專利名稱：用于直接接收角調(diào)制信號(hào)的無正交射頻接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線接收機(jī)，特別是數(shù)字無線接收機(jī)。
可以將調(diào)制定義為一個(gè)已知信號(hào)或波形，即載波的某些特性作為攜帶信息的某些未知信號(hào)或波形的函數(shù)的改變。在射頻(RF)通信系統(tǒng)中，典型的載波是正弦波，有幾種調(diào)制載波的方法。包括線性調(diào)制，角度調(diào)制，和多種類型的脈沖調(diào)制。給出一個(gè)由等式A(t)cos(ωct+φ(t))表示的正弦載波，有兩個(gè)可以根據(jù)信息信號(hào)改變的參數(shù)，即幅度和相角。當(dāng)幅度作為信息信號(hào)的線性函數(shù)變化時(shí)得到線性調(diào)制。角度調(diào)制包括相位調(diào)制和頻率調(diào)制。如果一個(gè)項(xiàng)包括在正比于信息信號(hào)變化的正弦函數(shù)的幅角中，得到相位調(diào)制。如果一個(gè)項(xiàng)瞬時(shí)頻率和載波頻率的差正比于信息信號(hào)，得到頻率調(diào)制。
射頻信號(hào)的解調(diào)典型的包括有兩個(gè)支路的正交檢測器，一個(gè)I(同相)支路和一個(gè)Q(“正交”或90°相移的)支路。在I支路，接收的信號(hào)乘以載波信號(hào)的余弦形式之后通過低通濾波器。在Q支路，接收的信號(hào)乘以載波信號(hào)的正弦形式并通過低通濾波器。這種類型的正交檢測器是線性的，好理解的，并且?guī)缀跏瞧毡槭褂玫?。為了從由正交檢測器的各個(gè)I和Q支路產(chǎn)生的I和Q分量得到信息信號(hào)，進(jìn)行信號(hào)處理。詳細(xì)地，取Q對I比值的反正切可以得到信號(hào)的相位。根據(jù)勾股定理取I和Q平方的和的平方根可以得到信號(hào)的幅度。這些數(shù)學(xué)運(yùn)算是非線性的。
有關(guān)正交檢測，可以得出兩種顯著結(jié)論。首先，檢測分兩步進(jìn)行，第一步是線性的混合步(得到I和Q)，以及第二步非線性的信號(hào)處理步。其次，先完成座標(biāo)系統(tǒng)變換然后反變換。即，首先將在極座標(biāo)中很容易通過幅度和相位來表示的接收信號(hào)，用將極座標(biāo)中的瞬時(shí)信號(hào)矢量投影到X(I)和Y(Q)軸的方法變換至直角座標(biāo)，然后再被變換回極座標(biāo)去以得到幅度和相位。這些變換需要占據(jù)空間和消耗功率的電路，特別是在如蜂窩電話，尋呼機(jī)等移動(dòng)應(yīng)用中——這兩者可能是寶貴的資源。這些變換也可能多少會(huì)帶來誤差。
因此需要一種能夠節(jié)省空間，節(jié)省功率或增加精確度的解調(diào)技術(shù)。
一般地說，本發(fā)明提供用于直接接收象角調(diào)制信號(hào)那樣的射頻信號(hào)的無正交射頻接收機(jī)。接收機(jī)的多種實(shí)施方式使用數(shù)字鑒相器，與熟知的射頻部件限幅器，包絡(luò)檢測器，慢自動(dòng)增益控制(AGC)電路，快AGC電路等一起使用。解調(diào)可為非相干的或相干的。后面的方法在電路本身內(nèi)處理解調(diào)處理的基礎(chǔ)的非線性量，而不是象現(xiàn)有技術(shù)那樣把非線性量移交給單獨(dú)的信號(hào)處理步。不得到I和Q信號(hào)，不進(jìn)行座標(biāo)變換，提供節(jié)省空間，增加精確度，特別是節(jié)省功率的潛力。依據(jù)使用的調(diào)制的性質(zhì)，可以省去與幅度恢復(fù)相關(guān)的電路或與相位恢復(fù)相關(guān)的電路。比較起來，在正交系統(tǒng)中，不論所使用的調(diào)制的性質(zhì)如何至少應(yīng)保持混合步相同。