專利名稱：雙頻段移動電話中改進的功率放大器匹配的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及雙頻段移動電話中改進的功率放大器匹配。
背景技術：
當前，移動電話主要地以單個運行頻率運行。圖7顯示了以單個運行頻率運行的(例如，GSM的約900MHz,DCS的約1800MHz，或PCS的約1900MHz)、移動電話中這樣的發(fā)射機/接收機的實現(xiàn)方案。被用來發(fā)送信號和接收信號的天線100被連接到發(fā)射機/接收機轉換單元102。發(fā)射機/接收機轉換單元102包括發(fā)射機開關TX和接收機開關RX。在接收模式下，發(fā)射機開關TX被打開以及接收機開關RX被閉合。相反，在發(fā)射模式下，發(fā)射機開關TX被閉合以及接收機開關RX被打開。
在發(fā)射模式下，功率放大器輸出電路104輸出在預先規(guī)定的頻段中的發(fā)射信號。這里，通過阻抗匹配電路106實行阻抗匹配，以使得功率放大器的輸出端看到的阻抗在大多數(shù)情況下低于后面的傳輸支路的阻抗，例如，50Ω。
然而，圖7所示的電路設計越來越限制數(shù)字移動電話的增長的使用，因為用戶的數(shù)量不斷地增加而發(fā)射頻率的數(shù)目和相關的傳輸信道是有限的。雖然比起GSM的約900MHz來說，DCS的約1800MHz或PCS約1900MHz的提高的頻率使得傳輸信道數(shù)目增加，但這只是以減小發(fā)射站的工作距離為代價才有可能的。
無論如何，通過提供蜂窩雙頻段網(wǎng)絡和適用于此網(wǎng)絡的雙頻段移動電話的、對于不同的方法的不同的技術優(yōu)點的組合似乎是進行折衷，例如，GSM頻段與DCS或PCS頻段的組合。
圖8顯示在雙頻段移動電話中對于必要的發(fā)射/接收運行所設計的相應的功率放大器輸出電路的一個任選項。這個方法直接依賴于圖7所示的電路設計。
這里，天線200被連接到兩個發(fā)射機/接收機轉換單元202和204。發(fā)送/接收轉換單元202包括用于第一發(fā)射機頻率的發(fā)射機開關TXa和接收機開關RXa。而且，發(fā)送/接收轉換單元204包括用于第二發(fā)射機頻率的發(fā)射機開關TXb和接收機開關RXb。不同的開關TXa,RXa,TXb,和RXa，分別按照不同的運行頻率工作，如以上參照圖7列出的。而且，必須把雙工器206無損耗地插入到連接到天線200的兩個傳輸路徑中。為了放大這兩個頻段的發(fā)射信號，提供了相關的功率放大器214和216。對于這些功率放大器214和216，通過在兩個傳輸支路的每個支路中提供的阻抗匹配電路218和220實行阻抗匹配。替換地，用于兩個頻率的功率放大器214和216可以通過具有兩個輸出端和下游的阻抗匹配電路的單個功率放大器輸出電路被替換。
圖7所示的單頻段發(fā)射/接收電路的這種直接推廣給出這樣的優(yōu)點，對于兩個發(fā)射頻率的不同的傳輸路徑被完全去耦。然而，雖然不同的發(fā)射頻段的適當?shù)淖杩蛊ヅ淇梢酝ㄟ^分開地和充分地提供阻抗匹配電路而達到，但這是以高的電路復雜性才達到的。一方面，這導致制造成本的增加，另一方面，對于這樣的雙頻段發(fā)射/接收轉換單元所必須的空間需求也構成對于其實施方案的障礙物。
鑒于以上所述，本發(fā)明的目的是在雙頻段移動電話中，達到輸出不同的發(fā)射頻段的發(fā)射信號的功率放大器在信號輸出端上與不同的傳輸支路的阻抗的改進的匹配。
