專利名稱：迭代分離多徑接收機及相應的接收方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種迭代分離多徑接收機及相應的接收方法。它被用于無線電通信應用領域，及更具體地用于碼分多址(AMRC)技術。它可被用于由標準IS’95確定的系統及第三代UMTS及IMT-2000系統。
現有技術狀態(tài)在AMRC技術中，待發(fā)送的信息符號不是直接地調制一個載波，而是預先乘以一個偽隨機序列(或碼)，用于擴展它們的頻譜。在接收時，通過適于發(fā)送時使用的序列的濾波(或通過相關性)來去擴展及然后被解調。
該技術允許多個用戶使用同一無線電通信信道，假定對每個信道分配了一特定的序列。
通常，使用多徑的信道，其意義是無線電波沿著發(fā)送地點及接收地點之間的不同路徑傳播。因此對于每個被發(fā)送的信息符號，接收機不能接收單一信號，而是它接收到或多或少地延時及或多或少改變的多個復制信號。為了可靠地再現被發(fā)送的信息，應該考慮這些復制信息可能的最多數目及在接收機中重新排列它們。
為此設計了一種專門的接收機，稱為分離多徑(RATEAU，英文為RAKE)接收機，其意義在于，在不同距離上的“分離多徑”信息代表分離多徑的“齒”。這種接收機分離與不同路徑對應的信號及包括多個“齒”或“支路”或“指”，每個處理一個信號。在每個齒中，信號被去擴展及解調。然后在一個加法器中重新排列所有的信號。
分離多徑接收機最初由R.PRICE及P.E.GREEN描述在一篇題為“用于多徑信道的通信技術”的文章中-發(fā)表于“Proceeding of theIRE”雜志，第46卷，第555-570頁，1958年3月。
該接收機也可在由J.G.PROAKIS的名為“數字通信”的普通書籍(MCGRAW-HILL,1995年(第三版)；1989年(第二版))的描述中看到。
附

圖1概要地表示了一個這種類型的接收機。該接收機包括一個總輸入端E；濾波器10，其帶寬適于信號擴展的帶寬；L個裝置120,…,121,…,12L-1，用于重組相應L路徑上的頻率的去擴展信號(這些裝置通常包括適于一個在發(fā)送時使用的或偽隨機序列的濾波器或相關器及搜索信號峰值的裝置)；L個裝置140,…,141,…,14L-1，用于估算不同信號所使用的L路徑的特性；L個解調裝置160,…,161,…,16L-1，用于組合去擴展信號及估算路徑；加法器18，用于將N個解調器輸出的N個分布值相加；及最后，一個決定電路20，用于在總輸出端S上以通信的測試順序輸出被發(fā)送的符號或參考符號。
隨著信息服務所需信息流量持續(xù)增長的需要，AMRC系統的頻率擴展帶正在不斷地增加，這種頻帶的增加伴隨著在接收機層次上接收路徑數目的持續(xù)增加。對于給定的接收功率，這種路徑數目的增長引起了每路徑接收功率的下降及由此減少了總的信道估算質量。因此，這些路徑對接收機層次影響的結構性組合很少能被保證及可產生傳輸質量的嚴重損失。
由于AMRC系統受到多址干擾的固有限制，該特性的損失不能由增加功率來補償。此外，涉及可控符號數目增加的方案將是一種減少系統容量的解決。
本發(fā)明的目的在于糾正這些缺點。
發(fā)明描述本發(fā)明的主要目的是通過對于給定傳輸功率改善接收質量來增強AMRC系統的性能，及由此具有不變的多址干擾電平。該質量的改善主要可增強AMRC系統的容量及覆蓋。該改善可通過對傳統慢衰減情況下的接收機工作優(yōu)化來獲得，并也可用于衰減很快的更困難情況。
本發(fā)明的另一目的是，通過使終端對在基帶中轉移接收信號的本地振蕩器的不精確性更不敏感來簡化終端的結構。
AMRC系統中引入了功率控制周期(PCP)的概念。發(fā)射機發(fā)射的信號功率在這些周期的每個中變成恒定，但從一個功率控制周期到另一功率控制周期可以變化，以補償慢衰減(由于距離及屏蔽作用)及快速衰減，后者由終端的緩慢移動引起。此外，除傳送信息的符號外使用了控制符號。對于等同的接收質量本發(fā)明可減少這些控制符號的相對數目和/或功率。該目的可以通過以最佳方式考慮在信道估算中執(zhí)行的任意數目的控制符號來實現。它也可在缺少匹配天線的情況下通過在最佳信道估算中考慮可能包括在一些AMRC系統的導頻信道中的控制符號(如果有)來實現。它也可仍在缺少匹配天線的情況下在估算中考慮對下行鏈路中的另外用戶分配的控制符號(如果有)來實現。最后，它也可在部分或全部信道或某些數據符號的估算中最佳地對于這些功率控制周期考慮，它們顯然比控制符號具有更多的數目及通常具有更大能量?？刂品柕臄的亢?或功率的減小能使有效數據編碼增強及使分配給這些數據的傳輸功率部分增加。