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖；圖5是根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖；圖7是根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式的無正交射頻接收機(jī)的方框圖8是說明使用常數(shù)加權(quán)函數(shù)的數(shù)字鑒頻器得到的精確度的曲線圖；圖9是說明使用三角形加權(quán)函數(shù)的數(shù)字鑒頻器得到的精確度的曲線圖；圖10是可以與圖21那樣的頻率采樣電路共同使用的數(shù)字濾波器的一個(gè)例子的方框圖；圖11A是說明數(shù)字鑒相器的一種方法的列表；圖11B是表示圖11A的方法的結(jié)果的曲線；圖11C是有關(guān)圖11A和11B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線；圖12A是說明數(shù)字鑒相器的另一種方法的列表；圖12B是表示圖12A的方法的結(jié)果的曲線；圖12C是有關(guān)圖12A和12B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線；圖13是根據(jù)圖12的技術(shù)的數(shù)字鑒相硬件的方框圖；圖14A是說明數(shù)字鑒相的另一種方法的列表；圖14B是表示圖14A的方法的結(jié)果的曲線；圖14C是有關(guān)圖14A和14B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線；圖15是根據(jù)圖14的技術(shù)的數(shù)字鑒相硬件的方框圖；圖16A是說明數(shù)字鑒相的又一種方法的列表；圖16B是表示圖16A的方法的結(jié)果的曲線；圖16C是有關(guān)圖16A和16B使用的加權(quán)函數(shù)的曲線；圖17是根據(jù)圖16的技術(shù)的數(shù)字鑒相硬件的方框圖；圖18是方框圖，說明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式的∑-Δ調(diào)制器和應(yīng)用于頻率采樣的采樣電路的采樣數(shù)據(jù)模型；圖19幫助解釋圖18的電路模型在輸入頻率為參考頻率的0.6875倍瞬間的工作的表；圖20時(shí)間圖，說明圖18的電路模型應(yīng)用于頻率采樣時(shí)的工作原理；圖21是由圖18的電路模型說明的頻率采樣電路的一個(gè)例子的圖22是說明圖21的采樣電路的工作的第一時(shí)間圖；圖23是說明圖21的采樣電路的工作的第二時(shí)間圖；圖24是可以應(yīng)用于對由圖21那樣的電路產(chǎn)生的數(shù)字比特流進(jìn)行數(shù)字濾波的兩種可能的加權(quán)函數(shù)圖。
現(xiàn)參考圖1，說明根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施方式的無正交無線接收機(jī)。接收機(jī)使用鑒相器，此鑒相器可能是在美國專利申請No.09/006,938(Atty.Dkt.No.32219-003)中說明的類型，此專利于1998年1月14日申請，題目為基于頻率采樣的數(shù)字鑒相，這里一起參考。
上述的數(shù)字鑒相器從接收的信號(hào)中去掉幅度信息或者假定是幅度相當(dāng)恒定的信號(hào)。因此，在圖1的實(shí)施方式中，已知類型的快AGC電路101放在數(shù)字鑒相器103之前。快AGC電路能跟蹤快的幅度變化。這種電路本質(zhì)上是裝有反饋電路的可變增益放大器，對輸出信號(hào)的幅度采樣，將它與想要的幅度相比較，并相應(yīng)地控制放大器的增益。因此用來控制放大器的控制信號(hào)反比于接收信號(hào)的幅度如果接收信號(hào)幅度大，控制信號(hào)就小以便使放大器的增益低；如果接收信號(hào)電平低，控制信號(hào)就大以便使放大器的增益高。因此快AGC電路完成恢復(fù)幅度信息，并且將包括幅度信息的控制信號(hào)105輸出到隨后的處理步。隨后的處理步?？梢允切盘?hào)處理步，與典型的正交檢測器相比大大簡化了。鑒相器103直接從快AGC電路101的常幅度輸出信號(hào)中恢復(fù)相位信息。
注意圖1的接收機(jī)基本包括兩個(gè)方框，(101)用于幅度而(103)用于相位。以無正交的方式直接得到這些量，即沒有IQ處理。