按照本發(fā)明，這個目的是通過用于雙頻段移動射頻單元的功率放大器輸出電路達到的，包括用于發(fā)射/接收第一發(fā)射/接收信號的第一發(fā)射機/接收機轉換裝置，該發(fā)射機/接收機轉換裝置配備有連接到第一阻抗匹配裝置的輸入端，用于發(fā)射/接收第二發(fā)射/接收信號的第二發(fā)射機/接收機轉換裝置，傳輸支路轉換裝置，把第一發(fā)射機/接收機轉換裝置或第二發(fā)射機/接收機轉換裝置選擇性地連接到輸出兩個頻段的發(fā)射信號的功率放大器，以使得第二阻抗匹配裝置被提供在功率放大器的輸出端與傳輸支路轉換裝置之間，該傳輸支路轉換裝置包括在第一傳輸支路中的至少兩個開關器件。
所以，對于本發(fā)明，在功率放大器輸出電路的至少一個傳輸路徑上逐步的阻抗匹配方法是重要的，以及同時使用并聯(lián)連接的多個開關器件。在功能關系上的兩個措施導致功率放大器輸出電路中寄生干擾的很大的減小。同時，在兩個傳輸支路中也達到了對于各個頻段的適當?shù)淖杩蛊ヅ浜桶l(fā)射功率。
而且，雖然在功率放大器輸出端處只使用單個阻抗匹配將不能導致對于兩個傳輸支路的最佳阻抗匹配，但按照本發(fā)明，這可以首先通過第一公共阻抗匹配，以及其次通過分別對于每個發(fā)射頻段最佳化的進一步的阻抗匹配而被達到。再者，由于對于兩個頻段使用公共阻抗匹配，電路復雜性可以大大地減小。
而且，本發(fā)明考慮到，當傳輸支路轉換裝置的阻抗的擾動的實部接近于功率放大器的輸出阻抗時，傳輸支路轉換裝置的寄生元件的功率吸收增加，例如，實際使用的功率放大器的輸出阻抗的實部處在大約5到6Ω的范圍內，而不同的開關器件的典型的連接電阻處在大約1Ω的范圍內。在只在第一阻抗變換到GSM的900MHz時的約20Ω或DCS的1800MHz時的約50Ω以后把開關器件插入到傳輸支路轉換單元的情況下，由于開關器件連接電阻與開關器件的輸入端處的阻抗水平之間的較小的比值，例如該比值減小一個數(shù)量級，寄生元件中的功率吸收大大地減小。
按照本發(fā)明，通過在傳輸支路轉換裝置的至少一個傳輸路徑上通過至少兩個開關器件，寄生元件的功率吸收還可以大大地減小。通過并聯(lián)連接，由于在第一和第二阻抗匹配之間的必要的切換引起的寄生電容和寄生電阻被減小一個基本上相應于被并聯(lián)連接的開關器件數(shù)目的倍數(shù)。
除了使得吸收功率最小化以外，并聯(lián)連接的開關器件也致力于改進的阻抗匹配。由于在第一和第二阻抗匹配級之間的降低的自動連接電阻和降低的總的寄生電感，總的阻抗匹配對于開關器件的擾動影響不太敏感。
按照本發(fā)明的優(yōu)選實施例，在第二發(fā)射機/接收機轉換裝置的輸入端處安裝有第三阻抗匹配裝置。
這樣，在特別適合于各個發(fā)射頻率的單個傳輸支路處提供了最佳匹配和發(fā)射功率，例如對于約900MHz時的3瓦和對于約1800MHz時的1.5瓦。然而，由于對于不同的傳輸支路的部分阻抗匹配是通過被連接到功率放大器的輸出端的公共阻抗匹配電路達到的，所以，對于不同的傳輸支路的特別必要的電路的復雜性被最小化。
按照本發(fā)明的又一個優(yōu)選實施例，在第二阻抗匹配裝置與第三阻抗匹配裝置之間的傳輸支路轉換裝置包括至少一個開關器件。
通常，傳輸支路被提供來輸出具有較低的發(fā)射頻率，例如對于GSM的約900MHz，和較高的發(fā)射頻率，例如對于DCS的約1800MHz和對于PCS的約1900MHz，的發(fā)射信號。這里，應當指出，在功率放大器輸出端處對于不同頻段的阻抗匹配導致不同的結果。具體地，在傳輸支路中，對于較高的頻段通過在功率放大器輸出端處的阻抗匹配裝置達到對于必要的阻抗水平的幾乎完全的匹配，這樣，在傳輸支路轉換裝置的相關的支路中的寄生元件只有最小的影響。按照本發(fā)明的這個優(yōu)選實施例，目的是通過頻率選擇方式只對于較低的頻段提供對抗寄生影響的措施，而同時使得對于開關器件的附加化費最小化。換句話說，開關器件只插入到對于選擇的發(fā)射頻率所必須的程度下。
