一種射頻數(shù)字化干擾抵消器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種射頻數(shù)字化干擾抵消器，主要包括：參考射頻取樣電路、誤差射頻取樣電路、射頻抵消輸出電路、時(shí)鐘電路、延時(shí)線、噪聲源、數(shù)字信號(hào)處理單元。本發(fā)明提出的射頻數(shù)字化干擾抵消器，首次采用了基于射頻數(shù)字化技術(shù)體制，給出了具體的電路組成方案及信號(hào)處理方法，采用了無(wú)延時(shí)LMS自適應(yīng)濾波技術(shù)、提出了基于RLS閉環(huán)回路非線性群延時(shí)校正方法，其特點(diǎn)是：誤差、參考信號(hào)的提取在數(shù)字域內(nèi)進(jìn)行；自適應(yīng)濾波、加權(quán)、波形的產(chǎn)生在數(shù)字域內(nèi)進(jìn)行；干擾抵消仍在模擬域內(nèi)進(jìn)行。其技術(shù)優(yōu)勢(shì)是：體積小、重量輕；波形適應(yīng)能力強(qiáng)，可抵消定頻、跳頻、脈沖等波形；寬帶性能好，可抵消多源干擾；抵消抑制比高等優(yōu)點(diǎn)。
【專利說(shuō)明】
一種射頻數(shù)字化干擾抵消器
技術(shù)領(lǐng)域
[0001 ]本發(fā)明涉及信息技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種射頻數(shù)字化干擾抵消器。
【背景技術(shù)】
[0002] 干擾抵消器具有很高的軍事應(yīng)用價(jià)值。它可以用來(lái)解決多任務(wù)電子系統(tǒng)在同一平 臺(tái)上的電磁兼容問(wèn)題。以往，當(dāng)發(fā)射機(jī)工作時(shí)會(huì)造成同頻段內(nèi)接收機(jī)飽和阻塞而不能工作， 使任務(wù)系統(tǒng)的作戰(zhàn)效能大大下降。干擾抵消器可以有效解決這個(gè)同址干擾問(wèn)題，使接收系 統(tǒng)和發(fā)射系統(tǒng)在同一個(gè)頻段內(nèi)可以同時(shí)工作，這將大大提升系統(tǒng)的作戰(zhàn)效能。干擾抵消器 還可以用于通信設(shè)備內(nèi)/間的自干擾問(wèn)題。以往，通信都是半雙工體制進(jìn)行，或TDMA，或 FDMA，即在同一個(gè)信道內(nèi)收發(fā)不能同時(shí)進(jìn)行;利用干擾抵消技術(shù)可以有效解決這一難題，這 將成倍增加頻譜資源，并便于頻譜資源管理。
[0003] 以往，干擾抵消器大都在模擬域內(nèi)實(shí)現(xiàn)，采用正交矢量合成技術(shù)進(jìn)行幅度和相位 的調(diào)整。這會(huì)造成兩個(gè)問(wèn)題:一是調(diào)整只能針對(duì)單個(gè)干擾信號(hào)的幅度和相位，不能對(duì)多個(gè)信 號(hào)同時(shí)進(jìn)行;二是由于幅相調(diào)整單元都是模擬器件，其正交的非線性會(huì)影響調(diào)整精度，從而 影響干擾抑制比的性能。最為重要的是，這種體制的干擾抵消器對(duì)付跳頻等寬帶信號(hào)困難。 因其采用了窄帶跟蹤的模式，還需預(yù)先知道跳頻的頻率集，尤其當(dāng)跳速達(dá)到萬(wàn)次/秒時(shí)很難 跟蹤，這給應(yīng)用帶來(lái)了局限性。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 鑒于上述的分析，本發(fā)明旨在提供一種射頻數(shù)字化干擾抵消器，用以解決傳統(tǒng)模 擬體制干擾抵消的波形適應(yīng)能力不強(qiáng)、干擾抵消能力不足、體積大、重量重等問(wèn)題的問(wèn)題。
[0005] 本發(fā)明的目的主要是通過(guò)以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的：
[0006] 本發(fā)明提供了一種射頻數(shù)字化干擾抵消器，包括:參考射頻取樣電路、誤差射頻取 樣電路、射頻抵消輸出電路、時(shí)鐘電路、延時(shí)線、噪聲源、數(shù)字信號(hào)處理單元，其中，
[0007] 參考射頻取樣電路，用于將與被抵消的干擾信號(hào)相干的輸入射頻信號(hào)u(t)進(jìn)行帶 通濾波、射頻直接采樣，得到信號(hào)u(n)，并送數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n)輸入端；
[0008] 誤差射頻取樣電路，用于將誤差信號(hào)e(t)經(jīng)過(guò)帶通濾波，射頻直接采樣得到e(n)， 并送數(shù)字信號(hào)處理單元的e(n)輸入端；
[0009] 射頻抵消輸出電路，用于將數(shù)字信號(hào)處理單元產(chǎn)生的數(shù)字反相估計(jì)干擾信號(hào) -Ad通過(guò)DAC直接變換到射頻，再通過(guò)處理后得到估計(jì)的反相干擾抵消信號(hào)- 與干擾信號(hào)d(t)進(jìn)行功率合路得到誤差信號(hào)e(t)，并輸出給誤差射頻取樣電路；
[0010]時(shí)鐘電路，用于射頻數(shù)字化ADC采樣時(shí)鐘和DAC轉(zhuǎn)換時(shí)鐘，要求所有時(shí)鐘頻率相同 并同源；
[0011] 延時(shí)線，用于補(bǔ)償產(chǎn)生干擾信號(hào)的處理時(shí)延和模擬回路延時(shí)；
[0012] 噪聲源，用于校正模擬和數(shù)字信號(hào)處理回路的幅度和相位，尤其是針對(duì)模擬回路 的非線性群延時(shí)進(jìn)行校正，以使整個(gè)射頻回路、數(shù)字回路的閉環(huán)自適應(yīng)濾波運(yùn)算收斂；
