測(cè)和補(bǔ)償算法后，誤差信號(hào)的收斂曲線圖；
[0056] 圖6為使用發(fā)明的支路相位失配檢測(cè)和補(bǔ)償算法后，發(fā)送信號(hào)的星座圖。
[0057] 附圖中相同或相似的附圖標(biāo)記代表相同或相似的部件。
【具體實(shí)施方式】
[0058]下面結(jié)合附圖及本發(fā)明的具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)描述。需要理解的 是，本發(fā)明并不局限于下述特定實(shí)施方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi) 做出各種變形或修改。
[0059] 如圖1所示，本發(fā)明提供了了一種支路相位失配檢測(cè)和校正系統(tǒng)經(jīng)過檢測(cè)和補(bǔ)償 算法使支路相位失配被有效地檢測(cè)出并且被補(bǔ)償，使得補(bǔ)償后的信號(hào)能夠經(jīng)過解調(diào)與原發(fā) 送信號(hào)近似相同；能有效的檢測(cè)兩條支路間的失配值，并將其補(bǔ)償回相應(yīng)支路，最大可能減 小帶內(nèi)失真和帶外干擾，優(yōu)化了LINC技術(shù)。
[0060]該系統(tǒng)包括：信號(hào)分離模塊、第一信號(hào)通路、第二信號(hào)通路、數(shù)字時(shí)鐘以及反饋信 號(hào)通路。
[0061] 其中，所述信號(hào)分離模塊根據(jù)信號(hào)分離原則將輸入信號(hào)S分解成兩路恒包絡(luò)、相 位值變化的信號(hào)，分別作為第一和第二信號(hào)通路的輸入信號(hào)，并輸出第一、第二相位Pi和 P2 ；
[0062]所述第一、第二信號(hào)通路用于傳輸信號(hào)，分別包括第一、第二補(bǔ)償模塊，第一、第二 映射模塊，第一、第二數(shù)控延時(shí)模塊，第一、第二功率放大器以及功率合成器；所述輸入信號(hào) 依次經(jīng)過上述模塊進(jìn)入功率合成器，由功率合成器輸出發(fā)射信號(hào)；
[0063]所述數(shù)字時(shí)鐘的輸出分別連接第一、第二數(shù)控延時(shí)模塊；
[0064]所述反饋信號(hào)通路包括下變頻模塊、低通濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及檢測(cè)模塊；輸出 信號(hào)的耦合信號(hào)依次經(jīng)過上述模塊進(jìn)入檢測(cè)模塊，檢測(cè)模塊將輸出的第一、第二相位補(bǔ)償 值込、D2反饋至第一、第二補(bǔ)償模塊。
[0065] 其中，所述數(shù)字時(shí)鐘為頻率在1MHz到100MHz之間的數(shù)字方波信號(hào)。
[0066] 其中，所述第一、第二數(shù)控延時(shí)模塊結(jié)構(gòu)一致，第一、第二數(shù)控延時(shí)模塊根據(jù)輸入 的第一、第二延時(shí)控制碼Q、C2、匕、F2，將所述數(shù)字時(shí)鐘進(jìn)行延時(shí)控制碼所對(duì)應(yīng)的延時(shí)，得到 第一、第二調(diào)相方波信號(hào)Sps2。
[0067] 其中，所述第一、第二功率放大器結(jié)構(gòu)一致，分別對(duì)第一、第二調(diào)相方波信號(hào)Sps2 進(jìn)行功率放大得到第一、第二放大信號(hào)SOpso2。
[0068] 其中，所述功率合成器將第一、第二放大信號(hào)sc^、so2進(jìn)行功率合成得到輸出信號(hào) so〇
[0069] 其中，所述下變頻模塊將輸出信號(hào)so通過混頻器進(jìn)行混頻，得到2倍載頻信號(hào)和 基帶信號(hào)的和信號(hào)；其中，混頻器的本振頻率與數(shù)字時(shí)鐘的頻率相同。
[0070] 其中，所述低通濾波器將下變頻模塊輸出的和信號(hào)進(jìn)行低通濾波，得到基帶信號(hào)； 其中，所述低通濾波器的截止頻率在〇到w。之間。