按照本發(fā)明的再一個優(yōu)選實施例，提供了在第二阻抗匹配裝置與第三阻抗匹配裝置之間的可切換的帶阻濾波器，以便在第二傳輸路徑中發(fā)射第一發(fā)射信號期間濾除第一發(fā)射信號的諧波。
功率放大器通常接近于飽和運行。這導致在GSM發(fā)射模式時的諧波的產(chǎn)生，例如大約1800MHz，大約2700MHz，…等，和在DCS發(fā)射模式時的諧波的產(chǎn)生，例如大約3600MHz等。通常，是以一階諧波為主。
雖然在GSM發(fā)射模式時約1800MHz，約2700MHz，…的諧波在第一傳輸支路中被濾波，但GSM發(fā)射模式的約1800MHz的第一諧波不能借助于第二傳輸支路中的、只適合于約3600MHz等的第二發(fā)射信號的諧波的低通濾波器被壓縮。對于GSM和帶有約1900MHz的PCS的發(fā)射頻率的組合的情況，也有同樣的結果。總而言之，這個問題是輸出發(fā)射信號的功率放大器在多個發(fā)射頻段時在第一個、較低的發(fā)射頻率的諧波低于或等于第二個、較高的發(fā)射頻率的情況下發(fā)生的。
為了解決這個問題，第二傳輸支路有利地安裝有可切換的帶阻濾波器，適用于特別是在第一個較低的發(fā)射頻率的發(fā)射期間壓縮在第二傳輸支路中的第一發(fā)射頻率的第一諧波。這允許不同的運行模式的最佳去耦。
按照本發(fā)明的又一個優(yōu)選實施例，在第一阻抗匹配裝置與第二阻抗匹配裝置之間的傳輸轉換裝置包含第一PIN型二極管和第二PIN型二極管，這樣第一PIN型二極管和第一PIN型二極管被并聯(lián)連接。優(yōu)選地，第一PIN型二極管和第二PIN型二極管被包括在一個單個封裝或外殼中。
這樣，在按照本發(fā)明的功率放大器輸出電路的制造和允許期間，只需要對單個元件進行操縱和供電。在制造期間，元件的放置是幾乎不變的，這樣，規(guī)定的電路配置和制造過程可以基本上被保持而不用進行任何修改。
按照本發(fā)明的再一個優(yōu)選實施例，第一阻抗匹配裝置具有第一電容，被連接在其輸入端的并聯(lián)結構中。而且，第一阻抗匹配裝置包括第二電容，被串聯(lián)連接在其輸入端與輸出端之間。
通常，阻抗匹配是在單個傳輸支路中通過一系列電容和電感達到的。也考慮不同的傳輸線元件，用于部件與開關器件的寄生電感的連接。按照本發(fā)明，考慮到，通常電容只對于處在預先規(guī)定的基本網(wǎng)格的電容值，例如，按照3.3pF,3.9pF,4.7pF,5.6pF，等等，才是可提供的。在第一阻抗匹配電路中電容的增加的數(shù)目導致對于阻抗變換的更細的分度，從而導致改進的阻抗匹配。這對于載送較低的發(fā)射頻率范圍的發(fā)射信號的傳輸支路是特別的優(yōu)點。
下面將參照附圖描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其中

圖1顯示雙頻段移動電話的功率放大器輸出電路的基本結構，其中單個輸出放大器在單個輸出端輸出在不同的頻段上的發(fā)射信號；圖2顯示圖1所示的開關按照其打開和閉合狀態(tài)的等效電路圖；圖3顯示按照本發(fā)明的功率放大器輸出電路的示意圖；圖4顯示按照本發(fā)明的功率放大器輸出電路的電路圖；圖5顯示圖4所示的部件和傳輸線元件的功能，以及寄生元件對于GSM傳輸支路中阻抗匹配的影響；圖6顯示圖4所示的部件和傳輸線元件的功能，以及寄生元件對于DCS傳輸支路中阻抗匹配的影響；圖7顯示用于單頻段移動電話的功率放大器輸出電路的示意圖；以及圖8顯示用于帶有兩個功率放大器和相關的阻抗匹配的雙頻段移動電話的功率放大器輸出電路的示意圖。
圖1顯示按照本發(fā)明的雙頻段移動電話的功率放大器輸出電路的基本結構。