在信道最佳估算中，本發(fā)明也考慮在時間上復用控制符號及在調制信號相位分量和/或正交分量上復用控制信號。
本發(fā)明允許使用所有功率控制周期符號。它亦允許監(jiān)控及校正本地振蕩器頻率偏移，甚至控制符號被重組合時也如此。
根據本發(fā)明，每次執(zhí)行逐組處理，以便可得到與給定功率控制周期相應的接收信號。類似于傳統分離多徑接收機，總是開始于去擴展(désétalés)對與選擇用于最后組合重要的路徑相應的信號。然后，通過僅使用與接收組相關的控制符號對多徑信道作出粗略估算。該估算方法以在對于一組的每個符號逐個符號地處理組期間每個路徑的相位及幅值變化為特征。根據本發(fā)明的接收機接著對被估算了的路徑的分布進行解調及組合并輸出對組中所含每個數據符號的采樣值(或加權的輸出)。
在傳統分離多徑接收機的情況下，這些加權輸出被直接用來對傳輸數據符號檢波及解碼。這些輸出值相對一組期間發(fā)送的數據符號所取數值更具有一定可靠性。在根據本發(fā)明的接收機的情況下，除控制符號外，它們被用來對每個接收路徑提供改善的估算。多徑信道估算的這種改善通過對數據符號編碼結構的可能考慮來優(yōu)化。對校正編碼的考慮可導致更好質量的接收機加權輸出。
在給定迭代結束時獲得的加權輸出可與控制符號一起再用來對信道估算進一步改善。該改善了的估算本身接著又使接收機產生的加權輸出質量提高。因此，接收機的輸出被回饋到估算裝置。
根據本發(fā)明的接收機的優(yōu)化涉及多徑信道估算性能的優(yōu)化。該性能優(yōu)化首先依賴迭代估算-最大化型式算法(縮寫為EM)，以構成基于接收組的最似真信道。該算法例如被A.P.DEMPSTER,N.M.LAIRD及D.B.RUBIN描述在題為“Maximun Likelihood from IncompleteData Via the EM Algorithm”的文章中，發(fā)表在J.Roy.Stat.Soc.雜志，Ser.39,1977年。
信道的估算優(yōu)化也依賴于根據稱為KARHUNEN-LOEVE算法的擴展算法對每個接收路徑的分解。該分解由于多普勒(Doppler)效應允許路徑隨時間的變化具有靈活的特性，及其本身易于包括在EM算法中，KARHUNEN-LOEVE算法例如被描述在上述J.G.PROAKIS所著的書中，1989年版，第340-344頁。
更確切地，本發(fā)明的目的是一種AMRC型無線電通信信號接收機，這些信號是根據具有由偽隨機序列擴展的頻譜的符號獲得的，這些信號然后沿多個路徑傳輸，該接收機包括-用于對于相應L個不同路徑的每個符號恢復L個去擴展信號的裝置，-用于計算L個路徑的L個估算值的裝置，-解調裝置，用于借助L個相應估算值處理L個去擴展信號的每個以獲得L個路徑分布值，-加法器，用于構成L個分布值的和及輸出接收符號的估算值，-確定電路，由加法器輸出估算值開始確定接收符號，該接收機的特征在于a)它處理N個符號的組，每組包括數據符號及控制符號，每個符號由它在組中占有的序號k來標識，k從0變化到N-1，b)對于由下標l標識的每個路徑，及對于每個組，接收機考慮在該組期間以路徑為特征的具有N個分量的矢量Cl，其中l(wèi)從0變化到L-1，c)該接收機包括確定矢量中一個矢量基Bk的裝置(30)，這些矢量是矩陣E[ClCl*T]的N個本征矢量，每個矢量Cl以該基分解，分解系數記為Glk，它構成獨立的高斯隨機分量，d)對于每個路徑l，系數Glk確定具有N分量的矢量Gl，估算裝置能使用基于估算-最大化EM算法的迭代處理估算每個矢量Gl，該算法則基于最大后驗概率準則。
在一個具體實施形式中，加法器的輸出被反饋到估算裝置，首先使用的估算裝置利用包括在組中的及被認為是已知的控制符號執(zhí)行估算，它允許在加法器輸出端上獲得對于包含在組中的數據符號的第一估算值，然后，該估算裝置使用加法器輸出端上輸出的被估算符號執(zhí)行估算，如此進行下去，該估算裝置在最后的迭代后最后輸出矢量Gl(l=0,1,…,L-1)的似最優(yōu)值。
