與FET功率放大器相比還具有能夠小型化的優(yōu)點。因而，期待作為今后移動通信用的功率元件。
與FET不同，HBT是電流驅動型元件，如像作為歐洲的移動通信系統的GSM(Global System for Mobile Communications)那樣為了得到2W～4W的高輸出，需要供給數10～100mA左右的基極電流。然而，保證標準的CMOS中特定輸出電壓的輸出電流值是數mA以下，因此難以從標準的Si-CMOSLSI直接得到這樣大的基極電流。為此，HBT功率放大器中具有用于供給HBT的基極電流的偏置電路。另外，在以GSM為代表的眾多系統中，便攜電話機要求輸出功率的控制，因此在偏置電路中還要求具有輸出功率調整功能。
圖8是示出3級HBT功率放大器中的偏置電路的以往例的電路圖。圖8中，晶體管TrA1～TrA6是HBT，根據從Si-CMOS邏輯電路例如DA變換器(未圖示)等輸入的信號Vapc在對應的功率放大用HBT上進行偏置的供給。另外，通過晶體管TrA2、TrA4、TrA6，根據相對應的功率放大用HBT的溫度系數，能夠補償基極-發(fā)射極間電壓Vbe的變化。這樣，圖8中所示的偏置電路能夠使用HBT工藝同時形成高頻功率放大器和偏置電路，即能夠進行集成化，能夠通過Si-CMOS邏輯電路的輸出電壓進行輸出控制。
另一方面，當前，在眾多的移動通信系統中，使用不同頻帶進行基站與終端(手機)之間的通信。例如，在日本國內作為900MHz頻帶的移動通信方式的PDG(Personal Digital Cellular)中，從終端向基站使用940MHz～956MHz，從基站向終端使用810MHz～826MHz。另外，在作為歐洲的900頻帶移動通信系統的GSM900中，從終端向基站使用880MHz～915MHz，從基站向終端使用935MHz～970MHz。
然而，在發(fā)射頻帶與接收頻帶不同的通信系統中，在接收頻帶中發(fā)生的噪聲(以下稱為Rx噪聲)在接收時由于對于終端的功率放大器帶來惡劣影響，因此需要降低該Rx噪聲。圖9示出了使用HBT的功率放大器中的Rx噪聲的特性。從圖9中可知，在使來自功率放大器的輸出功率(Pout)降低時，例如在Vapc＝2.1V附近將增加Rx噪聲。另外，Rx噪聲在功率放大器中僅輸入了發(fā)射頻帶微波(915MHz)的狀態(tài)下，用功率放大器中的該發(fā)射頻帶下的輸出功率與接收頻帶(935MHz)下的輸出功率之比定義。
Rx噪聲的增加是僅在功率放大用HBT中產生的特殊現象。

圖10示出了對于用HBT構成的1級功率放大器中的偏置電壓在發(fā)射頻帶與接收頻帶下的增益變化。另外，在1級功率放大器中從測定精度問題出發(fā)由于難以進行與3級功率放大器相同方法下的Rx噪聲測定，因此圖10在1級功率放大器中同時輸入發(fā)射頻帶下的合成器的微波輸出和從接收頻帶下的NF測定用的Rx噪聲源輸出的Rx噪聲，同時測定發(fā)射頻帶下的輸出與接收頻帶下的Rx噪聲表示為增益。另外，不使用偏置電路而通過外部的恒定電壓源供給偏置。
圖10中，在功率放大用HBT成為動作狀態(tài)的基極電壓Vb以1.35V時為基準的情況下，功率放大器的輸出降低時(Vb＜1.35V)，發(fā)射頻帶下的增益Gain(Tx)隨著基極電壓的降低而單調減少。然而，接收頻帶下的增益Gain(Rx)對于基極電壓的降低顯示出具有峰值的特殊特性。由于用發(fā)射頻帶下的輸出與接收頻帶下的輸出之比定義Rx噪聲，因此發(fā)明者認為這樣的增益特性的原因是Rx噪聲增加。這樣，在均勻地向多級功率放大器的各級功率放大用HBT供給偏置的情況下，存在著各級中的Rx噪聲增加被放大輸出這樣的問題。
本發(fā)明是為解決上述這樣的問題而作出的，目的在于獲得可以抑制由進行高頻信號的功率放大的HBT構成的多級功率放大器中輸出功率減少時的Rx噪聲增加的多級功率放大器的偏置電路及其偏置供給方法。
本發(fā)明的方案1的偏置電路在根據來自控制電路的控制信號向由多個功率放大用HBT構成的功率放大器供給偏置的多級功率放大器的偏置電路中，備有對于初級功率放大用HBT供給預定偏置的第1偏置供給裝置，以及對于第2級以后的各功率放大用HBT分別進行對應于來自上述控制電路的控制信號的偏置供給控制的第2偏置供給裝置。