參考圖2，將圖1的快AGC電路用已知類型的限幅器201代替可以得到類似的效果。如在AMPS蜂窩電話中使用的限幅器，首先包括將輸入信號(hào)放大至固定的預(yù)定電平的飽和放大器。限幅器也產(chǎn)生RSSI(接收信號(hào)強(qiáng)度指示)信號(hào)，指示接收信號(hào)的幅度。RSSI信號(hào)不是嚴(yán)格地正比于接收信號(hào)，但是是接收信號(hào)強(qiáng)度的單調(diào)的函數(shù)(典型地為接收信號(hào)的幅度的對數(shù))，由此可以計(jì)算出實(shí)際的幅度。象在圖1中一樣，圖2的限幅器后面跟著一個(gè)直接恢復(fù)相位信息的鑒相器。
結(jié)果表明圖2所示的的限幅器和鑒相器的串聯(lián)組合是很有用的組合，并且被使用于無線接收機(jī)的其他實(shí)施方式中。參考圖3，限幅器305和鑒相器307的組合與AM無線接收機(jī)中基本的部分——已知類型的慢AGC電路301后面跟著—個(gè)已知類型的包絡(luò)檢測器303一同使用。包絡(luò)檢測器恢復(fù)幅度信息。圖3的例子中，限幅器/鑒相器組合接收慢AGC電路的輸出信號(hào)作為其輸入信號(hào)。如圖4所示，限幅器/鑒相器組合可以象接收輸入信號(hào)一樣容易地接收接收信號(hào)本身。由于限幅放大器的高增益，無論到限幅器/鑒相器組合上的輸入信號(hào)是接收的信號(hào)本身或是慢AGC電路的輸出信號(hào)，工作沒有明顯的差異。
圖3和圖4的無線接收機(jī)假設(shè)是開放場無線傳播環(huán)境，即，無線傳輸。在有線傳輸情況，例如，電纜電視傳輸，可以省去慢AGC電路。得到圖5的無線接收機(jī)。
到目前為止說明的所有無線接收機(jī)使用非相干解調(diào)。也可以使用相干解調(diào)。相干解調(diào)中，使用相位信息來幫助恢復(fù)幅度信息。特別地，接收信號(hào)被與去掉幅度調(diào)制的接收信號(hào)的復(fù)制品相乘。然后將相乘的信號(hào)低通濾波。
圖6和圖7的相干解調(diào)器，一般分別對應(yīng)于圖1和圖2的非相干解調(diào)器。參考圖6，接收的信號(hào)輸入到快AGC電路和鑒相器(601,603)的串聯(lián)組合。鑒相器603恢復(fù)相位信息?？霢GC電路601的輸入和輸出信號(hào)輸入到乘法器605上，將它的輸出信號(hào)低通濾波(607)以得到幅度信息。
除了限幅器電路701代替圖6中的AGC電路以外圖7的解調(diào)器與圖6的類似。
現(xiàn)在說明美國專利申請No.09/006,938(代理人檔案號(hào)No.32219-003)的相位解調(diào)器，此專利于1998年1月14日申請，題目為基于頻率采樣的數(shù)字鑒相。本發(fā)明的數(shù)字鑒頻器前面的方法可以用模擬至∑-ΔA/D變換來理解，在例如由Piscataway,NJ 1992年出版的IEEE上第1-6頁由Candy等人寫的“過采樣Δ-∑數(shù)據(jù)變換器”等現(xiàn)有技術(shù)中對此有很好的描述?！?Δ變換器以遠(yuǎn)高于奈奎斯特速率的頻率將幅度變化的模擬輸入信號(hào)調(diào)制為簡單的數(shù)字碼。調(diào)制器的設(shè)計(jì)使時(shí)間分辨力用幅度分辨力來折衷。圖1所示的∑-Δ調(diào)制器的采樣數(shù)據(jù)電路模型可以被直接應(yīng)用于如這里說明的頻率采樣。
參考圖18，在采樣時(shí)間i出現(xiàn)的輸入信號(hào)xi減去在采樣時(shí)間i輸出信號(hào)yi。將結(jié)果加到輸出信號(hào)為wi的累加器上。累加器在采樣時(shí)間i的“新的”輸入信號(hào)與累加器的“老的”輸出信號(hào)組合起來以形成累加器的新輸出信號(hào)。累加器的輸出信號(hào)是量化的，量化表示為加一個(gè)誤差ei。量化器的輸出信號(hào)是最后的輸出信號(hào)yi。
現(xiàn)在假設(shè)xi是兩個(gè)頻率的比且量化器是兩電平量化器。再假設(shè)在上述的時(shí)間間隔中兩個(gè)頻率的比比如說為0.6875。如圖19所示，最近的值首先累加，給出累加值0.6875。此值小于1，再將0.6875值加到累加值上，給出新的累加值1.375。因?yàn)榇酥惮F(xiàn)在大于1，從0.6875中減去1并將結(jié)果(0.6875-1=-0.3125)加到累加器上給出值1.0625。用這種方式繼續(xù)進(jìn)行運(yùn)算。在上述的運(yùn)算程序中，取每個(gè)累加值的整數(shù)部分，1或0產(chǎn)生數(shù)據(jù)流。