本發(fā)明的另一目的是用于接收AMRC型無線電通信信號的方法，這些信號是根據具有由偽隨機序列擴展的頻譜的符號獲得的，這些信號然后沿多個路徑傳輸，該接收方法包括以下操作-對于每個符號恢復相應L個不同路徑的L個去擴展信號，-計算L個路徑的L個估算值，-借助L個相應估算值解調L個去擴展信號的每一個，以獲得L個路徑分布值，-構成L個分布值的和，它給出接收符號的估算值，-根據所得到的估算值確定接收符號，該方法的特征在于a)處理N個符號的組，每組包括數據符號及控制符號，每個符號由它在組中占有的序號k來標識，k從0變化到N-1，b)對于由下標l標記的每個路徑，及對于每個組，考慮在該組期間以路徑為特征的具有N個分量的矢量Cl，其中l(wèi)從0變化到L-1，c)考慮矩陣E[ClCl*T]，它具有記為Bk的N個本征矢量，這N個本征矢量Bk被用作一個矢量基，每個矢量Cl以該基分解，分解系數記為Glk，它構成獨立的高斯隨機分量，d)對于每個路徑l，系數Glk確定具有N分量的矢量Gl，使用基于估算-最大化EM算法的迭代處理估算每個矢量Gl，該算法則基于最大后驗概率準則。
在一個具體的實施形式中，迭代處理首先考慮包括在組中的及被認為是已知的控制符號來執(zhí)行，它給出獲得對于包含在組中的數據符號的第一估算值，然后，所說迭代處理根據該第一估算值考慮組中所有符號，能獲得該組中符號的第二估算值，如此進行下去，直到對于值Gl獲得滿意的估算值為止，該值被用于解調。
附圖簡要說明-圖1表示公知的分離多徑接收機，該圖已描述；
-圖2表示根據本發(fā)明的迭代分離多徑接收機的總體結構；-圖3表示根據最大后驗概率準則的估算及優(yōu)化框圖；-圖4表示根據本發(fā)明的接收機與兩個傳統分離多徑接收機的比較，它給出作為E/I0比函數的二進制誤差率，其中I0是由熱噪音及多址干擾引起的頻譜功率，及E是每個接收符號的平均能量；-圖5表示根據本發(fā)明的接收機與兩個傳統分離多徑接收機的比較，它給出作為在對于E/I0=10dB的功率控制周期內數據符號位置的函數的二進制誤差率。
具體實施例的說明為簡化及注解起見，以下的數學推導、如附圖那樣僅涉及符號在時間上被復用的情況。符號同時地在時間上及被正交分量上的碼的復用以類似方式處理。
根據本發(fā)明的接收機將依據被稱為最大后驗(MAP)概率的準則來尋找多路徑信道的表達式。這種估算需要知道被發(fā)送的符號或至少它們的概率。在一個具體實施方式
中，接收機可使用在加法器示出端出現的估算值。因此，在此情況下，輸出值被反饋到各估算器，如圖2所示。在該圖上，可看到加法器18的輸出端輸出一個表記為ΛK的信號(這里k表示被處理符號的序號，該序號k從0變化到N-1，將如下所述)，該信號被反饋到各估算器140,…,141…,14L-1。但這種反饋不是以顯現的方式，在下面這將會被看清楚。
多徑信道的性能將使用某些量的后驗概率來確定，其中將考慮由每個去擴展電路輸出的信號Rlk(t)。該計算通過將信號分解成分量來作出，且保證各分量不相關。為此將使用所謂KARHUNEN-LOEVE分解算法，該算法的原理將簡要地描述如下。
一個平均值為零的時間的隨機函數z(t)具有相關函數，表示為φ(t,τ)的相關函數，它等于1/2E[z(t).z*(τ)]，式中E是數學期望值。該函數z(t)可以下式展開為級數z(t)=Σn=1∞znfn(t)]]>式中zn的值是展開系數及fn(t)的值是在給定區(qū)間0，T上的正交函數。
每個系數zn可由函數z(t)及本征函數fn(t)由以下關系式來獲得zn=∫0Tz(t)fn*(t)dt這表明正交函數fn(t)是下式的的本征函數∫0Tφ(t,τ)fn(τ)dτ=λnfn(t)式中λm為本征值。