本發(fā)明方案2的偏置電路在方案1中，上述第1偏置供給裝置對于初級功率放大用HBT把來自控制電路的控制信號作為偏置進行供給。
另外，本發(fā)明方案3的偏置電路在方案1中，上述第1偏置供給裝置對于初級功率放大用HBT生成預定的恒定電壓進行供給。
另外，本發(fā)明方案4的偏置電路在方案3中，上述第1偏置供給裝置如果被從外部供給恒定電壓則輸出預定的恒定電壓。
本發(fā)明方案5的偏置供給方法在根據來自控制電路的控制信號進行對于用多個功率放大用HBT構成的多級功率放大器的偏置供給的偏置電路的偏置供給方法中，對于初級功率放大用HBT供給預定的偏置，對于第2級以后的各功率放大用HBT分別進行對應于來自控制電路的控制信號的偏置供給控制。
本發(fā)明方案6的偏置供給方法在方案5中，對于初級功率放大用HBT把來自控制電路的控制信號作為偏置進行供給。
本光明方案7的偏置供給方法在方案5中，對于初級功率放大用HBT生成預定的恒定電壓進行供給。
圖1是示出應用本發(fā)明實施形態(tài)1中的偏置電路的高頻功率放大器的概略電路圖。
圖2示出了圖1的偏置電路3的電路例。
圖3示出了圖2所示的偏置電路3的各輸出與信號Vapc的關系例。
圖4示出了圖1所示的高頻功率放大器1對于信號Vapc的輸出功率特性與Rx噪聲的特性。
圖5示出從外部獨立地向圖1的HBT11a供給偏置電流進行Rx噪聲測定的結果。
圖6是示出了本發(fā)明實施形態(tài)2中的偏置電路例的電路圖。
圖7示出使用了圖6的偏置電路33時對于信號Vapc的輸出功率特性與Rx噪聲的特性。
圖8示出了3級HBT功率放大器中的偏置電路的以往例。
圖9示出使用了HBT的功率放大器中的Rx噪聲的特性。
圖10示出了對于由HBT構成的1級功率放大器中的偏置電壓在發(fā)射頻帶與接收頻帶下的增益變化。
發(fā)明的實施形態(tài)其次，根據附圖所示的實施形態(tài)，詳細地說明本發(fā)明。
實施形態(tài)1圖1是示出了應用本發(fā)明實施形態(tài)1中的偏置電路的高頻功率放大器例的概略電路圖。另外，圖1中以GSM900用的多級功率放大器為例進行說明。
圖1中，高頻功率放大器1由用HBT構成的GSM900用多級功率放大器2和在該多級功率放大器2上供給偏置的偏置電路3構成。
功率放大器2用功率放大器HBT11a～11c、輸入匹配電路12，級間匹配電路13a、13b，反饋電路14a～14c，選擇偏置電路1Sa～15c，輸出匹配電路16以及HBT11a-11c的基極電阻Ra～Rc形成。HBT11a進行從輸入端子IN經過輸入匹配電路12輸入的高頻信號的功率放大，HBT11b進行由HBT11a放大后經過級間匹配電路13a輸入的高頻信號的放大。
另外，HBT11c進行由HBT11b放大后經過級間匹配電路13b輸入的高頻信號的放大，該被放大了的高頻信號經過輸出匹配電路16從輸出端子OUT輸出。這時在HBT11a～11c的各個基極上分別從偏置電路3供給偏置。偏置電路3根據從Si-CMOS邏輯電路例如具有DA變換器等的控制電路輸入的信號Vapc在對應的功率放大用各HBT11a～11c的基極上分別進行偏置的供給。
圖2是示出了圖1的偏置電路3一例的電路圖。
圖2中，偏置電路3由電阻21以及根據來自控制電路17的信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22b、22c形成。輸入信號Vapc的Vapc端子經過電阻21連接在構成功率放大器2的初級放大器的HBT11a的基極，對于初級放大器的偏置電路構成為電流驅動型電路。恒定電壓電路22b在構成功率放大器2的第2級放大器的HBT11b的基極上供給偏置，恒定電壓電路22c在構成功率放大器2的最末級放大器的HBT11c的基極上供給偏置。
恒定電壓電路22b用HBT24b、25b以及電阻26b～28b形成，電阻26b構成HBT24b的基極電阻，電阻27b構成HBT25b的基極電阻。在HBT24b中，集電極連接在施加了預定的直流電源電壓的電源端子Vcc上，發(fā)射極連接在HBT25b的集電極上，該連接部分經過電阻28b連接功率放大器2的HBT11b的基極。進而，HBT24b的基極經過電阻26b連接到Vapc端子。另外，在HBT25b中，基極經過電阻27b連接到集電極，發(fā)射極接地。另外，使用HBT25b能夠根據功率放大器2中的HBT11b的溫度系數補償基極-發(fā)射極間電壓Vbe的變化。