參考圖20，可以理解圖19所示的數(shù)字序列的解釋。畫出兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)。再假設(shè)在關(guān)心的時(shí)間段中上面的時(shí)鐘信號(hào)對下面的時(shí)鐘信號(hào)的頻率比是0.6875。在t=0時(shí)，兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)的上升沿重合。下面時(shí)鐘信號(hào)的隨后的第一個(gè)上升沿，是上面的時(shí)鐘信號(hào)過去的0.6875個(gè)周期。下面時(shí)鐘信號(hào)的下一個(gè)上升沿，是上面的時(shí)鐘信號(hào)過去的1.375個(gè)周期。下面時(shí)鐘信號(hào)的下一個(gè)上升沿，是從上面的時(shí)鐘信號(hào)第一個(gè)周期過去后的上面的時(shí)鐘信號(hào)過去的1.0625個(gè)周期，等等。
圖21畫出接收電路，或頻率采樣電路圖，電路可以應(yīng)用于對應(yīng)于上述例子說明的數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)采樣。在圖解的實(shí)施方式中，假設(shè)時(shí)鐘信號(hào)的比為，在慢時(shí)鐘的一個(gè)周期內(nèi)不出現(xiàn)多于一個(gè)快時(shí)鐘上升沿。在其他的實(shí)施方式中，此假設(shè)不適用。
接收電路包括輸入部分2101和輸出部分2103。輸入部分包括兩個(gè)部件Ch1和Ch2，必須仔細(xì)匹配它們以減小誤差。每個(gè)部件包括兩個(gè)或多個(gè)D觸發(fā)器串聯(lián)連接的電路。下面的說明中，使用相同的參考數(shù)來給各個(gè)觸發(fā)器本身和它們各自的輸出信號(hào)作參考。
在每個(gè)部件中，電路中的第一個(gè)觸發(fā)器用采樣時(shí)鐘信號(hào)Fx作時(shí)鐘。電路中隨后的觸發(fā)器用采樣時(shí)鐘信號(hào)Fs作時(shí)鐘。上面部件的第一個(gè)觸發(fā)器Q1的D輸入接到同一個(gè)觸發(fā)器的Q輸出上。下面部件的第一個(gè)觸發(fā)器的D輸入接到上面部件的第一個(gè)觸發(fā)器的Q輸出上。兩個(gè)部件的剩下的觸發(fā)器串聯(lián)連接-即，Q至D，Q至D。
輸入部分的作用是1)產(chǎn)生兩個(gè)信號(hào)，邏輯上互相相反，在時(shí)鐘信號(hào)Fx的上升沿傳輸；2)在時(shí)鐘信號(hào)Fs的上升沿鎖存兩個(gè)信號(hào)的值；以及3)檢測從一個(gè)時(shí)鐘至下一個(gè)時(shí)鐘的傳輸。可能需要與Q3和Q4串聯(lián)的中間級(jí)以減小由于兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)的異步產(chǎn)生的準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)性，并且事實(shí)上在一個(gè)具體設(shè)計(jì)中希望有多個(gè)這樣的級(jí)。
在示范性的實(shí)施方式中，輸出部分包括，三個(gè)兩輸入與非門。與非門N1和N2各自連接到輸入部件的最后的觸發(fā)器級(jí)的D和Q信號(hào)上。將與非門N1和N2的輸出信號(hào)在另一個(gè)與非門N3中組合起來以形成接收電路的最后的輸出。
輸出部分的功能是檢測由兩個(gè)輸入部分形成的兩路中任一路中從一個(gè)采樣時(shí)鐘至下一個(gè)采樣時(shí)鐘的輸入時(shí)鐘信號(hào)電平的改變。兩個(gè)輸入部分以乒-乓形式起作用，交替地檢測輸入時(shí)鐘信號(hào)電平的改變。
參考圖22的定時(shí)圖可以更全面地理解圖21的接收電路的工作。兩路的第一級(jí)形成與輸入時(shí)鐘信號(hào)的上升沿接近重合的(但是稍稍延時(shí)一點(diǎn))相反的信號(hào)Q1和Q2。根據(jù)采樣時(shí)鐘，由采樣信號(hào)Q1和Q2分別形成信號(hào)Q3和Q4。信號(hào)Q5和Q6分別是信號(hào)Q3和Q4的延時(shí)的復(fù)制品。與非門一起實(shí)現(xiàn)邏輯功能X=Q3·Q5vQ4·Q6。