[0013] 數(shù)字信號(hào)處理單元，用于對(duì)參考信號(hào)u(n)和誤差信號(hào)e(n)進(jìn)行自適應(yīng)濾波參數(shù)求 取、無(wú)延時(shí)LMS(Least-mean-square)自適應(yīng)濾波、非線性回路的幅相校正，生成與干擾信號(hào) 幅度相等、相位相反的數(shù)字估計(jì)信號(hào)-^⑷，并將輸出給射頻抵消輸出電路。
[0014] 進(jìn)一步地，所述參考射頻取樣電路具體包括:第一分波段濾波器和第一模數(shù)轉(zhuǎn)換 器ADC1，其中，第一分波段濾波器將參考信號(hào)u(t)進(jìn)行帶通濾波后送ADC1進(jìn)行射頻直接采 樣，得到數(shù)字信號(hào)u(n)送數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n)輸入端。注意，這里的參考信號(hào)u(t)與干 擾信號(hào)d(t)同源。
[0015] 進(jìn)一步地，所述誤差射頻取樣電路具體包括:耦合器、第二分波段濾波器以及第二 模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2,其中，耦合器將耦合的誤差信號(hào)e(t)送給第二分波段濾波器，第二分波段 濾波器將對(duì)誤差信號(hào)e(t)進(jìn)行帶通濾波后送入ADC2，ADC2對(duì)濾波后的誤差信號(hào)進(jìn)行射頻直 接采樣得到e(n)，并送數(shù)字信號(hào)處理單元的e(n)輸入端。
[0016] 進(jìn)一步地，所述射頻抵消輸出電路具體包括:DAC電路、可調(diào)衰減器、第一放大器、 第三分波段濾波器、第二放大器，功率合路器或耦合器，其中，數(shù)字信號(hào)處理單元產(chǎn)生的數(shù) 字反相估計(jì)干擾信號(hào)-以〃)通過(guò)DAC電路直接變換到射頻，再通過(guò)可調(diào)衰減器、第一放大器 調(diào)整到合適的電平，并通過(guò)第三分波段濾波器進(jìn)行濾波，濾除帶外雜散，最后一級(jí)功率第二 放大器將信號(hào)放大到足夠大的功率，得到估計(jì)的反相干擾抵消信號(hào)-^/)，反相干擾抵消信 號(hào)與干擾信號(hào)d(t)通過(guò)合路器進(jìn)行功率合路后輸出給誤差射頻取樣電路。
[0017] 進(jìn)一步地，所述數(shù)字信號(hào)處理單元具體包括：第一并行FIR(Finite impulse response)濾波器PFIRl(Parallel FIR)、校正單元、LMS自適應(yīng)濾波器，其中，所述校正單元 具體包括:第一延時(shí)單元、第二延時(shí)單元、RLS(Recursive least-square，遞歸最小二乘）自 適應(yīng)濾波電路、第二并行FIR濾波器PFIR2,校正單元工作時(shí)，開(kāi)關(guān)打在cal位置，參考信號(hào)u (η)來(lái)自校正用噪聲源，經(jīng)過(guò)第一延時(shí)單元和第二延時(shí)單元進(jìn)行兩次延時(shí)后輸出給RLS電路 的xn輸入端。同時(shí)，干擾輸入信號(hào)d(t)斷開(kāi)，得到的誤差取樣信號(hào)e(n)送RLS電路的dn端，經(jīng) RLS電路計(jì)算加權(quán)系數(shù)Wr，由此得到校正系數(shù)矢量coef送PFIR2,校正過(guò)程結(jié)束。正常工作模 式時(shí)，所有開(kāi)關(guān)位置打在normal位置，與干擾信號(hào)d(t)相關(guān)的參考信號(hào)u(n)經(jīng)第一延時(shí)單 元延時(shí)，得到u(n-ml)信號(hào)送PFIR2與權(quán)系數(shù)coef進(jìn)行并行FIR濾波運(yùn)算后送入LMS自適應(yīng)濾 波器;LMS自適應(yīng)濾波器進(jìn)行自適應(yīng)濾波計(jì)算后得到自適應(yīng)濾波系數(shù)W，然后送入第一并行 FIR濾波器PFIR1作為濾波器系數(shù)，與參考信號(hào)u(n)進(jìn)行并行FIR計(jì)算后再進(jìn)行相位取反，生 成反相的干擾估計(jì)數(shù)字信號(hào)-A?)，并將-#?)輸出給射頻抵消電路。
[0018]進(jìn)一步地，根據(jù)如下公式計(jì)算得到所述延時(shí)線的延時(shí)參數(shù)dlyl:
[0019] 由于干擾信號(hào)d(t)與參考信號(hào)u(t)同源，假定進(jìn)入干擾抵消器的u(t)信號(hào)比d(t) 信號(hào)相位延遲Tdelta-du，則dlyl按下式計(jì)算：
[0020] dlyl - Tdelta-du+T 參謝妓路+TADCl+TpFIRl + T〇ther+TDAC+H5fsm|gJ?：g·
[0021 ]其中，τ錢偏娜是第一分波段濾波器的群延時(shí)；TADC1是ADC1的轉(zhuǎn)換延時(shí)；τρρ皿是第 一并行濾波器PFIR1的計(jì)算延時(shí)；hther是該支路其它處理延時(shí)；tdac是DAC的轉(zhuǎn)換延時(shí)； 包括衰減器、第三分波段濾波器、第一放大器、第二放大器等射頻抵消輸出電路的 延時(shí)。
[0022]進(jìn)一步地，根據(jù)如下公式計(jì)算所述第一延時(shí)單元的延時(shí)參數(shù)dly2:
[0023] 從u(n)點(diǎn)開(kāi)始進(jìn)入第一并行濾波器PFIR1的數(shù)字信號(hào)處理通路到DAC輸出，進(jìn)入射 頻抵消輸出支路到功率合路器、耦合器，進(jìn)入誤差射頻取樣電路止，延時(shí)參數(shù)dly2按采樣時(shí) 鐘的周期數(shù)ml計(jì)算：
[0024]
[0025] 其中，Tcdk是采樣時(shí)鐘(所有ADC、DAC的采樣時(shí)鐘頻率相同）的周期；tpfir1是第一并 行FIR濾波器PFIR1的處理時(shí)延;％ ther是該支路數(shù)字信號(hào)處理的其他延時(shí)；頓娜包括衰減 器、第三分波段濾波器、第一放大器、第二放大器、合路器、耦合器等射頻支路的延時(shí)； τ健謝嫌S#包括第二分波段濾波器的群延時(shí)；tADC2是ADC2的轉(zhuǎn)換延時(shí);Ν是FPRI2濾波器的抽頭 數(shù)，這里取延時(shí)的中間值;「1表示向上取整。
[0026]進(jìn)一步地，根據(jù)如下公式計(jì)算所述第二延時(shí)單元的延時(shí)參數(shù)dly3:
[0027]延時(shí)參數(shù)dly3僅在進(jìn)行非線性群延時(shí)校正時(shí)使用，它就是第二并行濾波器PFIR2 的處理時(shí)延，dly3用采樣時(shí)鐘的周期數(shù)表示：
[0028]
[0029]其中tPFIR2是第二并行濾波器PFIR2的處理時(shí)延，Tcdk是采樣時(shí)鐘的周期。
[0030]進(jìn)一步地，根據(jù)如下公式計(jì)算數(shù)字信號(hào)估計(jì)值-以
[0031] ff(n+l)=ff(n)+yu(n)e(n)
[0032] 其中，W(n)是當(dāng)前時(shí)刻(樣點(diǎn)）自適應(yīng)濾波器系數(shù)，W(n+1)是下一時(shí)刻自適應(yīng)濾波 器系數(shù);u(n)表示u(n)信號(hào)的N階矢量，μ為濾波器系數(shù)調(diào)整的步進(jìn)量，它影響系數(shù)的誤差性 能、收斂速度和穩(wěn)定性，是一個(gè)大于零的正數(shù)，其上限應(yīng)滿足以下條件：
[0033]
[0034] 其中，？11是1!(1〇輸入平均功率，Ν是自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)，也就是說(shuō)輸入功率越 大，濾波器的抽頭數(shù)越高，μ值應(yīng)越小，實(shí)際可按工程經(jīng)驗(yàn)取值;e(n)是輸入干擾信號(hào)與其估 計(jì)值之差，BP
[0035]
[0036] 其中，ADC []表示A/D轉(zhuǎn)換;DAC []表示D/A轉(zhuǎn)換;d (t)是干擾輸入信號(hào)；-#丨丨是反相 干擾信號(hào)的估計(jì)值，它通過(guò)數(shù)字域的反相估計(jì)值-以;;：)經(jīng)D/A變換后獲取;u(n)是與干擾信 號(hào)相關(guān)(coherent)的參考信號(hào)，通過(guò)對(duì)參考模擬輸入信號(hào)進(jìn)行A/D變換后獲得，注意，計(jì)算d (η)時(shí)所有開(kāi)關(guān)打在norma 1位置，此時(shí)，u (η)信號(hào)是LMS輸入端un的信號(hào)；
[0037] 由當(dāng)前的W(n)值計(jì)算干擾信號(hào)的估計(jì)值以》),假設(shè)N個(gè)權(quán)系數(shù)為：
[0038] ff(n) = [ffo(n),ffi(n),......,Wn-ι(η) ]T
[0039] 其中Τ表示轉(zhuǎn)置，則經(jīng)并行FIR濾波PFIR1，得到干擾信號(hào)的估值：
[0040] ' -'
i=0
[0041] 注意，這里采用無(wú)延時(shí)LMS自適應(yīng)濾波，即上式中u(n)信號(hào)不是取自LMS輸入端un 的，而是PFIR1輸入端un，這點(diǎn)很重要。
[0042]進(jìn)一步地，根據(jù)如下公式計(jì)算得到非線性群延時(shí)校正系數(shù)coef:
[0043]
[0044] y(n) =Wr(n_l )x(n)
[0045] e r(rn) =d(n)-y(n)
[0046] ffr(n) =ffr(n-l )+kH(n)err(n)
[0047] P(n) =λ_1Ρ(η-1 )-A_1k(n)xH(n)P(n-l)
[0048] 其中，x(n)為RLS電路輸入端xn信號(hào);d(n)為RLS電路輸入端dn信號(hào)，所有開(kāi)關(guān)設(shè)置 在cal位置，噪聲源從參考射頻支路輸入給數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n)輸入端，同時(shí)，斷開(kāi)干 擾信號(hào)(1(1:)輸入 ;人為遺忘因子，可取1;1^(11)為增益矢量;7(11)為1?1^濾波器輸出 ；61^(11)為 RLS的誤差輸出;Wr(n)為濾波器抽頭估計(jì)矢量，其抽頭數(shù)與LMS自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)N相 等;PU)是相關(guān)矩陣的逆矩陣；err(n)穩(wěn)態(tài)時(shí)應(yīng)接近0,取穩(wěn)態(tài)時(shí)的W r(n)值即為校正因子 coef 〇
[0049] 本發(fā)明有益效果如下：
[0050] 本發(fā)明提出的射頻數(shù)字化干擾抵消器，具有體積小、重量輕;波形適應(yīng)能力強(qiáng)，可 抵消定頻、跳頻、脈沖等波形;寬帶性能好，可抵消多源干擾;抵消抑制比高等優(yōu)點(diǎn)。