如圖1所示，功率放大器10在其輸出端12處被連接到第一阻抗匹配電路14。在第一阻抗匹配電路14的輸出端處，連接有第一開關16，它把第一阻抗匹配電路14連接到第一傳輸支路。
第一傳輸支路包括第二阻抗匹配電路18，第一低通濾波器20和第一發(fā)射機/接收機轉換單元22的串聯(lián)連接，以及運行在第一頻段。為了在發(fā)射機與接收機運行模式之間進行切換，第一發(fā)射機/接收機轉換單元22包括第一發(fā)射機開關24和第一接收機開關26。
還如圖1所示，在第一阻抗匹配電路14的輸出端處，也連接有第二開關28，它把第一阻抗匹配電路14連接到第二傳輸支路。
第二傳輸支路包括第三阻抗匹配電路30和可切換的帶阻濾波器32的串聯(lián)連接，該帶阻濾波器用來壓縮在第一發(fā)射信號發(fā)射期間在第二傳輸支路中的、在第一傳輸支路上載送的發(fā)射信號的第一諧波。而且，第二低通濾波器33被提供來壓縮在第二傳輸支路上載送的發(fā)射信號的諧波。為了在發(fā)射機與接收機運行模式之間進行切換，第二發(fā)射機/接收機轉換單元34包括第二發(fā)射機開關36和第二接收機開關38。
在第一發(fā)射機開關24與第一接收機開關26之間的中心抽頭和在第二發(fā)射機開關36與第二接收機開關38之間的中心抽頭被分別連接到雙工器40，它被提供來無損耗地合并成到天線42的單個發(fā)射/接收路徑。
在其中功率放大器10以第一發(fā)射頻率f1輸出第一頻段的發(fā)射信號的第一工作模式時，第一開關16被閉合和第二開關28被打開。第一阻抗匹配電路14和第二阻抗匹配電路18完成功率放大器10的輸出阻抗到對于第一發(fā)射頻率和功率所必須的負載阻抗的最佳匹配。
由于功率放大器輸出電路10運行在飽和狀態(tài)附近，它的輸出不單包含頻率f1的發(fā)射信號本身，也包括它的頻率為2*f1,3*f1,…的諧波，這些不想要的諧波在第一傳輸支路中通過第一低通濾波器20被壓縮，以及濾波的發(fā)射信號通過第一發(fā)射機開關24被輸出到天線42。
雖然這能夠在第一工作模式時濾除第一發(fā)射信號的諧波，但因為第一開關16和第二開關28的非理想的工作狀況的緣故，為了避免這些諧波通過第二傳輸支路的不想要的發(fā)射，必須采取行進一步的措施。例如，當考慮對于GSM的約900MHz和對于DCS的約1800MHz的發(fā)射頻率的組合時，GSM發(fā)射信號的第一諧波不能通過位于用于DCS的約1800MHz的第二傳輸支路的第二低通濾波器33被壓縮，該第二低通濾波器只適用于大約3600MHz的、第二發(fā)射信號的諧波。通常，這個問題是在多個發(fā)射頻段時在第一個、較低的發(fā)射頻率的諧波低于或等于第二個、較高的發(fā)射頻率的情況下，對于輸出發(fā)射信號的每個功率放大器發(fā)生的。
按照本發(fā)明，所以提出在第二傳輸支路中安裝有可切換的帶阻濾波器32，適用于在第一個較低的發(fā)射頻率的發(fā)射期間專門壓縮在第二傳輸支路中的第一個、較低的發(fā)射頻率的第一諧波。這允許不同的工作模式的最佳去耦。
還如圖1所示，在其中功率放大器10分別輸出在第二頻段中的、或為第二發(fā)射頻率的發(fā)射信號的第二工作模式時，第一開關16被打開和第二開關28被閉合。
在這種情況下，第一阻抗匹配電路14和第三阻抗匹配電路30完成功率放大器10的輸出阻抗到對于第二發(fā)射頻率和功率所必須的負載阻抗的最佳匹配。
再次地，產(chǎn)生在2*f2,3*f2,…處的諧波。這些諧波在發(fā)射信號通過第二發(fā)射機開關36被輸出到天線42之前，在第二低通濾波器33中被壓縮。