圖22的例子中，畫出的信號(hào)都是理想化的方波信號(hào)。實(shí)際上，信號(hào)有有限的上升和下降時(shí)間。信號(hào)Q1和Q2有限的上升和下降時(shí)間以及電路的異步可能的影響是準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)性，如圖23所示。這里，信號(hào)Q3和Q5以及信號(hào)Q4和Q6每個(gè)都有一個(gè)周期的不確定狀態(tài)。得到的電路輸出可能正確也可能不正確。但是，因?yàn)榕袥Q是以“千鈞一發(fā)”開始的，在電路的全部工作中的偶然的錯(cuò)誤判決的影響是可以忽略的。用增加通路中總增益的方法來減小不穩(wěn)定性的時(shí)間窗。如果Q3和Q9的增益足夠?qū)㈠e(cuò)誤的可能性降低至一可接受的水平，則不需要附加的電路。否則，需要附加的電路來增加增益。
為了從如圖21的接收電路產(chǎn)生的數(shù)據(jù)流中恢復(fù)兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)的頻率比，應(yīng)用數(shù)字濾波。方便地，可以將可應(yīng)用于∑-Δ(或Δ-∑)A/D變換的數(shù)字濾波技術(shù)的主要部分直接應(yīng)用到數(shù)字流。此外，采用適當(dāng)選擇的加權(quán)函數(shù)，可以得到高精確度。
乘積的加權(quán)的和是FIR濾波器的一個(gè)例子。因此在此以前說明的加權(quán)函數(shù)是數(shù)字濾波理論中的FIR濾波器。但是，必須承認(rèn)，也可以使用IIR濾波器。在FIR數(shù)字濾波處理中，將加權(quán)函數(shù)應(yīng)用到數(shù)據(jù)采樣值的“窗”以得到窗中心處的頻率比的估值。然后將窗“拾起并移動(dòng)”至下一個(gè)采樣值序列。窗口通常是重疊的。例如，一個(gè)窗可能包括256個(gè)采樣值。
參考圖24，畫出一個(gè)256采樣值的窗的兩個(gè)替換的加權(quán)函數(shù)。加權(quán)函數(shù)是歸一化的，意味著是加權(quán)函數(shù)下面的面積是1。一個(gè)加權(quán)函數(shù)，以虛線指示的，是直線，常數(shù)加權(quán)函數(shù)。另一個(gè)加權(quán)函數(shù)，以實(shí)線指示的，是三角形加權(quán)函數(shù)。加權(quán)函數(shù)是數(shù)字濾波器中的沖擊響應(yīng)函數(shù)。
圖8和圖9畫出分別使用直線加權(quán)函數(shù)和三角形加權(quán)函數(shù)數(shù)字濾波的結(jié)果。在圖8和圖9兩種情況，頻率比從剛剛低于0.687增加至剛剛超過0.693。如圖8中所見，使用直線加權(quán)函數(shù)，量化的信號(hào)在接近輸入的兩個(gè)電平中間振蕩，其局部的平均值等于平均輸入。計(jì)算出平均誤差為1772ppm。如圖9中所見，使用三角形加權(quán)函數(shù)，量化的信號(hào)以平均誤差83ppm跟蹤輸入。
圖10畫出一個(gè)示例的頻率累加器的圖，它使用三角形加權(quán)函數(shù)并可以被用來完成想要的數(shù)字濾波。畫出的例子中，頻率累加器使用7比特計(jì)數(shù)器101,14比特加法器103和14比特寄存器105。7比特計(jì)數(shù)器用采樣頻率Fs計(jì)時(shí)。7比特計(jì)數(shù)器的輸出提供給加法器的一個(gè)輸入上。7比特計(jì)數(shù)器的功能是向上計(jì)數(shù)從0至127然后向下從127至0。127計(jì)數(shù)連續(xù)出現(xiàn)兩次。用觸發(fā)器107完成此動(dòng)作。觸發(fā)器用采樣頻率Fs計(jì)時(shí)。7比特加法器的結(jié)尾計(jì)數(shù)信號(hào)輸入到觸發(fā)器上。觸發(fā)器的輸出連接到7比特計(jì)數(shù)器的倒計(jì)數(shù)輸入處。
