一種適用于mimo-ofdm系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法
【專利摘要】本發(fā)明提出一種適用于MIMO?OFDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，利用接收到的短訓(xùn)練序列和長訓(xùn)練序列來分別完成粗頻偏和精頻偏估計(jì)及補(bǔ)償，相比于傳統(tǒng)方案，本發(fā)明利用了更多的數(shù)據(jù)相關(guān)信息，平滑了噪聲的影響。本發(fā)明提出的載波頻偏估計(jì)方案允許信道存在頻率選擇性，而且提高了MIMO系統(tǒng)載波頻偏估計(jì)的精度，改善了接收機(jī)的性能。此外，本發(fā)明適用于多種無線局域網(wǎng)接收系統(tǒng)，實(shí)用性和可移植性都較強(qiáng)。
【專利說明】
-種適用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，設(shè)及MIMO-OFDM接收機(jī)基帶信號(hào)處理中的載波頻 偏估計(jì)方法，具體設(shè)及使用前導(dǎo)序列的粗頻偏和精頻偏估計(jì)方案。
【背景技術(shù)】
[0002] 2013年，I邸E組織正式發(fā)布了新一代無線局域網(wǎng)通信標(biāo)準(zhǔn)IE邸802. Ilac,該標(biāo)準(zhǔn) 最高支持160MHz的帶寬、8個(gè)空間碼流W及256-QAM的高密度調(diào)制，為用戶帶來了高速率的 數(shù)據(jù)傳輸。然而運(yùn)些技術(shù)也使得基于IE邸802. Ilac的產(chǎn)品對(duì)射頻一致性測(cè)試系統(tǒng)有很高 的要求。目前，面向IEEE 802.Ilac系統(tǒng)的射頻接收機(jī)基帶信號(hào)處理技術(shù)成為研究的重點(diǎn)。
[0003] IE邸802. Ilac物理層采用MIMO-O抑M技術(shù)。(FDM系統(tǒng)采用多載波數(shù)字調(diào)制技術(shù)， 通過串并轉(zhuǎn)換將高速串行的數(shù)據(jù)流分散為若干個(gè)相互正交的子載波，提高了系統(tǒng)的頻譜利 用率。但是OFDM系統(tǒng)子載波間的正交性使其對(duì)載波頻偏非常敏感，一旦出現(xiàn)頻偏，相鄰的子 信道間會(huì)產(chǎn)生較大的干擾，子載波間的正交性被破壞，即使是很小的頻偏也會(huì)造成很大的 系統(tǒng)性能衰減。因此，如何設(shè)計(jì)低復(fù)雜度、高精度的載波頻偏估計(jì)算法，有待進(jìn)一步研究。同 時(shí)MIMO系統(tǒng)采用空間分集復(fù)用技術(shù)，使頻偏估計(jì)變得更為復(fù)雜。
[0004] 實(shí)際信號(hào)傳輸中，不可避免地會(huì)出現(xiàn)收發(fā)端的本地振蕩器頻率不一致、移動(dòng)終端 相對(duì)于發(fā)射端不停地運(yùn)動(dòng)等現(xiàn)象，運(yùn)些都會(huì)造成載波頻率在數(shù)據(jù)傳輸過程中發(fā)生偏移。目 前，MIMO-O抑M系統(tǒng)中的載波頻偏估計(jì)算法主要有數(shù)據(jù)輔助型算法和非數(shù)據(jù)輔助型算法?；?于訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)輔助算法在射頻測(cè)試系統(tǒng)中應(yīng)用最為廣泛，不過，訓(xùn)練序列的存在也降 低了數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠行?。傳統(tǒng)的頻偏估計(jì)算法利用字段，主要應(yīng)用于SISO 系統(tǒng)，在MIMO系統(tǒng)中頻偏估計(jì)精度有待提高。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 發(fā)明目的：本發(fā)明的目的是提供一種適用于MIMO-O抑M系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法， 該方法將多個(gè)頻偏值進(jìn)行平均運(yùn)算，提高了頻偏估計(jì)精度，且實(shí)現(xiàn)步驟簡(jiǎn)單。