如果由去擴展電路(適配濾波器或相關器)輸出的信號表示為R(t)，則有R(t)=C(t)A(t)+N(t)式中C(t)是表示電波所由路徑的特征的函數，A(t)是被發(fā)送的信息及N(t)是高斯附加噪音。為了估算每個路徑，將根據KARHUNEN-LOEVE算法分解表示其特征的函數C(t)。實際上，AMRC類型的無線電通信不使用時間的連續(xù)函數，而使用數字量、即采樣值。分離多徑齒序l的去擴展電路的輸出信號的形式為Rlk=ClkAk+Nlk式中k是符號序數，如果處理N個符號的組，它將從0改變到N-1。對于由下標l表示的給定路徑，N個分量Clk形成了矢量Cl的N個分量。這是將根據KARHUNEN-LOEVE算法分解的矢量，在此情況下，該算法涉及離散求和而非積分。因此與其說本征“函數”不如說本征“矢量”，但分解的精神保持不變。
以上對一般性作了描述，現在將對根據本發(fā)明的接收機及方法以下述方式作出詳細描述，即其中只限于功率控制的一個周期。
相應于一個功率控制周期的每個功率等級由ND個數據符號及NC個控制符號組成，全部被相位調制(MDP2,MDP4,MDP8,…)。以下，這些符號的所有數目用N(N=ND+NC)表示，數據符號將被表示為a0,a1,…,aND-1及控制符號將表示為aND,aND+1,…,aN-1。
這兩種類型的符號將借助有限偽隨機序列用不同的擴展系數來擴展。此外，它們可在調制信號的相位及正交分量上或全部在時間上被復用。以下，將這些符號的每個在時間上相對相應功率控制周期的起點的暫時位置表示為Pi。
通常，控制符號一方面由接收機已知的NP個控制符號aND,aND+1,…,aND+NP-1及專用于交互信道上功率控制及以接收數據格式表示的NC-NP個符號aND+NP,aND+NP+1,…,aN-1組成。
在一個給定功率控制周期中，分配給a1的發(fā)送能量將記為Ei。通常，該能量對于每種類型的符號是共同的，但對于不同類型者可不同。在此情況下，分配給數據符號及控制符號的能量分別表示為ED及EC。
被發(fā)送的AMRC信號所看到的多徑信道由多個路徑組成，這些路徑由于Doppler(多普勒)效應具有或可能具有暫時的變化。每個路徑的特征是平均功率及依賴于環(huán)境及移動速度的給定多普勒功率頻譜(SPD)。此外，每個路徑受到的衰減可為Rayleigh類型或Rice類型。
通常，具有Rayleigh衰減的多普勒功率頻譜是傳統類型或平坦類型的。傳統的多普勒功率頻譜主要在建筑物的外部環(huán)境中遇到，而平坦的多普勒功率頻譜主要在建筑物的內部環(huán)境中遇到。
信道的多普勒擴展被記為BD，及第一型0階貝塞爾函數被記為J0(.)。在傳統SPD情況下，平均功率路徑的自相關函數φ(0)則被表示為φ(τ)=φ(0)J0(πBDτ)，及在平坦SDP(多普勒功率頻譜)情況下被表示為φ(τ)=φ(0)sin(πBDτ)/πBDτ。
平均功率φ(0)從一個路徑到另一路徑將改變及由此顯示出路徑強度分布的特征。
如上所述，一個分離多徑接收機由L個齒組成，它們可跟隨具有最大功率的L個路徑及主動地組合這L個路徑的基值。由分離多徑接收機使用的路徑數目通常少于有效接收的實際路徑數目。該數目取決于環(huán)境(外部或內部)及AMRC擴展系數。通常使用的典型值在內部環(huán)境中為2至3及在外部環(huán)境中為4至8。
令Rlk為第l齒的相關器的輸出信號，它相應于在某一功率控制周期中被發(fā)送的第K個符號ak。該信號的形式為Rlk=clkak+Nlk式中Clk是由符號ak看到的接收機第l路徑的增益系數，及Nlk是復合噪音，它包括熱噪音及由另外移動通信的多址引起的干擾。為了簡化接收機的分析，假定噪音是高斯分布及被去相關，及其方差記為I0。
給定路徑的增益系數也被假定為彼此間無關。其理由是，以不同延時到達接收機的兩個信號具有不使用同一路徑及不遇到同一障礙的較大機會。然而，給定路徑的增益系數通常彼此相關。如果用E[.]及φ1(.)分別表示數學期望值算子及第l路徑的連續(xù)自函數，則相應于該路徑的離散自函數為E[CliClj*]=φl(pi-pj)式中Pi及Pj為符號相對功率控制周期流的暫時位置。
通常，接收機具有多普勒擴展值BD及多普勒功率頻譜形狀的模糊概念。由此，采用了具有平坦多普勒功率頻譜的最少可預計多徑信道，它的多普勒擴展大于或等于實際擴展。為簡明起見，該擴展的上限也表示為BD。它也可根據允許的或達到的最大速度被最后固定在接收機層次上。它也可用自適應的方式使用譬如符號和/或控制信道被估算。