將“過采樣的”數(shù)據(jù)流加到加法器的控制輸入處。當(dāng)數(shù)據(jù)流當(dāng)前的比特為1時(shí)，完成加法。當(dāng)當(dāng)前的比特為0時(shí)，不完成加法。加法器的進(jìn)位輸入固定為高，實(shí)際上使權(quán)重范圍為1至128。
14比特寄存器用采樣頻率Fs計(jì)時(shí)。將它的輸出加到加法器的另一個(gè)輸入上。它的輸入接收加法器產(chǎn)生的輸出字。14比特加法器的功能是完成256個(gè)時(shí)鐘的累加。在256個(gè)時(shí)鐘的結(jié)尾處，用14比特加法器的輸出作為頻率比的估計(jì)量。更詳細(xì)地說，在表示的例子中，累加器的輸出等于R×128×129，其中R是頻率比估計(jì)量。
可以容易地將上述技術(shù)延伸到鑒相。下面將說明用于數(shù)字鑒相的不同的設(shè)計(jì)調(diào)整的各種不同的方法和設(shè)備。
第一種方法是概念簡單但是計(jì)算費(fèi)用大。參考圖11A，使用相同的觀測頻率數(shù)據(jù)流和對應(yīng)于三角形加權(quán)函數(shù)的相同的一組權(quán)重(圖11B)。使用先前說明的技術(shù)首先確定在一相當(dāng)長時(shí)間內(nèi)的參考頻率對采樣頻率的比。得到此頻率比估計(jì)量后，用象以前那樣計(jì)算相同的頻率估計(jì)的方法來估計(jì)短時(shí)頻偏，但是以相當(dāng)高的速率，頻繁達(dá)每采樣周期一次。即，使用圖10的電路取所有連續(xù)的采樣值，頻繁達(dá)每采樣周期。計(jì)算每個(gè)頻率估計(jì)(F)與前面確定的頻率比(Fr)的差(ΔF)，用一合適的定標(biāo)因子k乘并累加以得到對應(yīng)的相位估計(jì)Pf。(Pf的第一個(gè)值是任意選擇的初始條件，選擇來與理想的估計(jì)比較。實(shí)際上，可以根據(jù)對信號(hào)特性先前的認(rèn)識(shí)將相位初始化至一個(gè)值，或者，沒有這種先前的認(rèn)識(shí)，在檢測到相位拐點(diǎn)時(shí)將它置為零。)規(guī)定的波形(實(shí)線)的實(shí)際相位與使用前面的估計(jì)方法估計(jì)的相位(虛線)相比較的相位曲線模擬示于圖11C。
前面的“頻率差”相位估計(jì)方法計(jì)算費(fèi)用大，因?yàn)樾枰韵喈?dāng)高的速率計(jì)算頻率估計(jì)值。“預(yù)求和差”相位估計(jì)方法避免了這種需求。參考圖12A，不是從頻率估計(jì)中減去頻率比，而是從采樣數(shù)據(jù)流本身中減去頻率比Fr。假設(shè)數(shù)據(jù)流是只有1和0的比特流，并且假設(shè)頻率比Fr=0.6875，則預(yù)-求和差Y就只有兩個(gè)值中之一，Y=1-0.6875=0.3125或Y=0-0.6875=-0.6875。將Y值累加以得到對應(yīng)的值PX。除了將濾波的值用定標(biāo)因子k定標(biāo)以外，以實(shí)際上與前面說明的關(guān)于形成頻率估計(jì)相同的方式(例如，使用一樣的加權(quán)函數(shù)，圖12B)用濾波PX值的方法得到相位估計(jì)PPn。
可以將預(yù)-求和差相位計(jì)算表示為數(shù)學(xué)上等效于頻率差相位計(jì)算。模擬結(jié)果示于圖12C，因此就和圖11C相同。但是，用預(yù)-求和差相位計(jì)算硬件實(shí)現(xiàn)會(huì)相當(dāng)簡單，因?yàn)槊總€(gè)相位點(diǎn)只需要一次計(jì)算。這種硬件實(shí)現(xiàn)示于圖13。
圖13的預(yù)-求和差相位估計(jì)器一般包括第一累加器ACC1，一個(gè)與前面關(guān)于圖10說明的權(quán)重產(chǎn)生器相似或相同的權(quán)重產(chǎn)生器WG，和第二累加器ACC2。
累加器ACC1的功能是根據(jù)觀測頻率數(shù)據(jù)流的比特(或者在其他實(shí)施方式中是符號(hào))產(chǎn)生相位數(shù)PXi，并包括復(fù)用器1301，加法器1303及寄存器(例如16比特寄存器)1305。復(fù)用器1301根據(jù)X的值在Yi的兩個(gè)可能的值中選擇一個(gè)并將Yi加到加法器1303上。將寄存器值加到Y(jié)i上以形成PXi，然后將它選通至寄存器。因此加法器1303和寄存器1305累加PXi值。