[0006] 技術(shù)方案:本發(fā)明提出一種適用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，利用接收 到的分別完成粗頻偏和精頻偏估計(jì)及補(bǔ)償，包括W下的步驟：
[0007] (1)從經(jīng)下變頻操作得到的數(shù)字基帶信號(hào)中捕獲一段完整的帖信號(hào)數(shù)據(jù)，并進(jìn)行 帖同步處理；
[000引（2)利用kSTF字段進(jìn)行粗頻偏估計(jì)，得到系統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏，并進(jìn)行粗頻偏補(bǔ)償；
[0009] (3)對(duì)粗頻偏補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)進(jìn)行符號(hào)同步處理，確定OFDM符號(hào)的起始位置；
[0010] (4)利用kLTF字段進(jìn)行精頻偏估計(jì)，得到小數(shù)倍的頻偏值，并進(jìn)行精頻偏補(bǔ)償。
[0011] 進(jìn)一步地，所述步驟(2)中粗頻偏的估計(jì)方法包括：
[0012] (2.1 )對(duì)心51。字段中的數(shù)據(jù)進(jìn)行4次延遲相關(guān)運(yùn)算；
[0013] (2.2)根據(jù)Schmidl和Cox頻偏估計(jì)算法原理得到4個(gè)歸一化的粗載波頻偏估計(jì)值；
[0014] (2.3)將得到的4個(gè)頻偏估計(jì)值求均值，得到最終的粗頻偏估計(jì)值。
[0016]
[0015] 進(jìn)一步地，所述步驟(2.1)中4次延遲相關(guān)運(yùn)算得到的中間變量表示如下：
[0017]
[001引其中，D表示一個(gè)STF長度，L表示相關(guān)窗內(nèi)的樣值點(diǎn)長度，r(n)表示帖同步處理后 的接收數(shù)據(jù)；
[0019] 所述步驟(2.2)中歸一化的粗載波頻偏估計(jì)值為：
[0020]
[0021] 其中，N表示一個(gè)IFFT周期。[0022] 進(jìn)一步地，最終的粗頻偏估計(jì)值表示為：
[0026] 其中，Nr表示接收端天線數(shù)，n(n)表示第j根接收天線上帖同步處理后的數(shù)據(jù)。[0027] 進(jìn)一步地，所述步驟(3)中符號(hào)同步處理方法包括：
[0023]
[0024]
[0025]
[0028] (3.1)利用粗頻偏補(bǔ)償后得到的數(shù)據(jù)與本地參考序列
進(jìn)行互 相關(guān)運(yùn)算;其中，LTF表示kLTF字段的一個(gè)重復(fù)周期序列，Nt表示發(fā)送端的天線數(shù)，C&表示 第j根發(fā)射天線上的循環(huán)移位長度；
[0029] (3.2)定義符號(hào)同步位置判決函數(shù)為：
[0030]
[0031]
[0032] (3.3)根據(jù)符號(hào)同步位置判決函數(shù)，得到OFDM符號(hào)的起始位置為：
[0033] Hsymboi = arg max(M(n))
[0034] 進(jìn)一步地，所述步驟(4)中精頻偏估計(jì)值為：
[0035]
[0036] 其中，d表示滑動(dòng)窗口右移長度，取值范圍為[0，LTF)，D的大小為一個(gè)LTF長度。經(jīng) 驗(yàn)證，精頻偏估計(jì)性能與d值的大小有關(guān):在AWGN信道中，d = 0時(shí)精頻偏估計(jì)性能最好;在多 徑信道中，d的值越小且恰好大于信道的多徑時(shí)延時(shí)，精頻偏估計(jì)性能最好。
[0037] 在MIMO系統(tǒng)中，利用多天線分集技術(shù)，粗頻偏估計(jì)值表示為：
[00；3 引