同樣，恒定電壓電路22c用HBT24c、25c以及電阻26c、27c形成，電阻26c構成HBT24c的基極電阻，電阻27c構成HBT25c的基極電阻。在HBT24c中，集電極連接到電源端子Vcc，發(fā)射極連接到HBT25c的集電極，該連接部分經過電阻28c連接功率放大器2的HBT11c的基極。進而，HBT24c的基極經過電阻26c連接到Vapc端子。另外，在HBT25c中，基極經過電阻27c連接到集電極，發(fā)射極接地。使用HBT25c，能夠根據功率放大器2中的HBT11c的溫度系數補償基極-發(fā)射極間電壓Vbe的變化。
在這樣的結構中，在功率放大器2的初級功率放大用HBT11a的基極上，經過電阻21輸入被輸入到偏置電路3的信號Vapc，供給偏置電流。另外，在功率放大用HBT11b的基極上從根據信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22b，在功率放大用HBT11c的基極上從根據信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22c分別供給偏置電流。
圖3示出偏置電路3的各輸出與信號Vapc的關系，圖3(a)示出偏置電路3的各輸出電流Ia～Ic與信號Vapc的關系，圖3(b)示出偏置電路3的各輸出電壓與信號Vapc的關系。另外，圖3中，把對于HBT11a的基極的輸出電流記為Ia，輸出電壓記為Va，把對于HBT11b的基極的輸出電流記為Ib，輸出電壓記為Vb，把對于HBT11c的基極的輸出電流記為Ic，輸出電壓記為Vc。另外，Vbe表示HBT24b、25b、24c、25c的各閾值電壓(大約1.35V)。
圖3中，在信號Vapc≥2Vbe的情況下，偏置電路3對于功率放大器2向所有的功率放大用HBT11a～11c供給偏置電流使得進行AB類動作。另一方面，如果Vapc＜2Vbe，則由于在構成初級放大器的HBT11a中供給基極電流進行AB類動作，而在構成第2級放大器的HBT11b以及構成最末級放大器的HBT11c的基極上不供給偏置電流，進行C類動作因此減少輸出。
圖4示出圖1到圖3所示的高頻功率放大器1對于信號Vapc的輸出功率(Pout)特性和Rx噪聲特性。圖4中，與示出以往情況的圖11相比較，可知以往Rx噪聲的最大值為-73dBc(Vapc＝2.1V時)，而本實施例中Rx噪聲的最大值減少到-82.5dBc(Vapc＝1.9V時)。另外，還可知Rx噪聲與接收頻帶下的增益Gain(Rx)示出相同的特性。
發(fā)明者認為這樣用HBT構成的多級功率放大器中的輸出功率下降時的Rx噪聲增加是由于輸出功率降低時(Vb＜1.35V)的增益特性引起的。如以往那樣，在把對多級功率放大器中各放大級的偏置作為對應于控制用Si-CMOSLSI的輸出的基極電壓一起供給的情況下，各放大級中的Rx噪聲相加后輸出。而在本實施形態(tài)中由于通過從控制用Si-CMOSLSI的輸出對放大級供給不同的基極電壓，因此不發(fā)生Rx噪聲的相加，可以在抑制Rx噪聲增加的同時使輸出功率降低。這時，為了進行輸出功率降低時的低功耗電流化，可以從后級一側的放大器降低基極電壓。
圖5示出不是從偏置電路3而從外部電源僅向構成功率放大器2的初級放大器的HBT11a獨立地供給偏置電流，進行Rx噪聲測定的結果。如從圖5所知，在把初級放大器的偏置電壓取為1.0V的情況下，發(fā)現了Rx噪聲的增加，而在把偏置電壓取為1.2V以及1.35V的情況下，沒有發(fā)現Rx噪聲的增加。這樣，從圖5還可知通過在多級功率放大器的初級和第2級以后的放大器中改變偏置的供給方法可以使Rx噪聲降低。
這樣，本發(fā)明實施形態(tài)1中的偏置電路成為僅對于構成功率放大器2的初級放大器的HBT11a，把從控制電路17輸入的信號Vapc輸出到基極，而在構成功率放大器2的其它放大器的各HBT11b以及11c的各基極上，從根據信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22b以及22c供給偏置電流。由此，能夠減少功率放大器2的輸出功率降低時的Rx噪聲。