在每個功率控制期間，接收機需要相應于數據符號、功率控制符號及接收數據格式盡可能精確地估算增益系數Clk。因此，根據本發(fā)明的接收機能考慮被接收機組合的所有路徑的增益系數的時間相關性。它也能考慮接收機未知的數據及控制符號的全部或部分編碼結構，以便改善估算。最后，它可考慮所有的或某些附近的的功率控制周期的數據符號及控制符號，以便對給定控制周期優(yōu)化其估算。
為簡明起見，我們僅描述在一個功率控制周期中僅使用接收符號的多徑信道估算器的情況，以便估算相應的信道輸出。易位算子將記為(.)T及引入矢量Rl=(Rl0,Rl1,…,Rl,N-1)T該矢量的分量是在待處理的功率控制期間接收的及相應于由接收機選擇的第l路徑的N個采樣。在功率控制周期中多徑信道的估算是完全基于這些接收采樣的L個矢量R0,R1,…,RL-1作出的。模數算子被記為|.|。回憶一下，等于 的幅值|ak|不僅取決于功率控制周期，而且也取決于發(fā)送符號的下標。實際上，對于每個符號類型該幅值是相同的。
為了消除對幅值的依賴性，導入了標稱發(fā)送符號矢量A=(A0,A1,…,AN-1)T
式中Ak=ak/|ak|。接收采樣的第l矢量的第k分量由此可寫為以下形式Rlk=ClkAk+Nlk式中Clk是相應于第l路徑的下列標稱增益系數的矢量的第k分量Cl=(|a0|cl0,|al,|cl1,…,|aN-1|cl,N-1)T這就是要表達的矢量。
該表達基于KARHUNEN-LOEVE分解算法，及在于如下地表達l個標稱矢量Cl,l=0,1,…,L-1Cl=Σk=0N-1GlkBk,]]>式中Bk是Cl的協方差矩陣Fl=E[ClCl*T]的N個標稱本征矢量，及系數Glk是獨立的隨機高斯分量，它具有零平均值及其方差等于矩陣Fl的本征值，提醒一下，下標k從0變化到N-1。
假定各路徑的多普勒功率頻譜的形狀是相同的，及由此相應的本征矢量Bk也是相同的。在多徑信道的精確特性已知的情況下，矩陣Fl的第(i,j)輸入為Flij=φl(pi-pj)EiEj.]]>實際上，無論多普勒功率頻譜及相應多普勒擴展的形狀還是發(fā)送功率控制周期的功率均不是精確知道的。接收機則可使用代表實際多普勒擴展上限的帶寬BD的平坦SPD。此外，可假定接收的平均功率從一個到另一個功率控制周期的變化不大。在該更實際的情況下，矩陣Fl的第(i,j)輸入為Flij=φl(0)EiEjsin(πBD(pi-pj))/πBD(pi-pj)]]>不再僅取決于所采用的多普勒擴展的上限。
并且在實施中，接收機可具有一個用于多普勒擴展上限各個典型值的本征矢量的庫，以便更好地適應終端速度。
根據本發(fā)明的信道估算器按照MAP準則來實現具有衰減的多徑信道的迭代估算。在其估算中，可考慮信道適當表達的特征及控制符號的值以及未知符號(包括數據符號)的編碼結構。
對于具有衰減的多徑信道的一個 的實現，Gl的MAP估算的值為，式中l(wèi)表示從0至L-1的所有值{G^l}l=0L-1=argmaxP({G}lL-1,{R}lL-1)]]>它使后驗概率密度P({Gl}l=0L-1,{Rl}l=0L-1)達到最大。根據本發(fā)明及使用EM算法，可迭代地獲得接近所需精確解的解。
在通常情況下，需最大化的后驗概率密度P({Gl}l=0L-1,{Rl}l=0L-1)具有多個總最大值，它們將導致根據MAP準則的信道估算中的多義性。該多義性可通過使用接收機已知的控制符號來消除。但是，這通常是不充分的，因為該概率密度也具有局部最大值，可由EM算法來達到，而非單個總的最大值。為解決該問題，可基于控制符號以適當地確定初始狀態(tài)Gl(0),l=0,1,…,L-1。EM算法將通過歸納再估算矢量 ，以保證有條件的后驗概率密度P({Gl}l=0L-1,{Rl}l=0L-1)單調地增加。
鑒于接收的矢量Rl,EM算法將由根據接收的相應控制符號的接收采樣對矢量Gl計算初始狀態(tài)Gl(0)開始。