圖1所示的、按照本發(fā)明的功率放大器輸出電路的基本結構允許考慮這樣的事實，即在功率放大器輸出端處只通過單個阻抗匹配電路不一定能夠達到對于傳輸支路的最佳匹配。相反地，一方面，這只能使用在功率放大器輸出端處的公共阻抗匹配電路通過逐步阻抗匹配才可能達到，以及另一方面，通過附加的阻抗匹配電路對于每個發(fā)射頻段最佳化。由于對于兩個傳輸支路共同提供的阻抗匹配，電路復雜性可以大大地減小。
在第一開關16和第二開關28分別是理想的開關特性的情況下，將可以完全實現(xiàn)通過只帶有一個單個輸出端的功率放大器來輸出兩個頻段的發(fā)射信號。
然而，如圖2所示，對于開關在打開和閉合狀態(tài)時的等效電路圖，實際使用的開關，例如PIN型二極管，呈現(xiàn)非理想的特性。打開的開關的衰減是有限的，以及對于越高的頻率該衰減越低。對于PIN型二極管，衰減量為對于900MHz的25dB和對于1800MHz的10dB左右。
圖3顯示按照本發(fā)明的、對于功率放大器輸出電路的解決辦法。這里，具有與圖1所示的電路元件相同的功能的電路元件用相同的參考數(shù)字本身。
如圖3所示，轉換單元的傳輸支路的第一開關16包括至少兩個第一開關器件S11,…,S1N。而且，轉換單元的傳輸支路的第二開關28包括至少一個第二開關器件S21,…,S2M。
工作時，所有的第一開關器件S11,…,S1N在發(fā)送具有第一發(fā)射頻率的第一發(fā)射信號期間都被閉合，所以被并聯(lián)連接。而且，在發(fā)送具有第二發(fā)射頻率的第二發(fā)射信號期間，所有的第二開關器件S21,…,S2M都被閉合，因此被并聯(lián)連接。
工作時，通過第一開關器件S11,…,S1N和第二開關器件S21,…，S2M的并聯(lián)連接，分別達到第一和第二開關16和28的連接電阻與寄生電感的減小。這里，減小的倍數(shù)基本上相應于被并聯(lián)連接的第一開關器件S11,…,S1N和第二開關器件S21,…,S2M的數(shù)目。
對于圖3所示的、按照本發(fā)明的、功率放大器輸出電路的功能，第一開關器件S11,…,S1N和第二開關器件S21,…,S2M分別被安裝在公共阻抗匹配電路14的下游，也是重要的。其理由在于，在相關傳輸路徑的阻抗的擾動的實部接近于功率放大器的輸出阻抗時，分別在第一開關器件S11,…,S1N和第二開關器件S21,…,S2M的寄生元件中的功率吸收增加。在第一開關器件S11,…,S1N和第二開關器件S21,…,S2M分別被安裝在實施阻抗變換(變換到GSM的約900MHz時的約20Ω或DCS的約1800MHz時的約50Ω)的第一阻抗匹配電路的下游的情況下，寄生元件中的功率吸收由于各個輸入端處的提高的阻抗水平而大大地減小。
對于圖3所示的、按照本發(fā)明的、功率放大器輸出電路的功能，由于第一開關16和第二開關28的減小的總的連接電阻和減小的總的寄生電感，阻抗匹配對于由開關器件造成的擾動不太敏感，也是重要的。
圖4顯示按照本發(fā)明的功率放大器輸出電路的實現(xiàn)方案的電路圖。
如圖4所示，第一開關16包括第一PIN二極管44和與它相連接的第二PIN二極管46。優(yōu)選地，第一PIN二極管44和第二PIN二極管46被包容在一個單個外殼中，以及被提供以同一個電源。
還如圖4所示，第二開關28只包括單個PIN二極管47。不會限制本發(fā)明的范圍，這里假設具有第一個、較低的發(fā)射頻率的發(fā)射信號通過第一開關16發(fā)射，具有第二個、較高的發(fā)射頻率的發(fā)射信號通過第二開關28發(fā)射。關于第二開關28只包括單個PIN二極管47的原因在于，這里對于較高的頻段的阻抗匹配幾乎全部地完成，例如匹配到對于DCS的約1800MHz時的50Ω。所以，連接的PIN型二極管47的寄生電阻(約1Ω)的影響很低，這樣，對抗寄生元件的措施就變?yōu)閺U棄的。