[0039] 有益效果:與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明提出的一種適用于MIMO-O抑M系統(tǒng)的載波頻偏 估計(jì)方法，利用接收到的短訓(xùn)練序列和長訓(xùn)練序列信息來分別完成粗頻偏和精頻偏估計(jì)及 補(bǔ)償，相比于傳統(tǒng)方案，本發(fā)明利用了更多的數(shù)據(jù)相關(guān)信息，平滑了噪聲的影響。本發(fā)明提 出的載波頻偏估計(jì)方案允許信道存在頻率選擇性，而且提高了 MIMO系統(tǒng)載波頻偏估計(jì)的精 度，改善了接收機(jī)的性能。此外，本發(fā)明適用于多種無線局域網(wǎng)接收系統(tǒng)，實(shí)用性和可移植 性都較強(qiáng)。
【附圖說明】
[0040] 圖1為本發(fā)明方法的實(shí)現(xiàn)流程圖；
[0041 ]圖2為本發(fā)明中粗頻偏估計(jì)的實(shí)現(xiàn)原理圖；
[0042] 圖3為本發(fā)明的粗頻偏估計(jì)仿真曲線結(jié)果圖；
[0043] 圖4為傳統(tǒng)方法(a)與本發(fā)明方法(b)符號(hào)同步位置判決函數(shù)曲線結(jié)果圖；
[0044] 圖5為本發(fā)明中精頻偏估計(jì)的實(shí)現(xiàn)原理圖；
[0045] 圖6為本發(fā)明中滑動(dòng)窗口位置對(duì)精頻偏估計(jì)性能影響結(jié)果圖；
[0046] 圖7為本發(fā)明的精頻偏估計(jì)仿真曲線結(jié)果圖。 具體實(shí)施方案
[0047] 下面結(jié)合具體實(shí)施實(shí)例對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)地分析說明。應(yīng)理解運(yùn)里給 出的實(shí)施實(shí)例并不限于本發(fā)明針對(duì)的IEEE 802. Ilac系統(tǒng)，在閱讀本發(fā)明之后，本領(lǐng)域技術(shù) 人員可在本申請(qǐng)所附權(quán)利要求的限定范圍內(nèi)將本發(fā)明進(jìn)行各種等價(jià)形式的推廣修改。
[004引本發(fā)明實(shí)例提供了一種MIMO-O抑M系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方案，通過接收信號(hào)的k 序列分別實(shí)現(xiàn)粗頻偏和精頻偏的估計(jì)和補(bǔ)償。為了更好地說明本發(fā)明的技術(shù)內(nèi) 容，特舉具體實(shí)施例并配合附圖進(jìn)行方案說明。
[00例如圖1所示，本發(fā)明實(shí)施實(shí)例公開的一種適用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的頻偏估計(jì)方法， 包括W下的步驟：
[0050] (1)獲取一完整帖信號(hào)。接收機(jī)接收待測(cè)件發(fā)射的射頻信號(hào)，對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行放大 后再通過矢量信號(hào)分析儀對(duì)接收到的射頻信號(hào)進(jìn)行下變頻處理得到基帶數(shù)字信號(hào)。I趾E 802. Ilac系統(tǒng)W突發(fā)分組模式進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，波形文件中一般含有多個(gè)數(shù)據(jù)帖。將得到的 IQ數(shù)據(jù)功率值與預(yù)設(shè)口限值的大小進(jìn)行對(duì)比，截取一段包含上升沿和下降沿在內(nèi)的完整的 帖信號(hào)。
[0051] (2)對(duì)步驟（1)中捕獲的一帖信號(hào)進(jìn)行帖同步處理。帖同步的實(shí)現(xiàn)是基于心51尸中 包含十個(gè)重復(fù)周期的STF樣值序列，將運(yùn)十個(gè)STF序列進(jìn)行時(shí)域分段延遲相關(guān)運(yùn)算得到帖同 步位置判決函數(shù);通過檢測(cè)判決函數(shù)的峰值位置，來獲得帖同步的估計(jì)位置。