[0051] 本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點(diǎn)將在隨后的說(shuō)明書(shū)中闡述，并且，部分的從說(shuō)明書(shū)中變 得顯而易見(jiàn)，或者通過(guò)實(shí)施本發(fā)明而了解。本發(fā)明的目的和其他優(yōu)點(diǎn)可通過(guò)在所寫的說(shuō)明 書(shū)、權(quán)利要求書(shū)、以及附圖中所特別指出的結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)和獲得。
【附圖說(shuō)明】
[0052]附圖僅用于示出具體實(shí)施例的目的，而并不認(rèn)為是對(duì)本發(fā)明的限制，在整個(gè)附圖 中，相同的參考符號(hào)表不相同的部件。
[0053]圖1為本發(fā)明所述射頻數(shù)字化干擾抵消器的組成示意圖；
[0054]圖2為圖1中數(shù)字信號(hào)處理部分的組成框圖；
[0055]圖3為計(jì)算延時(shí)線參數(shù)的示意圖；
[0056] 圖4為計(jì)算第一延時(shí)單元參數(shù)和第二延時(shí)單元參數(shù)的示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0057] 下面結(jié)合附圖來(lái)具體描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，其中，附圖構(gòu)成本申請(qǐng)一部分，并 與本發(fā)明的實(shí)施例一起用于闡釋本發(fā)明的原理。
[0058] 首先結(jié)合附圖1到圖4對(duì)本發(fā)明實(shí)施例所述干擾抵消器進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
[0059] 如圖1所示，圖1為本發(fā)明實(shí)施例所述干擾抵消器的組成示意圖，主要包括:參考射 頻取樣電路、誤差射頻取樣電路、射頻抵消輸出電路、時(shí)鐘電路、延時(shí)線、噪聲源、數(shù)字信號(hào) 處理單元。
[0060] 以下對(duì)各個(gè)部分進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
[0061] (1)參考射頻取樣電路，將與被抵消的干擾信號(hào)相干的輸入射頻信號(hào)u(t)進(jìn)行帶 通濾波、射頻直接采樣，得到信號(hào)u(n)，并送數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n)輸入端；
[0062]上述參考射頻取樣電路具體包括:第一分波段濾波器和第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1，第 一分波段濾波器將與被抵消的干擾信號(hào)相干的輸入射頻信號(hào)進(jìn)行帶通濾波后送入第一模 數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1，第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1進(jìn)行射頻直接采樣后得到的信號(hào)u(n)送數(shù)字信號(hào)處理 單元的輸入端。
[0063] (2)誤差射頻取樣電路，將誤差信號(hào)e(t)經(jīng)過(guò)帶通濾波，射頻直接采樣得到e(n)， 并送數(shù)字信號(hào)處理單元的輸入端；
[0064] 上述誤差射頻取樣電路具體包括:耦合器、第二分波段濾波器以及第二模數(shù)轉(zhuǎn)換 器ADC2,其中，耦合器將耦合的誤差信號(hào)e(t)送給第二分波段濾波器，第二分波段濾波器將 對(duì)誤差信號(hào)e(t)進(jìn)行帶通濾波后送入第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2,第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2對(duì)濾波后 的誤差信號(hào)進(jìn)行射頻直接采樣得到e(n)，并送數(shù)字信號(hào)處理單元的輸入端。
[0065] (3)射頻抵消輸出電路，將數(shù)字信號(hào)處理單元產(chǎn)生的數(shù)字反相估計(jì)干擾信號(hào) 通過(guò)DAC直接變換到射頻，再通過(guò)處理后得到估計(jì)的反相干擾抵消信號(hào)的，-與干擾 信號(hào)d(t)進(jìn)行功率合路得到誤差信號(hào)e(t)，并輸出給誤差射頻取樣電路；
[0066]上述射頻抵消輸出電路具體包括:DAC電路、可調(diào)衰減器、第一放大器、第三分波段 濾波器、第二放大器，功率合路器或耦合器，其中，數(shù)字信號(hào)處理單元產(chǎn)生的數(shù)字反相估計(jì) 干擾信號(hào)-七》)通過(guò)DAC電路直接變換到射頻，再通過(guò)可調(diào)衰減器、第一放大器調(diào)整到合適 的電平，并通過(guò)第三分波段濾波器進(jìn)行濾波，濾除帶外雜散，第二放大器將抵消信號(hào)放大到 足夠大的功率，得到估計(jì)的反相干擾抵消信號(hào)-辦反相干擾抵消信號(hào)-辦；)與干擾信號(hào)d (t)通過(guò)合路器進(jìn)行功率合路后輸出給誤差射頻取樣電路。
[0067] 其中，上述兩個(gè)放大器的增益G計(jì)算如下：
[0068] ^ = Pini^co up+i§fi I t+e^〇l h 7,P〇 A .