然后在累加器ACC2中濾波PXi值，累加器ACC2包括乘法器1307，加法器1309及寄存器1311。乘法器從權(quán)重產(chǎn)生器WG接收權(quán)重并從累加器ACC1接收PXi值。將各個(gè)權(quán)重和PXi值相乘并將乘積累加，例如累加128個(gè)時(shí)鐘周期，以產(chǎn)生相位估計(jì)值PP?？赡軙?huì)構(gòu)制乘法器為的是在累加過程中給每個(gè)結(jié)果加上定標(biāo)因子k。
用整數(shù)差相位計(jì)算可以得到更加簡單的實(shí)現(xiàn)。整數(shù)差相位計(jì)算數(shù)學(xué)上不等效于前面的方法，但是很接近。參考圖14A，此方法除了使用觀測的頻率數(shù)據(jù)流以外，還使用參考頻率數(shù)據(jù)流，如果參考頻率加到圖4的接收電路上(用同一個(gè)時(shí)鐘)參考頻率數(shù)據(jù)流就是結(jié)果。就形成整數(shù)差Xi-Ri的連續(xù)的和Di。在很多實(shí)際的應(yīng)用中，如圖14和15中說明的，Di的值只有1,0和-1。但是，從本例子中可以懂得并理解Di取其他值的一般情況，并且包括在本說明中。
用和前面說明的相同或類似的方式濾波Di值形成相位估計(jì)值。可以使用相同的三角形加權(quán)函數(shù)圖14B。整數(shù)差相位計(jì)算方法產(chǎn)生和前面的方法相同的模擬結(jié)果，圖14C。
參考圖15，在D值只取1,0和-1的情況，相應(yīng)的硬件實(shí)現(xiàn)可以非常簡單(例如，與圖13的相比)。
圖15的整數(shù)差相位估計(jì)器，象圖13的一樣，一般包括第一累加器ACC1，權(quán)重產(chǎn)生器WG，和第二累加器ACC2。累加器ACC1與圖13的相應(yīng)的結(jié)構(gòu)相比結(jié)構(gòu)差別很大。圖15的累加器ACC1包括參考圖型產(chǎn)生器1501，一比特減法器1503，兩比特加法器1505及兩比特寄存器1507。一比特減法器從各個(gè)X值中減去各個(gè)R值。兩比特加法器和寄存器累加得到的Di值，如前面解釋的，Di值強(qiáng)制只為1,0,-1。
權(quán)重產(chǎn)生器WG和第二累加器ACC2實(shí)際上與前面說明的圖13中的相同。但是，因?yàn)镈i值只取1,0和-1，不需要乘法器。改為如果Di=1，將權(quán)重值加到累加值上，如果Di=-1，減去權(quán)重值。(如果Di=0，累加值保持不變。)省去硬件乘法器是圖15的實(shí)現(xiàn)的特別的好處。
另一種相位估計(jì)方法叫做時(shí)鐘量測相位計(jì)算方法。參考圖16A，就R,X和D而論，這種方法類似于前面的整數(shù)差相位計(jì)算方法。但是，這種方法除了使用參考頻率數(shù)據(jù)流R以外，還使用“時(shí)鐘量測”數(shù)RG，此數(shù)與圖2出現(xiàn)的數(shù)相同。此外，使用的權(quán)重函數(shù)有顯著的差別，如圖16B所示。使用下面的公式得到時(shí)鐘量測相位估計(jì)值PCPCn=k*[Dn-fracRGn+0.5+Σi(Wi*Xi+n-64)]]]>使用時(shí)鐘量測相位計(jì)算方法的模擬結(jié)果示于圖16C。
參考圖17，時(shí)鐘量測相位估計(jì)器一般包括第一累加器ACC1，權(quán)重產(chǎn)生器WG，和第二累加器ACC2。估計(jì)器還包括求和方框1701。
累加器方框ACC1實(shí)際上與圖15中的累加器方框ACC1相同。但是，注意參考圖型產(chǎn)生器產(chǎn)生在累加器ACC1中使用的參考頻率數(shù)據(jù)流R，和輸入到求和方框1701的時(shí)鐘量測數(shù)據(jù)流RG兩者。
權(quán)重產(chǎn)生器包括計(jì)數(shù)器1703和權(quán)重產(chǎn)生器邏輯1705。
累加器ACC2包括加法器1707和寄存器1709。當(dāng)X=1時(shí)，將從權(quán)重產(chǎn)生器來的權(quán)重值加到寄存器1709的內(nèi)容上。加法器的輸出成為寄存器的新輸入，它完成例如128個(gè)時(shí)鐘周期的累加運(yùn)算。
當(dāng)ACC2的累加運(yùn)算完結(jié)時(shí)，ACC1和ACC2的輸出，與相應(yīng)的RG值一起在求和方框1701中相加。