由功率控制周期的第k個符號可能取得的一組值被記為Sk，功率控制周期控制符號的一組系數被記為S，包括在S內的系數的控制符號Ak所取的值被記為Dk(k∈S)。在EM算法初始階段，接收機不知道數據符號的值，因此使用對于為非控制符號的Ak值的統一條件的概率密度P(AK|{Rl}0L-1,{Gl-1}l=0L-1)。如果調制集具有中心對稱性(MPD2,MPD4,MPD8,…)，則第l路徑的初始狀態(tài)Gl(0)的第n分量可選擇等于Gln(0)=wlnΣk∈SDk*RlkBnk]]>式中Wln是加權系數，等于wln=11+I0/Γln]]>該系數依賴于矩陣Fl的第n本征值Γln(它取決于第l路徑的平均功率φ(0)及多普勒擴展BD及與數據符號ED和控制符號EC相關的發(fā)送能量)及包括熱噪音及多址干擾的噪音的方差I0。
仍基于所有接收的矢量Rl，接著EM算法進行再估算值Gl(d+1)的迭代計算，這開始于估算值Gld并使用以下表達式Gln(d+1)=wln(Σk∈SK=0N-1[ΣAeSkA*P(A|{Rl′}l′=0′L-1{Gl′(d)}l′=0L-1)]RlkBnk+Σk∈SDk*RlkBnk)]]>它聯系第l矢量的第(d+1)再估算值的第n分量及信道的適當表達式Gl(d)。
根據本發(fā)明，該適當表達式Gl的迭代估算可被執(zhí)行有限次數D，以使所獲得的總估算值Gln(D)能保證接收機性能與最佳值 相比不會感到變差。
這些操作被表示在圖3中，其中可看到序號l的估算器，它用141表示，及確定本征矢量Bk的裝置30以及計算加權系數的裝置32。估算器141執(zhí)行由輸出初始估算值Gl(0)的框I0象征表示的第一估算，然后執(zhí)行由輸出值Gl(d)的框ID表示的第d次估算，然后再執(zhí)行由輸出值Gl(d+1)的框Id+1表示的第d+1次估算及最后執(zhí)行由輸出值Gl(D)的框ID表示的第D次估算。
因此，剛才所述的接收機包括L個如圖3中標號14l所示的電路。為了精細進行對信道Gl的估算，電路14l應具有概率P[Ak=A|{Rl′}l′=0′L-1{Gl′(d)}l′=0L-1]]]>這就是說，考慮到Rl及Gl，符號Ak將取所有可能值中一個值的概率。
我們可看到，根據本發(fā)明執(zhí)行了D+1次迭代，以便相繼計算G(0)，G(1),…,G(D)。但是對于第一次(d=0)出現問題，因為在此時還不能提供Gl的值。因此，不能極其嚴格地計算上述的概率。
根據本發(fā)明，則可使用其概率是已知的控制(或參考)符號。實際上，對于控制符號，Ak將取值Dk的概率等于1(而Ak不取值Dk的概率等于0)。對于其它的符號，將使用等分概率(例如對于二進制符號，對兩個可能值將取1/2及1/2)。
對于隨后的迭代(d≠0)，將通過由表達式Σl=0N-1Rlk(Σn=0N-1Gln(d)*Bnk)]]>確定的所有解調器的再組合輸出的已知Λk(d)值來提供Gl(d)(及Rl)的值，因此可將概率計算到(D+1)次迭代(d=D)。
該方法可很嚴格地用于其中符號Ak是未被校正碼保護的符號信息的情況，將如下所述(或可能被碼保護，但為簡明起見對其不予考慮)。如果相反地，Ak值是由我們要使用的校正碼保護的符號，則使用稱為BAHL的算法來獲得對于由d迭代到d+1迭代所需的概率P(Ak=A|{Rl}l=0L-1,{Gl}l=0L-1}。該算法執(zhí)行了一個復雜的運算，這實際上是一個改善的解調過程。因此，在環(huán)路中不再有由解調器160,…,161,…,16L-1執(zhí)行的解調操作，因為在迭代中已包括了一個更復雜、更全面的操作。因此，不再需要從加法器輸出端到各估算器的反饋。
BAHL算法被J.COCKE,F.JELINEK及J.RAVIV描述在題為“用于最小符號誤差率的線性碼的最佳解碼”，發(fā)表于IEEE Transactionson Information Theory,vol.IT-2°,1974年3月。
在重復編碼的特殊情況下，編碼結構可立即被積分成給出第(d+1)迭代的顯函數公式，因此可免于借助BAHL算法。
在一個具體的實施形式中，僅通過在信道表達式中保留相應于重要本征值的本征矢量，可以降低信道估算器的復雜性，而無任何明顯的性能損失。
在另一具體的實施形式中，在調制MDP2,MDP4，等的特定情況下，表達式Gln(d+1)還可進一步簡化。對于MDP2調制，具有下標k的符號Ak將取包括兩個值 及 的集Sk中的值，及對于Gln(d+1)的通用表達式變換為 式中tanh[.]是雙曲正切函數及 是“實數部分”函數。算子 的自變量由接收機在估算算法的每次迭代時自然地提供。在迭代過程結束時(將在下面看到)，這些自變量將直接由接收機提供給可能有的在輸入端使用加權解碼的編碼器。