[0069] 其中，？&是干擾輸入信號(hào)功率，dBm;
[0070] δ_ρ是功率合路器的分支損耗，或耦合器的耦合損耗，dB;
[0071] 出是分波段濾波器的插入損耗，dB;
[0072] SQthe是其它損耗，包括衰減器衰減、線損、開(kāi)關(guān)損耗等，dB;
[0073] PDAC是DAC的最大輸出功率，dBm;
[0074] G值可通過(guò)兩級(jí)功放進(jìn)行分配。
[0075] (4)數(shù)字信號(hào)處理單元，對(duì)參考信號(hào)u(n)和誤差信號(hào)e(n)進(jìn)行自適應(yīng)濾波參數(shù)求 取、無(wú)延時(shí)LMS濾波、非線性回路的幅相校正，生成與干擾信號(hào)幅度相等、相位相反的數(shù)字估 計(jì)信號(hào)-，并將- 輸出給射頻抵消輸出電路。
[0076]有兩個(gè)工作模式，一種為校正模式，圖1、圖2中開(kāi)關(guān)為cal的位置;一種為正常工作 模式，圖1、圖2中開(kāi)關(guān)為normal位置。在正常工作之前，或改變射頻回路參數(shù)時(shí)，需要對(duì)自適 應(yīng)濾波回路的射頻和數(shù)字電路中的幅度和相位，尤其是模擬器件回路中非線性群延時(shí)進(jìn)行 校正，以保證整個(gè)射頻回路、數(shù)字回路的閉環(huán)自適應(yīng)濾波運(yùn)算收斂。
[0077] 校正電路包括第一延時(shí)單元dly2、第二延時(shí)單元dly3、RLS自適應(yīng)濾波電路、第二 并行FIR濾波器PFIR2。校正單元工作時(shí)，圖2中開(kāi)關(guān)打在cal位置，參考信號(hào)u(n)來(lái)自校正用 噪聲源，經(jīng)過(guò)第一延時(shí)單元和第二延時(shí)單元進(jìn)行兩次延時(shí)后輸出給RLS電路的xn輸入端。同 時(shí)，干擾輸入信號(hào)d(t)斷開(kāi)，得到的誤差取樣信號(hào)e(n)送RLS電路的dn端，經(jīng)RLS電路計(jì)算加 權(quán)系數(shù)W r，由此得到校正系數(shù)矢量coef送PFIR2,校正過(guò)程結(jié)束。正常工作模式時(shí)，圖1、圖2 所有開(kāi)關(guān)位置打在normal位置，與干擾信號(hào)d(t)相關(guān)的參考信號(hào)u(n)經(jīng)第一延時(shí)單元延 時(shí)，得到u(n-ml)信號(hào)送PFIR2與權(quán)系數(shù)coef進(jìn)行并行FIR濾波運(yùn)算后送入LMS自適應(yīng)濾波 器;LMS自適應(yīng)濾波器進(jìn)行自適應(yīng)濾波計(jì)算后得到自適應(yīng)濾波系數(shù)W，然后送入第一并行FIR 濾波器PFIR1作為濾波器系數(shù)，與參考信號(hào)u(n)進(jìn)行并行FIR計(jì)算后再進(jìn)行相位取反，生成 反相的干擾估計(jì)數(shù)字信號(hào)-以并將-與》：)輸出給射頻抵消電路。
[0078] 其中，LMS自適應(yīng)濾波器涉及到的參數(shù)包括:濾波系數(shù)W、常系數(shù)μ值、誤差信號(hào)的采 樣值e(n)，具體計(jì)算過(guò)程可以參照如下方法：
[0079] 根據(jù)u(n)、e(n)信號(hào)確定自適應(yīng)濾波器的系數(shù)W:
[0080] ff(n+l)=ff(n)+yu(n)e(n)
[0081] 其中，W(n)是當(dāng)前時(shí)刻(樣點(diǎn)）濾波器系數(shù)，注意該值為1XN階矢量，N為自適應(yīng)濾 波器的抽頭數(shù);W(n+1)是下一時(shí)刻濾波器系數(shù);u(n)表示u(n)信號(hào)的N階矢量;μ為濾波器系 數(shù)調(diào)整的步進(jìn)量，它影響系數(shù)的誤差性能、收斂速度和穩(wěn)定性，是一個(gè)大于零的正數(shù)，其上 限應(yīng)滿足以下條件：
[0082]
[0083]其中，？11是11(11)輸入平均功率，也就是說(shuō)輸入功率越大，濾波器的抽頭數(shù)越高，μ值 應(yīng)越小，實(shí)際可按工程經(jīng)驗(yàn)取值;e(n)是輸入干擾信號(hào)與其估計(jì)值之差，即
[0084]
123456 其中，ADC[]表不A/D轉(zhuǎn)換;DAC[]表不D/A轉(zhuǎn)換;d (t)是干擾輸入信號(hào)；-是反相 干擾信號(hào)的估計(jì)值，它通過(guò)數(shù)字域的反相估計(jì)值-》(》；!經(jīng)D/A變換后獲取;u(n)是與干擾信 號(hào)d(t)相關(guān)的參考信號(hào)，通過(guò)對(duì)參考模擬輸入信號(hào)進(jìn)行A/D變換后獲得； 2 由當(dāng)前的W(n)值計(jì)算干擾信號(hào)的估計(jì)值-以/;)，假設(shè)N個(gè)權(quán)系數(shù)為： 3 ff(n) = [ffo(n),ffi(n),......，Wn-ι(η) ]τ 4 其中Τ表示轉(zhuǎn)置，則經(jīng)并行FIR濾波，得到干擾信號(hào)的估值： 5
[0089]