[0052] (3)利用步驟(2)處理得到的數(shù)據(jù)r(n)進(jìn)行粗頻偏估計(jì)和補(bǔ)償，本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)原理 如圖2所示，利用kSTF的時(shí)域相關(guān)性獲得歸一化頻偏估計(jì)值。粗頻偏估計(jì)的具體實(shí)現(xiàn)步驟 包括如下：
[0053] (3.1)對(duì)帖捕獲得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行延遲相關(guān)運(yùn)算，得到的中間變量表示如下：
[0化4]
[0化5]
[0056] 其中，D表示一個(gè)STF長度，L表示相關(guān)窗內(nèi)的樣值點(diǎn)長度，r(n)表示帖同步處理后 的接收數(shù)據(jù)；
[0057] (3.2)根據(jù)Schmidl和Cox頻偏估計(jì)算法原理可得到4個(gè)歸一化的粗載波頻偏估計(jì)
值。
[0化引
[0059] 其中，N表示一個(gè)IFFT周期。
[0060] (3.3)根據(jù)上述得到的4個(gè)頻偏估計(jì)值，充分利用多個(gè)延遲相關(guān)信息，將粗頻偏估 計(jì)值定義為：
[0061]
[0062] 假設(shè)忽略帖同步偏差的影響，對(duì)于IE邸802.Ilac 20MHz帶寬的信號(hào)，兩相關(guān)窗間 的延時(shí)D = 16，相關(guān)窗長L = 16，相應(yīng)的粗頻偏估計(jì)值計(jì)算公式為：
[0063]
[0064] 扁估計(jì)公式修改為：
[00 化]
[0066] 其中，Nr表示接收端天線的個(gè)數(shù)。
[0067] 圖3給出了傳統(tǒng)粗頻偏估計(jì)算法與本發(fā)明方案的MSE性能曲線對(duì)比。由于傳統(tǒng)的粗 載波頻偏估計(jì)算法只作了一次短訓(xùn)練序列周期相關(guān)運(yùn)算，而本發(fā)明進(jìn)行了四次延遲相關(guān)求 均值，利用了更多的樣值相關(guān)信息，且平滑了系統(tǒng)噪聲的影響，因此，從仿真結(jié)果可W看出， 無論是SISO還是MIMO系統(tǒng)，本發(fā)明方案相比于傳統(tǒng)的粗頻偏估計(jì)算法，在相同信噪比下的 MSE性能有很大的提升。
[0068] 本發(fā)明的粗頻偏估計(jì)范圍與傳統(tǒng)算法相同，均為子載波間隔的2倍，因此可W實(shí)現(xiàn) 整數(shù)倍的頻偏化計(jì)巧補(bǔ)俟。本發(fā)巧力塞的巧頻偏化計(jì)器方差為：
[0069]
[0070] 可見，本發(fā)明方案的估計(jì)方差變小，粗頻偏估計(jì)精度提高。
[0071] (4)利用步驟（3)中得到的粗頻偏估計(jì)值對(duì)r(n)數(shù)據(jù)進(jìn)行粗頻偏補(bǔ)償，即
，將頻偏降到較小的范圍內(nèi)。
[0072] (5)對(duì)步驟(4)中得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行符號(hào)同步處理，確定OFDM符號(hào)的準(zhǔn)確起止位置。 傳統(tǒng)的符號(hào)同步算法是將接收信號(hào)與本地已知的一個(gè)周期LTF序列信息進(jìn)行互相關(guān)得到同 步位置判決函數(shù)。本發(fā)明的方案綜合考慮了kLTF內(nèi)含有兩個(gè)完整的LTF序列信息，而VHT-LTFs中也含有一個(gè)周期的LTF序列信息，并且MIMO系統(tǒng)發(fā)射端為避免波束成型引入不同長 度的循環(huán)移位，將本地參考序列修改為
，將同步位置判決函數(shù)修改為
，通過檢測(cè)該判決函數(shù)的峰值位置來估計(jì)0抑M符號(hào)的起止位置。