[0071] 其中，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器將模擬的基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換成反饋數(shù)字信號(hào)！，供檢測(cè)模塊使 用；其中，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的位數(shù)與輸入信號(hào)S的位數(shù)相同，采樣頻率與數(shù)字部分工作頻率 相同。
[0072] 其中，所述第一、第二功率放大器均采用開關(guān)型功率放大器。
[0073] 其中，所述功率合成器采用隔離式功率合成器；所述功率合成器是Wilkinson型 功率合成器。
[0074] 從數(shù)字基帶得到的待發(fā)送的信號(hào)s是被量化為8比特的10倍內(nèi)插的數(shù)據(jù)，將S送 入信號(hào)分離模塊，信號(hào)分離模塊根據(jù)信號(hào)分離的原則：
[0075] -個(gè)調(diào)幅調(diào)相的基帶信號(hào)可以表示為sb(t) =I(t)+jQ(t) (1)，其中I(t)代表 同相分量，Q(t)代表正交分量，則對(duì)應(yīng)的調(diào)頻到載波頻率w。的調(diào)制信號(hào)為s(t) =a(t) cos(wct+ 0 ⑴）(2),其中《(/)二V,")2 + (3)，9 ⑴=tarT1 (Q(t)/I⑴）（4)，若定義 \?為￡1(1:)可能取值的最大值，貝|]可以定義 <1)(1：)=(3(^1(3(1:)/^_￡)(5)，等價(jià)于3(1:)=a^co^ct(t)) (6)，那么，將公式（6)代入公式⑵可以得到
[0076]
[0077] 根據(jù)所述公式（7)可以看到原調(diào)幅調(diào)相信號(hào)s被分解成了包絡(luò)恒定（均為) 的調(diào)相信號(hào)Sl和s2，分解的過程如圖2所示；
[0078] 在信號(hào)分離模塊計(jì)算得到的e(t) +Mt)和e(t)-Mt)即為圖1中輸入給第一 和第二補(bǔ)償模塊的相位值Pi和P2，根據(jù)模2 取余算法進(jìn)行調(diào)整，使P1和P2均在0到2 的范圍內(nèi)，然后將n對(duì)應(yīng)為8比特滿量程數(shù)據(jù)對(duì)P1和P2量化，得到的P1和P2均為9比 特?cái)?shù)據(jù)；
[0079] 隨后第一和第二補(bǔ)償模塊，根據(jù)輸入的Pi和P2，以及從檢測(cè)模塊得到的相位補(bǔ)償 值口丨和％，進(jìn)行補(bǔ)償操作，即輸出p/ =P2+D2，p/和己'均為9比特?cái)?shù)據(jù)；
[0080] 進(jìn)一步地，在第一和第二映射模塊中，均遵循相同的輸入相位到產(chǎn)生延時(shí)的映射 關(guān)系。輸入到映射模塊的P/和己'均為9比特?cái)?shù)據(jù)，舍棄最低位，則P/和己'變?yōu)?比 特?cái)?shù)據(jù)。根據(jù)數(shù)字時(shí)鐘的頻率，選擇100MHz，可以計(jì)算得到數(shù)字時(shí)鐘的周期，也就是2^1相 位所對(duì)應(yīng)的延時(shí)值，從而可以通過P/和己'與2ji的比例關(guān)系，計(jì)算出要得到相應(yīng)于P/ 和己'相位值，需要產(chǎn)生的延時(shí)。根據(jù)下一級(jí)的數(shù)控延時(shí)模塊中每一個(gè)粗調(diào)延時(shí)單元和每 一個(gè)細(xì)調(diào)延時(shí)單元的延時(shí)，計(jì)算出要得到的相應(yīng)于P/和己'相位值，需要產(chǎn)生的延時(shí)粗 調(diào)控制碼Q，C2和細(xì)調(diào)控制碼FpF2。
[0081] 在第一和第二數(shù)控延時(shí)模塊中，采用級(jí)聯(lián)的緩沖器延時(shí)單元作為粗調(diào)延時(shí)單元， 采用反相器驅(qū)動(dòng)數(shù)控可變電容的單元作為細(xì)調(diào)延時(shí)單元。根據(jù)輸入的粗調(diào)控制碼CpC2和 細(xì)調(diào)控制碼FpF2，選通數(shù)控延時(shí)模塊中實(shí)際產(chǎn)生延時(shí)作用的延時(shí)單元，對(duì)數(shù)字時(shí)鐘進(jìn)行延 時(shí)，相當(dāng)于實(shí)現(xiàn)了對(duì)載波的調(diào)相操作，至此得到了第一支路和第二支路的恒包絡(luò)調(diào)相信號(hào) Si和s2 ;