6 無(wú)延時(shí)LMS結(jié)構(gòu)的中心思想就是去除權(quán)系數(shù)W的計(jì)算時(shí)間，具體做法是將濾波器權(quán) 值(系數(shù))計(jì)算與加權(quán)運(yùn)算分離，假設(shè)LMS計(jì)算權(quán)值的延時(shí)為M，則干擾信號(hào)的估值計(jì)算，SP加 權(quán)計(jì)算按上式進(jìn)行，一旦得到權(quán)系數(shù)W，即刻與當(dāng)前u(n)值進(jìn)行計(jì)算，這樣可以去除權(quán)值計(jì) 算帶來(lái)的延時(shí)，同時(shí)，為減少FIR運(yùn)算帶來(lái)的處理時(shí)延，可采用并行FIR，即PFIR電路。
[0091] 在進(jìn)行LMS自適應(yīng)濾波之前需進(jìn)行數(shù)字和模擬回路的非線性校正，該校正電路由 第二并行濾波器PFIR2完成，由于第二并行濾波器PFIR2的延時(shí)由兩部分組成，一部分是硬 件電路的處理延時(shí)tpf IR2，一部分是由coef系數(shù)決定的延時(shí)TCcief，當(dāng)這兩部分的延時(shí)總和小 于回路的總延時(shí)時(shí)，則需要增加一個(gè)固定延時(shí)dly2,這個(gè)回路可參考圖4,從u(n)點(diǎn)開(kāi)始進(jìn) 入第一并行濾波器PFIR1的數(shù)字信號(hào)處理通路到DAC輸出，進(jìn)入射頻輸出支路到功率合路 器、耦合器，進(jìn)入誤差射頻取樣電路止，固定延時(shí)dly2按采樣時(shí)鐘的周期數(shù)ml計(jì)算：
[0092]
[0093] 其中，Tclk是米樣時(shí)鐘的周期；TPFIR1是第一并行濾波器PFIR1的處理時(shí)延；Tother是 該支路數(shù)字信號(hào)處理的其他延時(shí)，包括FIFO、緩存等；^細(xì)#·#主要包括衰減器、第三分波段 濾波器、第一放大器、第二放大器、耦合器等射頻支路的延時(shí)；τ健謝暇%主要包括第二分波段 濾波器的群延時(shí)；TADC2是ADC2的轉(zhuǎn)換延時(shí)；Ν是FPRI2濾波器的抽頭數(shù)，這里取延時(shí)的中間 值;「1表示向上取整；
[0094]另外，第二并行濾波器PFIR2還有一個(gè)處理時(shí)延dly3,該處理時(shí)延dly3僅在進(jìn)行非 線性群延時(shí)校正時(shí)使用，dly3也用采樣時(shí)鐘的周期數(shù)表示：
[0095]
[0096]在系統(tǒng)進(jìn)行正常工作之前，或因干擾輸入頻率改變而改變分波段濾波器時(shí)必須對(duì) 整個(gè)自適應(yīng)濾波環(huán)路進(jìn)行非線性群延時(shí)、小數(shù)延時(shí)的校正。此時(shí)，關(guān)閉干擾輸入信號(hào)，圖1中 開(kāi)關(guān)打在cal處，噪聲源取而代之從參考支路輸入，同時(shí)，圖2中數(shù)字信號(hào)處理電路中的開(kāi)關(guān) 均打在cal處，反饋的誤差信號(hào)e(n)也送給校正電路，非線性群延時(shí)校正電路計(jì)算校正系 數(shù)，然后將該系數(shù)送給第二并行濾波器PFIR2進(jìn)行加權(quán)計(jì)算即完成對(duì)校正。校正電路由固定 延時(shí)電路、RLS電路、第二并行濾波器PFIR2組成。固定延時(shí)分兩部分，一部分為第一延時(shí)單 元(延時(shí)參數(shù)dly2)，一部分為第二延時(shí)單元(延時(shí)參數(shù)dly3)。噪聲源信號(hào)經(jīng)第一延時(shí)單元 和第二延時(shí)單元延時(shí)后送RLS的x(n)輸入端，誤差信號(hào)e(n)送RLS的d(n)輸入端，按以下方 法計(jì)算校正系數(shù)coef:
[0097]
[0098] y(n) =Wr(n_l )x(n)
[0099] e r(rn) =d(n)-y(n)
[0100] ffr(n) =ffr(n-l )+kH(n)err(n)
[0101 ] p(n) =λ_1Ρ(η-1 )-A_1k(n)xH(n)P(n-l)
[0102] 其中，x(n)為RLS電路輸入端xn信號(hào)；d(n)為RLS電路輸入端dn信號(hào)，注意，此時(shí)圖 1、圖2中所有開(kāi)關(guān)設(shè)置在cal位置，噪聲源從參考射頻支路輸入給數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n) 輸入端，同時(shí)，斷開(kāi)干擾信號(hào)d(t)輸入;λ為遺忘因子，可取l;k(n)為增益矢量;y(n)為RLS濾 波器輸出；err(n)為RLS的誤差輸出;W r(n)為濾波器抽頭估計(jì)矢量，其抽頭數(shù)與LMS自適應(yīng) 濾波器的抽頭數(shù)N相等;P(n)是相關(guān)矩陣的逆矩陣；err(n)穩(wěn)態(tài)時(shí)應(yīng)接近0,取穩(wěn)態(tài)時(shí)的W r (η)值即為校正因子coef，送PFIR2。
[0103] 由于非線性群延時(shí)僅與硬件環(huán)境有關(guān)，其延時(shí)校正不必實(shí)時(shí)進(jìn)行，也就是說(shuō)校正 系數(shù)的計(jì)算可不用在FPGA硬件中實(shí)現(xiàn)。取一定幀長(zhǎng)，比如4096點(diǎn)的x(n)和d(n)信號(hào)按上述 算法進(jìn)行離線計(jì)算，獲取RLS輸出值err (n)、w(n)，觀測(cè)err (η)值穩(wěn)態(tài)時(shí)應(yīng)趨于0，假設(shè)此時(shí)η = η〇,則非線性群延時(shí)校正因子為：