[0073] 如圖4所示，本發(fā)明的方案使得符號(hào)同步位置判決函數(shù)只出現(xiàn)一個(gè)峰值且峰值出 現(xiàn)的位置就是kLTF去除循環(huán)前后第一個(gè)LTF序列的起始位置，避免了傳統(tǒng)方法中多峰的影 響，提高了符號(hào)同步精度。
[0074] (S)OFDM符號(hào)位置確定后，利用kLTF字段進(jìn)行精頻偏估計(jì)和補(bǔ)償。本發(fā)明的方案 是基于kLTF序列的特性，原理框圖如圖5所示（圖中A表示LTF序列的前半周期，B表示LTF序 列的后半周期)精頻偏估計(jì)值的計(jì)算具體通過W下幾個(gè)步驟實(shí)現(xiàn)：
[0075] (6.1)將符號(hào)同步處理后得到的數(shù)據(jù)r(n)進(jìn)行延遲相關(guān)運(yùn)算，得到的中間變量表 示如下：
[0076]
[0077] 其中，A2是估計(jì)器2相鄰的滑動(dòng)窗相關(guān)值，與右移長度d有關(guān)；
[0078] (6.2)定義精頻偏估計(jì)器的頻偏估計(jì)值為：
[0079]
[0080] 其中
守見，本發(fā)明中 精頻偏估計(jì)范圍為0.5倍的子載波間隔，可實(shí)現(xiàn)小數(shù)倍的頻偏估計(jì)和補(bǔ)償。
[0081 ] 本實(shí)例中，對(duì)于IE邸802. Ilac 20MHz帶寬的信號(hào)，N=D = LTF = 64,得到精頻偏估 計(jì)值為：
[0082]
[0083]
[0084]
[0085] 圖6給出了SISO系統(tǒng)下信噪比為15地的AWGN信道中估計(jì)器2滑動(dòng)窗口的右移長度d 對(duì)本發(fā)明中精頻偏估計(jì)性能的影響。隨著滑動(dòng)窗口的右移，在相同信噪比下，精頻偏估計(jì)性 能幾乎呈線性下降。具體取向右滑動(dòng)的樣值數(shù)分別為0和16,得到本發(fā)明中精估計(jì)器與基礎(chǔ) 估計(jì)器的頻偏估計(jì)性能對(duì)比如圖7所示。本發(fā)明中的精頻偏估計(jì)器可有效提高頻偏估計(jì)性 能，且估計(jì)器2的相關(guān)窗起始位置越偏左，頻偏估計(jì)性能改善越好。
[0086] 上述的仿真結(jié)果均考慮的是AWGN信道，由于是無偏估計(jì)，所W仿真結(jié)果均為一條 直線。在多徑信道中，由于本發(fā)明中的估計(jì)器使用了循環(huán)前綴的信息，因此多徑干擾會(huì)造成 頻偏估計(jì)性能的下降。在實(shí)際的通信系統(tǒng)接收機(jī)中，我們可W估計(jì)出多徑信道的徑數(shù)，運(yùn) 時(shí)，只要估計(jì)器2的滑動(dòng)窗口右移樣值點(diǎn)數(shù)大于多徑信道時(shí)延且取值盡可能小，就可避免多 徑干擾對(duì)本發(fā)明中算法的影響，同時(shí)最大限度地提高頻偏估計(jì)精度，改善接收機(jī)性能。
[0087] (7)利用精頻偏估計(jì)值^對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行頻偏補(bǔ)償J
>.接下來 就可W繼續(xù)進(jìn)行信道估計(jì)與均衡、IQ不平衡補(bǔ)償、信號(hào)的解析解碼W及計(jì)算各測(cè)試項(xiàng)等操 作。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種適用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，其特征在于:該方法利用短訓(xùn)練序 列和長訓(xùn)練序列分別對(duì)基礎(chǔ)的粗頻偏和精頻偏估計(jì)算法進(jìn)行改進(jìn)來提高頻偏估計(jì)精度，包 括W下的步驟： (1) 從經(jīng)下變頻操作得到的基帶數(shù)字信號(hào)中捕獲一段完整的帖信號(hào)數(shù)據(jù)，并進(jìn)行帖同 步處理； (2) 利用短訓(xùn)練序列化-STF)字段進(jìn)行粗頻偏估計(jì)，得到系統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏，并進(jìn)行粗 頻偏補(bǔ)償； (3) 對(duì)粗頻偏補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)進(jìn)行符號(hào)同步處理，確定OFDM符號(hào)的起始位置； (4) 利用長訓(xùn)練序列化-LTF)字段進(jìn)行精頻偏估計(jì)，得到小數(shù)倍的頻偏值，并進(jìn)行精頻 偏補(bǔ)償。