當使用以下限幅函數來取代雙曲正切函數，則可進一步地降低信道估算器的復雜性 或 或φ2(X)=X的符號。
如果在EM算法中的所有步驟均被正確地執(zhí)行，接收機必需對實際多普勒擴展設置一個上限BD，及同時估算噪音方差I0及每個選擇路徑的各自功率φ1(0)。
在接收機設有用于多普勒擴展上限BD的不同典型值的本征矢量庫的情況下，可提供適當的矢量基Bk作為多普勒擴展的上限，及因此作為終端可變速度的上限。
在作為終端實際速度的函數的多普勒擴展上限不能適應的情況下，將對它指定一個值及接收機僅提供相應的矢量基。
類似地，由于上述的量，接收機可計算及提供必要的權重。
當產生第D估算值Gl(D)時，將使用該最后的估算值作為信道的表達式及該表達式被記為Gl。對于每個序號k的符號，解調器16l構成Rlk與Clk的共軛復數值即Clk*的乘積，及加法器18構成來自L個路徑的所有這些分布值的和并輸出由下式確定的最后信號Λk(D)Λk(D)=Σl=0L-1RlkGlk*]]>如果Clk*的值表達為矢量基的函數，則得到Λk(D)=Σl=0L-1Rlk(Σn=0N-1G^ln*Bnk)]]>這些信號Λk(D)可被Viterbi檢波器/解碼器用來當進行編碼保護數據時，取得在功率控制周期中被發(fā)送的未知符號(數據)。
對于MDP2解碼，信號Λk(D)的實數部分可滿足于解碼及起到加權輸出作用。
此外，對于具有等概率的值 及 的未知符號的非編碼MDP2調制，符號Ak的確定可由下式簡單地給出 的符號。
以上所述的本發(fā)明可不管參考符號的分配如何進行實施。這些參考符號可用任何方式分組或分配。與其是，本發(fā)明可用一種具體分配來實施，該分配被描述(及要求保護)在本申請人在與該專利申請同一天提交的法國專利申請中，其名稱為“具有參考符號分配的AMRC數字通信方法”。
根據本發(fā)明的接收機的操作在其范圍上類似于在UMTS的AMRC系統中上行方向通信上的8kb/s服務。數據符號及控制符號在被發(fā)送的調制信號的相位分量(I)及正交分量(Q)上被分別復用。
控制符號的擴展系數是數據符號的擴展系數的兩倍。一個功率控制周期的時寬為0.625ms，及包括周期為TD=31.25μs的ND=20個數據符號及周期為TC=62.5μs的ND=10個控制符號。對于數據符號的時間位置如下Pi=(i+1/2)TD,i=0,1,…,ND-1對于控制符號為Pi=(i-ND+1/2)TC,i=ND+1,…,N-1控制符號包括NP=6導頻符號，假定在每個功率控制周期開始時被重分組，此外，數據符號的平均功率被假定為控制功率的兩倍。因此，平均接收能量E對于所有的接收符號是相同的及滿足下式E-=(Σl=0L-1φl(0))Ek,k=0,1,...,N-1.]]>假定終端以500km/h的速度移動及使用1.92GHz的載波頻率，則與此選擇相應的多普勒擴展為1.778KHz。信道被假定為具有設有相同平均功率的L=3個路徑。
根據本發(fā)明符合這些假設的接收機的性能可與在AMRC接收機中兩種傳統的接收機的性能相比。第一種使用基于平均方式的估算算法，它用于補償由相應于導頻符號的接收采樣受到的調制，及使用這些值的平均值來估算多徑信道。第二種使用線性估算算法，它也補償導頻符號采樣的調制，但使用最小均方根誤差(EQMM)準則來執(zhí)行信道的線性內插和/或外插。
通過噪音(未考慮可能的誤差校正編碼)的二進制誤差率(TEB)的演算，對使用所提出的三種信道估算(根據本發(fā)明的估算，平均方式估算及線性方式估算)分配或分組的導頻符號作出了比較。
圖4表示作為E/I0(接收平均能量與符號及噪音電平之比)的函數的二進制誤差率，及圖5表示作為在對于E/I0=10dB的功率控制周期內數據符號位置的函數的二進制誤差率。對于這兩個圖，各曲線的標記對應于以下特征-40,50平均方式估算，分組導頻符號，-41,51平均方式估算，分配導頻符號，-42,52線性估算，分組導頻符號，-43,53根據本發(fā)明估算，分組導頻符號，-44,54線性估算，分配導頻符號，-45,55根據本發(fā)明的估算，分配導頻符號，-46理論曲線，已知完美信道。