[0104]
[0105] Ν值與LMS濾波器的抽頭數(shù)相等，獲取校正系數(shù)后再下載到第二并行濾波器PFIR2 中的coef權(quán)系數(shù)寄存器即可。
[0106] 校正完成后，將所有開(kāi)關(guān)打在normal狀態(tài)，觀測(cè)干擾抵消器的輸出端e(t)，調(diào)整μ 值使系統(tǒng)的干擾抑制比和穩(wěn)定性之間保持平衡。
[0107] (5)時(shí)鐘電路，用以產(chǎn)生射頻ADC和DAC的采樣時(shí)鐘，注意所有ADC和DAC的時(shí)鐘必須 同源并且頻率值必須一致；
[0108] (6)延時(shí)線，用于補(bǔ)償產(chǎn)生干擾信號(hào)的處理時(shí)延和模擬回路延時(shí);為補(bǔ)償數(shù)字信號(hào) 處理及射頻通路的時(shí)延，需在干擾抵消器輸入端增加延時(shí)線，該延時(shí)參數(shù)的估計(jì)可參考圖 3,由于干擾信號(hào)d(t)與參考信號(hào)u(t)同源，假定進(jìn)入干擾抵消器的u(t)信號(hào)比d(t)信號(hào)相 位延遲Tdelta-du，則dlyl按下式計(jì)算：
[01 09] dly 1 - Tdelta-du+T 參謝妓路+TADCl+TpFIRl + T〇ther+TDAC+H5fsm|gJ?：g·
[0110]其中，τ錢偏娜是第一分波段濾波器的群延時(shí)；TADC1是ADC1的轉(zhuǎn)換延時(shí)；τρρ皿是第 一并行濾波器PFIR1的計(jì)算延時(shí)；hther是該支路其它處理延時(shí)；tdac是DAC的轉(zhuǎn)換延時(shí)； 包括衰減器、第三分波段濾波器、第一放大器、第二放大器等射頻抵消輸出電路的 延時(shí)。由于模擬回路的延時(shí)主要受分波段濾波器影響，并且不同波段的延時(shí)有所不同，因 此，在實(shí)際取值時(shí)應(yīng)考慮最大延時(shí)，dlyl值不必精確，因?yàn)閷?shí)際延時(shí)將由第一并行濾波器 PFIR1的權(quán)系數(shù)精確控制，以確保到達(dá)合路器或耦合器的估值信號(hào)--以/)和干擾信號(hào)之間大 小相等，相位相反。顯然，dly 1值越小越好，為此，希望到達(dá)干擾抵消器的相對(duì)相位差Tdelta-du 為負(fù)值，即-信號(hào)滯后于u(t);
[0111] (7)噪聲源，用于校正模擬和數(shù)字信號(hào)處理回路的幅度和相位，尤其是針對(duì)模擬回 路的非線性群延時(shí)進(jìn)行校正，以使整個(gè)射頻回路、數(shù)字回路的閉環(huán)自適應(yīng)濾波運(yùn)算收斂，該 校正源僅當(dāng)模擬回路的參數(shù)發(fā)生變化時(shí)使用。
[0112] 綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例提供了一種射頻數(shù)字化干擾抵消器，本發(fā)明提出的射頻 數(shù)字化干擾抵消器，首次采用了基于射頻數(shù)字化技術(shù)體制，給出了具體的電路組成方案及 信號(hào)處理方法，采用了無(wú)延時(shí)LMS自適應(yīng)濾波技術(shù)、提出了基于RLS閉環(huán)回路非線性群延時(shí) 校正方法，其特點(diǎn)是:誤差、參考信號(hào)的提取在數(shù)字域內(nèi)進(jìn)行；自適應(yīng)濾波、加權(quán)、波形的產(chǎn) 生在數(shù)字域內(nèi)進(jìn)行;干擾抵消仍在模擬域內(nèi)進(jìn)行。其技術(shù)優(yōu)勢(shì)是:體積小、重量輕;波形適應(yīng) 能力強(qiáng)，可抵消定頻、跳頻、脈沖等波形；寬帶性能好，可抵消多源干擾;抵消抑制比高等優(yōu) 點(diǎn)，具有十分優(yōu)異的性能和廣闊的應(yīng)用前景。
[0113] 本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，實(shí)現(xiàn)上述實(shí)施例方法的全部或部分流程，可以通過(guò)計(jì) 算機(jī)程序來(lái)指定相關(guān)的硬件來(lái)完成，所述的程序可存儲(chǔ)于計(jì)算機(jī)可讀存儲(chǔ)介質(zhì)中。其中，所 述計(jì)算機(jī)可讀存儲(chǔ)介質(zhì)為磁盤、光盤、只讀存儲(chǔ)記憶體或隨機(jī)存儲(chǔ)記憶體等。
[0114]雖然已經(jīng)詳細(xì)說(shuō)明了本發(fā)明及其優(yōu)點(diǎn)，但是應(yīng)當(dāng)理解在不超出由所附的權(quán)利要求 所限定的本發(fā)明的精神和范圍的情況下可以進(jìn)行各種改變、替代和變換。而且，本申請(qǐng)的范 圍不僅限于說(shuō)明書(shū)所描述的過(guò)程、設(shè)備、手段、方法和步驟的具體實(shí)施例。本領(lǐng)域內(nèi)的普通 技術(shù)人員從本發(fā)明的公開(kāi)內(nèi)容將容易理解，根據(jù)本發(fā)明可以使用執(zhí)行與在此所述的相應(yīng)實(shí) 施例基本相同的功能或者獲得與其基本相同的結(jié)果的、現(xiàn)有和將來(lái)要被開(kāi)發(fā)的過(guò)程、設(shè)備、 手段、方法或者步驟。因此，所附的權(quán)利要求旨在它們的范圍內(nèi)包括這樣的過(guò)程、設(shè)備、手 段、方法或者步驟。