實施形態(tài)2在實施形態(tài)1中，是在初級的功率放大用HBT的基極上輸入信號Vapc，然而也可以在初級的功率放大用HBT的基極上供給與信號Vapc無關的長時恒定的電壓，在第2級以及最末級的各功率放大用HBT的基極上從根據信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路28b以及28c供給偏置電流，把這樣的結構作為本發(fā)明的實施形態(tài)2。
圖6是示出了本發(fā)明實施形態(tài)2中的偏置電路一例的電路圖。另外，示出了應用圖6所示的偏置電路的高頻功率放大器例的概略電路圖由于除去改變偏置電路的符號以外與圖1相同因此省略，參照圖1的同時進行圖6的說明。另外，圖6中，與圖2相同的部分用相同的符號表示，在這里省略其說明而僅說明與圖2的不同點。
圖6中與圖2的不同點在于代替圖2的電阻21，設立對于構成功率放大器2的初級放大器的HBT11a供給與信號Vapc無關的恒定電壓的偏置的恒定電壓電路35，由此把圖2的偏置電路3作為偏置電路33。
圖6中，偏置電路33由在Vdrive端子上從Si-CMOS邏輯電路例如具有DA變換器等的控制電路37輸入恒定電壓Vdrive期間輸出預定恒定電壓的恒定電壓電路35，根據從控制電路37輸入到Vapc端子的信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22b、22c形成。恒定電壓電路35給構成功率放大器的初級放大器的HBT11a的基極上供給偏置。
恒定電壓電路35由HBT41、42以及電阻43～46形成，電阻43作為HBT41的基極電阻，電阻44作為HBT42的基極電阻。在HBT41中，集電極連接到電源端子Vcc，發(fā)射機經過電阻44連接到HBT42的基極，同時經過電阻45接地，進而經過電阻46連接到功率放大器2的HBT11a的基極。HBT41的基極經過電阻43連接到Vdrive端子。另外，在HBT42中，集電極連接到Vdrive端子，發(fā)射極接地。
在這樣的結構中，在功率放大器2的初級功率放大用HBT11a的基極上從恒定電壓電路35供給偏置電流。這里，在把來自控制電路37的預定恒定電壓直接施加到HBT11a的基極的情況下，由于相對于HBT11a基極電流的變動基極電壓也發(fā)生變動，因此采用借助恒定電壓電路35在HBT11a的基極上施加恒定電壓的結構。
圖7示出應用了圖6所示的偏置電路33時的高頻功率放大器1對于信號Vapc的輸出功率(Pout)特性和Rx噪聲特性。圖7中，與示出以往情況的圖11相比較，以往Rx噪聲的最大值為-73dBc(Vapc＝2.1V時)，而本實施形態(tài)中Rx噪聲的最大值減少到-89.3dBc(Vapc＝2.1V時)。
另外，本實施形態(tài)2中，以恒定電壓Vdrive以及信號Vapc從相同的控制電路供給的情況為例進行了說明，然而也可以從不同的外部電路分別進行輸入。
這樣，本實施形態(tài)2中的偏置電路僅對于構成功率放大器2的初級放大器的HBT11a從恒定電壓電路35供給與信號Vapc無關的恒定電壓的偏置，在構成功率放大器2的其它放大器的各HBT11b以及11c的各基極上，從根據信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22b以及22c供給偏置電流。由此，能夠進一步減少功率放大器2輸出功率降低時的Rx噪聲。
另外，在上述實施形態(tài)1以及實施形態(tài)2中，以用HBT構成偏置電路的情況為進行了說明，然而本發(fā)明并不限定于此，也可以使用Si-MOSFET和Si-雙極型晶體管等其它晶體管形成偏置電路。另外，在實施形態(tài)1以及實施形態(tài)2中以便攜電話終端使用的高頻功率放大器為例進行了說明，然而在其它用途的放大器中也相同。另外，在具有多個外部控制電路(Si-CMOS電路)的輸出時，對于偏置電路進行偏置控制使得從功率放大2器的最末級順序降低輸出，能夠更進一步謀求Rx噪聲降低，這一點是十分明顯的。