這些分布值表示，根據本發(fā)明的接收機能比其它兩種傳統接收機提供更好的性能。最接近理論曲線的兩個曲線是根據本發(fā)明的曲線。
作為例子，對于2.10-2的噪音TEB及分組導頻符號，根據本發(fā)明的接收機可保證相對傳統接收機其E/I0增益為3dB量級。
權利要求
1．AMRC型無線電通信信號接收機，這些信號是根據具有由偽隨機序列擴展的頻譜的符號獲得的，這些信號然后沿多個路徑傳輸，該接收機包括-用于對于相應L個不同路徑的每個符號恢復L個去擴展信號的裝置(120,…,121,…,12L-1)，-用于計算L個路徑的L個估算值的裝置(140,…,141,…,14L-1)，-解調裝置(160,…,161,…,16L-1)，用于借助L個相應估算值處理L個去擴展信號的每個以獲得L個路徑分布值，-加法器(18)，用于構成L個分布值的和及輸出接收符號的估算值，-確定電路(20)，根據由加法器輸出的估算值開始確定接收符號，該接收機的特征在于a)它處理N個符號的組，每組包括數據符號及控制符號，每個符號由它在組中占有的序號k來標識，k從0變化到N-1，b)對于由下標l標記的每個路徑，及對于每個組，接收機考慮該組期間以路徑為特征的具有N個分量的矢量Cl，其中l(wèi)從0變化到L-1，c)該接收機包括確定矢量中一個矢量基Bk的裝置(30)，這些矢量是矩陣E[ClCl*T]的N個本征矢量，每個矢量Cl以該基分解，分解系數記為Glk，它構成獨立的高斯隨機分量，d)對于每個路徑l，系數Glk確定具有N分量的矢量Gl，估算裝置(14l)使用基于估算-最大化(EM)算法的迭代處理估算每個矢量Gl，該算法則基于最大后驗概率準則。
2．根據權利要求1的接收機，其中a)加法器(18)的輸出被反饋到估算裝置(14l)，b)根據包括在組中的及被認為是已知的控制符號首先使用估算裝置(14l)執(zhí)行，(З0)它允許在加法器輸出端上獲得對于包含在組中的數據符號的第一估算值，然后，所說估算裝置(14l)使用加法器輸出端上出現的被估算符號執(zhí)行(…Зd,Зd+l,…)如此進行下去，該估算裝置在最后的迭代(З0)后最后輸出矢量Gl的似最優(yōu)值(Gl(D))。
3．用于接收AMRC型無線電通信信號的方法，這些信號是根據具有由偽隨機序列擴展的頻譜的符號獲得的，這些信號然后沿多個路徑傳輸，該接收方法包括以下操作-對于每個符號恢復相應L個不同路徑的L個去擴展信號，-計算L個路徑的L個估算值，-借助L個相應估算值解調L個去擴展信號的每一個，以獲得L個路徑分布值，-構成L個分布值的和，它給出接收符號的估算值，-根據所得到的估算值確定接收符號，該方法的特征在于a)處理N個符號的組，每組包括數據符號及控制符號，每個符號由它在組中占有的序號k來標識，k從0變化到N-1，b)對于由下標l標記的每個路徑，及對于每個組，考慮在該組期間以路徑為特征的具有N個分量的矢量Cl，其中l(wèi)從0變化到L-1，c)考慮矩陣E[ClCl*T]，它具有記為Bk的N個本征矢量，這N個本征矢量Bk被用作一個基，每個矢量Cl以該基分解，分解系數記為Glk，它構成獨立的高斯隨機分量，d)對于每個路徑1，系數Glk確定具有N分量的矢量Gl，使用基于估算-最大化EM算法的迭代處理估算每個矢量Gl，該算法則基于最大后驗概率準則。
4．根據權利要求3的方法，其中迭代處理首先考慮包括在組中的及被認為是已知的控制符號來執(zhí)行，它給出獲得對于包含在組中的數據符號的第一估算值，然后，所說迭代處理根據該第一估算值考慮組中所有符號，能獲得該組中符號的第二估算值，如此進行下去，直到對于值Gl獲得滿意的估算值為止。該值被用于解調。
全文摘要
根據本發(fā)明的分離多徑(RAKE)接收機包括將信道實際值分解為分量的裝置及用于通過估算－最大化算法估算這些分量的裝置,該算法則基于最大后驗概率準則。該接收機的輸出端可回饋到估算裝置上。本發(fā)明可應用于AMRC型無線電通信。
文檔編號H04J13/00GK1320306SQ9980979
公開日2001年10月31日 申請日期1999年8月19日 優(yōu)先權日1998年8月20日
發(fā)明者M·西爾拉 申請人:法國電訊公司