還如圖4所示，連接的功率放大器10的輸出端的阻抗匹配電路14包括在其輸入端的第一傳輸線元件50，在到阻抗匹配電路14的輸出端以前，第一電容48通過該第一傳輸線元件50旁路到地。第一傳輸線元件50起到用于阻抗匹配的串聯(lián)電感的作用。在圖4上，顯示了另外的傳輸線元件52和51，它們反映用于不同的傳輸支路到功率放大器的連接的不同的幾何配置。
還如圖4所示，在第二傳輸支路中的阻抗匹配電路30包括兩個串聯(lián)連接的傳輸線元件，具有中間的連接點，第二電容54由此旁路到地。
還如圖4所示，在第一傳輸支路中的阻抗匹配電路18包括第三電容60，被連接成在其輸入端處的并聯(lián)結構，以及第四電容62，被串聯(lián)連接在其輸入端與輸出端之間。第四電容62與電感64進行橋接。
圖5作為例子顯示圖4所示的部件和傳輸線元件的功能以及寄生元件對于GSM傳輸支路中阻抗匹配的影響。
如圖5所示，阻抗匹配是從功率放大器10的輸出阻抗Za出發(fā)，經(jīng)過史密斯圓圖所示的一系列變換步驟，而完成的。
圖5所示的、從功率放大器10的輸出阻抗Za到匹配點的變換是在第一傳輸支路中，經(jīng)過按照順序的傳輸線元件50，第一電容48，傳輸線元件52，第一開關16的寄生電感，第一開關16的寄生電阻，第三電容60和第四電容62等實行的部分變換而完成的。
因為電容通常只是按照離散的、像網(wǎng)格樣的電容值，例如，3.3pF,3.9pF,4.7pF,5.6pF，等提供的，所以配備了第一傳輸支路中阻抗匹配電路的第四電容62。第四電容62允許更細的調諧電感變換，從而用于更精確的匹配。電感64用于直流去耦。
圖6作為例子顯示圖4所示的電路部件和傳輸線元件的功能以及寄生元件對于DCS傳輸支路中阻抗匹配的影響。
如圖6所示，在第二傳輸支路中，阻抗匹配是從功率放大器10的輸出阻抗Za出發(fā)，經(jīng)過按照傳輸線元件50，第一電容48，傳輸線元件51，第二開關28的寄生電感和第二電容54的順序等實施的一系列變換步驟而完成的。在圖6上，傳輸線元件56和58被省略。
正如以上參照圖4描述的，第二開關28(例如，第三PIN型二極管)的寄生電阻由于較高的頻段在第二傳輸支路中只起很小的作用，這樣，在圖6所示的Smith圓圖上相應的部分的變換步驟可被省略。而且，可以與第四電容62相比較的電容由于較高的頻段可被省略，所以減小第二傳輸支路中的電路復雜性。
權利要求
1．用于雙頻段移動射頻單元的功率放大器輸出電路，包括(a)第一發(fā)射機/接收機轉換裝置(22)，用于發(fā)射/接收第一發(fā)射/接收信號，發(fā)射機/接收機轉換裝置(22)配備有輸入端，被連接到第一阻抗匹配裝置(18)，(b)第二發(fā)射機/接收機轉換裝置(34)，用于發(fā)射/接收第二發(fā)射/接收信號，(c)傳輸支路轉換裝置(16,28)，把第一發(fā)射機/接收機轉換裝置(22)或第二發(fā)射機/接收機轉換裝置(34)選擇地連接到輸出兩個頻段的發(fā)射信號的功率放大器(10)，以使得(c1)第二阻抗匹配裝置(14)被提供在功率放大器(10)的輸出端(12)與傳輸支路轉換裝置(16,28)之間，以及(c2)傳輸支路轉換裝置(16,28)包括在第一傳輸支路中的至少兩個開關器件(S11,…,S1N)。
2．按照權利要求1的功率放大器輸出電路，其特征在于，在第二發(fā)射機/接收機轉換裝置(34)的輸入端處配備有第三阻抗匹配裝置(30)。
3．按照權利要求2的功率放大器輸出電路，其特征在于，傳輸支路轉換裝置(16,28)包括在第二阻抗匹配裝置(14)與第三阻抗匹配裝置(30)之間的至少一個開關器件(S21,…,S2M)。