權(quán)利要求
1.一種不用IQ處理而解調(diào)RF信號(hào)的解調(diào)器，包括幅度影響電路，響應(yīng)RF信號(hào)產(chǎn)生至少部分去除幅度變化的輸出信號(hào)；以及相位檢測器，響應(yīng)幅度影響電路的輸出信號(hào)用于從RF信號(hào)中恢復(fù)相位信息并輸出相位信號(hào)。
2.權(quán)利要求1的裝置，其中所述幅度影響電路輸出RF信號(hào)的幅度的幅度信號(hào)指示。
3.權(quán)利要求2的裝置，其中所述幅度影響電路是快AGC電路。
4.權(quán)利要求2的裝置，其中所述幅度影響電路是限幅器，RF信號(hào)的幅度的幅度信號(hào)指示是RSSI信號(hào)。
5.權(quán)利要求1的裝置，還包括包絡(luò)檢測器，響應(yīng)RF信號(hào)用于產(chǎn)生RF信號(hào)的幅度的幅度信號(hào)指示。
6.權(quán)利要求1的裝置，還包括響應(yīng)RF信號(hào)及至少部分去除幅度變化的所述輸出信號(hào)的電路，用于從RF信號(hào)中去除相位信息并產(chǎn)生相應(yīng)的輸出信號(hào)。
7.權(quán)利要求6的裝置，其中所述用于去除相位信息的電路是混合器。
8.權(quán)利要求7的裝置，其中所述幅度影響電路是快AGC電路。
9.權(quán)利要求8的裝置，還包括連接到所述混合器的輸出信號(hào)上的低通濾波器，產(chǎn)生RF信號(hào)的幅度的幅度信號(hào)指示。
10.權(quán)利要求7的裝置，其中所述幅度影響電路是限幅器電路。
11.權(quán)利要求10的裝置，還包括連接到所述混合器的輸出信號(hào)上的低通濾波器，產(chǎn)生RF信號(hào)的幅度的幅度信號(hào)指示。
12.一種不用IQ處理而解調(diào)RF信號(hào)的解調(diào)器，包括第一幅度影響電路，響應(yīng)RF信號(hào)產(chǎn)生至少部分去除幅度變化的第一輸出信號(hào)；以及相位檢測器，響應(yīng)幅度影響電路的輸出信號(hào)用于從RF信號(hào)中恢復(fù)相位信息并輸出相位信號(hào)。
13.權(quán)利要求12的裝置，其中所述幅度影響電路是限幅器。
14.權(quán)利要求13的裝置，還包括第二幅度影響電路，響應(yīng)RF信號(hào)產(chǎn)生至少部分去除幅度變化的第二輸出信號(hào)
15.權(quán)利要求14的裝置，其中所述第二幅度影響電路是慢AGC電路。
16.權(quán)利要求15的裝置，還包括包絡(luò)檢測器，響應(yīng)所述第二輸出信號(hào)用于產(chǎn)生RF信號(hào)的幅度的幅度信號(hào)指示。
17.權(quán)利要求16的裝置，其中所述第一幅度影響電路直接連接到RF信號(hào)上。
18.權(quán)利要求16的裝置，其中所述第一幅度影響電路通過第二幅度影響電路間接地連接到RF信號(hào)上。
全文摘要
一般地說,本發(fā)明提供用于直接接收如角調(diào)制信號(hào)那樣的射頻信號(hào)的無正交射頻接收機(jī)。接收機(jī)的多種實(shí)施方式使用數(shù)字鑒相器(407),與熟知的射頻部件:限幅器(405),包絡(luò)檢測器(403),慢自動(dòng)增益控制(AGC)電路(401),快AGC電路等一起使用。解調(diào)可為非相干的或相干的。后面的方法在電路本身內(nèi)處理解調(diào)處理的基礎(chǔ)的非線性量,而不是把非線性量移交給單獨(dú)的信號(hào)處理步。不得到I和Q信號(hào),并且不進(jìn)行坐標(biāo)變換,提供節(jié)省空間,增加精確度,特別是節(jié)省功率的潛力。依據(jù)使用的調(diào)制的性質(zhì),可以省去與幅度恢復(fù)相關(guān)的電路或與相位恢復(fù)相關(guān)的電路。在正交系統(tǒng)中,不論所使用的調(diào)制的性質(zhì)如何必須保持混合步相同。
文檔編號(hào)H04L27/22GK1297619SQ99804393
公開日2001年5月30日 申請日期1999年2月23日 優(yōu)先權(quán)日1998年2月23日
發(fā)明者厄爾·W·邁丘恩 申請人:特羅皮亞恩公司