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的適用于MIM0-0FDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，其特征在于：所 述步驟(2)中粗頻偏的估計(jì)方法包括： (2.1 )對(duì)心5了。字段中的樣值點(diǎn)進(jìn)行4次時(shí)域延遲相關(guān)運(yùn)算； (2.2) 根據(jù)Schmidl和Cox頻偏估計(jì)算法原理可得到4個(gè)歸一化的粗載波頻偏估計(jì)值； (2.3) 將得到的4個(gè)頻偏估計(jì)值進(jìn)行求均值，得到最終的粗頻偏估計(jì)值。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的適用于MIM0-0FDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，其特征在于：所 述步驟(2.1)中4次延遲相關(guān)運(yùn)算得到的中間變量表示如下：其中，D表示一個(gè)STF長度，L表示相關(guān)窗內(nèi)的樣值點(diǎn)長度，Hn)表示帖同步處理后的接 收數(shù)據(jù)； 所述步驟(2.2)中的歸一化載波頻偏估計(jì)值為：其中，N表示一個(gè)IFFT周期。4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的適用于MIM0-0FDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，其特征在于：最 終的粗頻偏估計(jì)值表示為：在ΜΙΜΟ系統(tǒng)中，利用多天線分集技術(shù)，粗頻偏估計(jì)值表示為：其中，Nr表示接收端天線的個(gè)數(shù)，η(η)表示第j根接收天線上帖同步處理后的數(shù)據(jù)。5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的適用于MIM0-0FDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法其特征在于:所述 步驟3中符號(hào)同步處理方法包括： (3.1)利用粗頻偏補(bǔ)償后得到的數(shù)據(jù)與本地參考序列進(jìn)行互相關(guān) 運(yùn)算，其中，LTF表示kLTF字段中的一個(gè)重復(fù)周期序列，化表示發(fā)送端天線的個(gè)數(shù);C&表示 第j根發(fā)射天線上的循環(huán)移位長度； (3.2) 定義符號(hào)同步位置判決函數(shù)為：(3.3) 根據(jù)符號(hào)同步位置判決函數(shù)，得到OFDM符號(hào)的起始位置為： nsymb〇i = argmax(M(n))。6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的適用于MIM0-0FDM系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，其特征在于：所 述步驟(4)中精頻偏估計(jì)值為：其中，d表示滑動(dòng)窗口右移長度，取值范圍為[0，LTF)，D的大小為一個(gè)LTF長度； 在ΜΙΜΟ系統(tǒng)中，利用多天線分集技術(shù)，精頻偏估計(jì)值表示為：
【文檔編號(hào)】H04L27/26GK105847211SQ201610147118
【公開日】2016年8月10日
【申請(qǐng)日】2016年3月15日
【發(fā)明人】裴文江, 張?zhí)镬o, 王開, 夏亦犁
【申請(qǐng)人】東南大學(xué)