[0082] 進(jìn)一步地，Sl和s2需要分別經(jīng)過開關(guān)型功放D類功放進(jìn)行放大，由于制造工藝，老 化效應(yīng)等影響，第一支路和第二支路上的兩個(gè)D類功放的性能可能不一致，即導(dǎo)致了第一 支路和第二支路之間的失配。假設(shè)增益失配可以忽略，僅存在相位失配，第一支路的相位 響應(yīng)為第二支路的相位響應(yīng)為小 2,兩者不相等，它們的差值即為兩條支路間的相位失 配。Sl和s2分別通過第一和第二功率放大器進(jìn)行放大，得到s〇1和s〇2 ;
[0083] 進(jìn)一步地，采用隔離式的功率合成器將s〇1和s〇2進(jìn)行合成，得到最終的發(fā)射信號(hào) SO;
[0084] 耦合器將一部分發(fā)射信號(hào)so通過電感耦合取回，送至下變頻模塊。下變頻模 塊使用混頻器對(duì)輸入的信號(hào)進(jìn)行混頻，混頻器的本振頻率與數(shù)字時(shí)鐘的頻率相同，均為 100MHz；
[0085] 低通濾波器的截止頻率在0到100MHz之間，根據(jù)噪聲分貝和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，通過仿 真確定截止頻率為50MHz;
[0086] 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的位數(shù)與輸入信號(hào)s的位數(shù)相同，為8比特，采樣頻率與數(shù)字部分工作 頻率相同，得到8比特反饋信號(hào)r。
[0087] 檢測(cè)模塊根據(jù)上述信號(hào)，采用了基于迭代的檢測(cè)算法，過程如下：
[0088] 假設(shè)從信號(hào)s到r整個(gè)回路信號(hào)增益為(\，兩條支路的相位不平衡體現(xiàn)在，第一支 路的相位響應(yīng)為小:，第二支路的相位響應(yīng)為小 2，則r可以表示
[0089] ^
[0090]
[0091] s與r的誤差信號(hào)e可以表示為
[0092] e(t) =s(t)-r(t) (9)
[0093] 開銷方程可以表示為
[0094] J=E[e|2] (10)
[0095] 開銷方程的梯度可以表示為
[0096]
[0097]
[0098] 使用最小均方誤差（LMS)算法，設(shè)第一支路的迭代步長(zhǎng)為iii，第二支路的迭代步 長(zhǎng)為，兩條支路的相位補(bǔ)償值的迭代關(guān)系可以近似為
[0099]
[0100]
[0101] 所述檢測(cè)和校正方法包括如下步驟：
[0102] a.確定a_的取值，選擇合適的步長(zhǎng)yi和y2，根據(jù)輸入信號(hào)s計(jì)算出所有采樣 點(diǎn)上e和$，并將Di和d2的初始值設(shè)為〇 ;
[0103]b.S中的第n個(gè)數(shù)據(jù)s(n)送入LINC發(fā)射機(jī)中，得到r中的第n個(gè)數(shù)據(jù)r(n) (n為 0,1,2,3......)；
[0104]c.將s的第n個(gè)數(shù)據(jù)與r中的第n個(gè)數(shù)據(jù)做差，得到e中的第n個(gè)數(shù)據(jù)e(n);
[0105]d.計(jì)算sin( 0(n)+4> (n))與sin( 0(n)-4> (n))，并根據(jù)公式（13)和（14)更新 Di和D2的取值如下
[0106]
[0107]
[0108]e.檢查e(n)的取值是否已小于設(shè)定值，或迭代的總次數(shù)是否超過設(shè)定值，若上述 條件達(dá)到，則終止迭代，得到的Di和D2即為對(duì)兩條支路的相位補(bǔ)償值；若上述條件不滿足， 則將n更新為n+1，繼續(xù)重復(fù)步驟b至d，直到上述條件滿足；
[0109]f.將最終得到的Di和D2固定到第一和第二支路補(bǔ)償模塊中，在發(fā)送數(shù)據(jù)的過程 中起到校正的作用。
[0110] 采用802. 15. 4g標(biāo)準(zhǔn)中