方案1的偏置電路僅對于功率放大器的初級功率放大用HBT的基極供給預定的偏置，在第2級以后的各功率放大用HBT的各個基極上，供給對應于來自控制電路的控制信號的偏置。由此，能夠減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
方案2的偏置電路具體地講在方案1中，上述第1偏置裝置對于初級功率放大用HBT把來自控制電路的控制信號作為偏置進行供給。因此，不設置對于初級功率放大用HBT的特定偏置電路，能夠減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
方案3的偏置電路具體地講在方案1中，第1偏置供給裝置對于初級功率放大用HBT生成預定的恒定電壓進行供給。由此，能夠進一步減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
方案4的偏置電路具體地講在方案3中，第1偏置供給裝置構成為如果從外部被供給預定的恒定電壓則輸出預定的恒定電壓的恒定電壓電路。由此，能夠以簡單的電路結構，對于初級功率放大用HBT的基極電流的變化也穩(wěn)定地輸出預定的恒定電壓，同時，能夠進一步減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
方案5的偏置供給方法僅對于功率放大器的初級功率放大用HBT的基極供給預定的偏置，在第2級以后的各功率放大用HBT的各基極上，供給對應于來自控制電路的控制信號的偏置。由此，能夠減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
方案6的偏置供給方法具體地講在方案5中，對于初級功率放大用HBT把來自控制電路的控制信號作為偏置進行供給。由此，不生成對于初級功率放大用HBT的特定偏置，能夠減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
方案7的偏置供給方法具體地講在方案5中，對于初級功率放大用HBT生成預定的恒定電壓進行供給。由此，能夠進一步減少功率放大器的輸出功率降低時的Rx噪聲。
權利要求
1.一種偏置電路，在根據來自控制電路的控制信號對由多個功率放大用HBT構成的功率放大器供給偏置的多級功率放大器的偏置電路中，特征在于備有對于初級功率放大用HBT供給預定偏置的第1偏置供給裝置；對于第2級以后的各功率放大用HBT分別進行對應于來自上述控制電路的控制信號的偏置供給控制的第2偏置供給裝置。
2.如權利要求1所述的偏置電路，特征在于上述第1偏置供給裝置對于初級功率放大用HBT把來自上述控制電路的控制信號作為偏置進行供給。
3.如權利要求1所述的偏置電路，特征在于上述第1偏置供給裝置對于初級功率放大用HBT生成預定的恒定電壓進行供給。
4.如權利要求3所述的偏置電路，特征在于上述第1偏置供給裝置構成為如果從外部供給恒定電壓則輸出預定的恒定電壓的恒定電壓電路。
5.一種偏置供給方法，在根據來自控制電路的控制信號進行對由多個功率放大用HBT構成的多級功率放大器的偏置供給的偏置電路中的偏置供給方法中，特征在于對于初級功率放大用HBT供給預定的偏置，對于第2級以后的各功率放大用HBT分別進行對應于來自上述控制電路的控制信號的偏置供給控制。
6.如權利要求5所述的偏置供給方法，特征在于對于初級功率放大用HBT把來自上述控制電路的控制信號作為偏置進行供給。
7.如權利要求5所述的偏置供給方法，特征在于對于初級功率放大用HBT生成預定的恒定電壓進行供給。
全文摘要
提供能夠抑制由進行高頻信號功率放大的HBT構成的多級功率放大器中輸出功率降低時的Rx噪聲增加的多級功率放大器的偏置電路及其偏置供給方法。對于構成功率放大器2的初級放大器的HBT11a,把從外部控制電路17輸入的信號Vapc輸出到基極,在構成功率放大器2的其它放大器的各HBT11b以及11c的各基極上,從由信號Vapc進行動作控制的恒定電壓電路22b以及22c供給偏置電流。
文檔編號H04B1/04GK1274989SQ99126708
公開日2000年11月29日 申請日期1999年12月14日 優(yōu)先權日1999年5月20日
發(fā)明者長明健一郎, 森一富, 井上晃, 奧田敏雄 申請人:三菱電機株式會社