4．按照權利要求1到3的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，低通濾波器裝置(20)被提供在第一阻抗匹配裝置(18)與第二發(fā)射機/接收機轉換裝置(22)之間，用于濾除第一發(fā)射信號的諧波。
5．按照權利要求2到4的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，在第三阻抗匹配裝置(30)的下游處配備有可切換的電阻濾波器(32)，它在第一發(fā)射信號發(fā)射期間濾除在第二傳輸支路中的第一發(fā)射信號的諧波。
6．按照權利要求1到5的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，傳輸支路轉換裝置(16,28)用在第一阻抗匹配裝置(18)與第二阻抗匹配裝置(14)之間的第一PIN型二極管(44)和第二PIN型二極管(46)實現(xiàn)，這樣第一PIN型二極管(44)和第二PIN型二極管(46)被并聯(lián)連接。
7．按照權利要求6的功率放大器輸出電路，其特征在于，第一PIN型二極管(44)和第二PIN型二極管(46)被包括在一個單個封裝中。
8．按照權利要求1到7的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，傳輸支路轉換裝置(16,28)用在第二阻抗匹配裝置(14)與第三阻抗匹配裝置(30)之間的第三PIN型二極管(47)實現(xiàn)。
9．按照權利要求1到8的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，第一阻抗匹配裝置(18)在其輸入端處配備有第一電容(60)，第一電容(60)被連接成并聯(lián)結構。
10．按照權利要求9的功率放大器輸出電路，其特征在于，第二電容(62)被串聯(lián)連接在第一阻抗匹配裝置(18)的輸入端與第一阻抗匹配裝置(18)的輸出端之間。
11．按照權利要求10的功率放大器輸出電路，其特征在于，電感(64)被連接到第二電容(62)。
12．按照權利要求1到11的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，第一傳輸線元件(50)被提供在第二阻抗匹配裝置(14)的輸入端處。
13．按照權利要求12的功率放大器輸出電路，其特征在于，位于第三電容(48)的輸出側處的第一傳輸線元件(50)被連接到地。
14．按照權利要求2到11的任一項的功率放大器輸出電路，其特征在于，第二傳輸線元件(56)被提供在第三阻抗匹配裝置(30)的輸入端與輸出端之間，以及第三傳輸線元件(58)與第三阻抗匹配裝置(30)中的第二傳輸線元件(56)進行串聯(lián)連接。
15．按照權利要求14的功率放大器輸出電路，其特征在于，第四電容(54)在第二傳輸線元件(56)與第三傳輸線元件(58)之間的連接點處旁路到地。
全文摘要
為了在雙頻段移動電話中達到功率放大器(10)與不同的傳輸支路的傳輸線阻抗的改進的匹配,提出了用于這樣的雙頻段移動電話的新的功率放大器輸出電路。這個功率放大器輸出電路包括傳輸支路轉換裝置(16,28),被連接到功率放大器(10)的輸出端(12)。而且,第二阻抗匹配裝置(14)被提供在至少一個傳輸支路,以及傳輸支路轉換裝置(16,28)包括在第一阻抗匹配電路(20)與第二阻抗匹配電路(14)之間的至少兩個開關器件(S11,…,S1N)。所以,在開關器件(S11,…,S1N)中的寄生元件的擾動的影響可被大大地減小。
文檔編號H04B1/44GK1310886SQ99809022
公開日2001年8月29日 申請日期1999年5月21日 優(yōu)先權日1998年5月22日
發(fā)明者R·格勒克勒 申請人:艾利森電話股份有限公司