[0115]以上所述，僅為本發(fā)明較佳的【具體實(shí)施方式】，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此， 任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換， 都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，包括:參考射頻取樣電路、誤差射頻取樣 電路、射頻抵消輸出電路、時(shí)鐘電路、延時(shí)線、噪聲源、數(shù)字信號(hào)處理單元，其中， 參考射頻取樣電路，用于將與被抵消的干擾信號(hào)相干的輸入射頻信號(hào)u(t)進(jìn)行帶通濾 波、射頻直接采樣，得到信號(hào)u(n)，并送數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n)輸入端； 誤差射頻取樣電路，用于將誤差信號(hào)e(t)經(jīng)過(guò)帶通濾波，射頻直接采樣得到e(n)，并送 數(shù)字信號(hào)處理單元的e(n)輸入端； 射頻抵消輸出電路，用于將數(shù)字信號(hào)處理單元產(chǎn)生的數(shù)字反相估計(jì)干擾信號(hào)-以"：)通 過(guò)DAC直接變換到射頻，再通過(guò)處理后得到估計(jì)的反相干擾抵消信號(hào)的與干擾信 號(hào)d(t)進(jìn)行功率合路得到誤差信號(hào)e(t)，并輸出給誤差射頻取樣電路； 時(shí)鐘電路，用于射頻數(shù)字化ADC采樣時(shí)鐘和DAC轉(zhuǎn)換時(shí)鐘，要求所有時(shí)鐘頻率相同并同 源； 延時(shí)線，用于補(bǔ)償產(chǎn)生干擾信號(hào)的處理時(shí)延和模擬回路延時(shí)； 噪聲源，用于校正模擬和數(shù)字信號(hào)處理回路的幅度和相位，尤其是針對(duì)模擬回路的非 線性群延時(shí)進(jìn)行校正，以使整個(gè)射頻回路、數(shù)字回路的閉環(huán)自適應(yīng)濾波運(yùn)算收斂； 數(shù)字信號(hào)處理單元，用于對(duì)參考信號(hào)u(n)和誤差信號(hào)e(n)進(jìn)行自適應(yīng)濾波參數(shù)求取、 無(wú)延時(shí)LMS(Least-mean-square)自適應(yīng)濾波、非線性回路的幅相校正，生成與干擾信號(hào)幅 度相等、相位相反的數(shù)字估計(jì)信號(hào)-以》)，并將-J⑵輸出給射頻抵消輸出電路。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，所述參考射頻取樣電路 具體包括:第一分波段濾波器和第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADCl，其中，第一分波段濾波器將參考信號(hào) u(t)進(jìn)行帶通濾波后送ADCl進(jìn)行射頻直接采樣，得到數(shù)字信號(hào)u(n)送數(shù)字信號(hào)處理單元的 u(n)輸入端。注意，這里的參考信號(hào)u(t)與干擾信號(hào)d(t)同源。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，所述誤差射頻取樣電路 具體包括:耦合器、第二分波段濾波器以及第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2,其中，耦合器將耦合的誤 差信號(hào)e(t)送給第二分波段濾波器，第二分波段濾波器將對(duì)誤差信號(hào)e(t)進(jìn)行帶通濾波后 送入ADC2，ADC2對(duì)濾波后的誤差信號(hào)進(jìn)行射頻直接采樣得到e(n)，并送數(shù)字信號(hào)處理單元 的e(n)輸入端。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，所述射頻抵消輸出電路 具體包括:DAC電路、可調(diào)衰減器、第一放大器、第三分波段濾波器、第二放大器，功率合路器 或耦合器，其中，數(shù)字信號(hào)處理單元產(chǎn)生的數(shù)字反相估計(jì)干擾信號(hào)-以〃)通過(guò)DAC電路直接 變換到射頻，再通過(guò)可調(diào)衰減器、第一放大器調(diào)整到合適的電平，并通過(guò)第三分波段濾波器 進(jìn)行濾波，濾除帶外雜散，最后一級(jí)功率第二放大器將信號(hào)放大到足夠大的功率，得到估計(jì) 的反相干擾抵消信號(hào)，反相干擾抵消信號(hào)與干擾信號(hào)d(t)通過(guò)合路器進(jìn)行功率 合路后輸出給誤差射頻取樣電路。5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，所述數(shù)字信號(hào)處理單元 具體包括:第一并行FIR(Finite impulse response)濾波器PFIRl(Parallel FIR)、校正單 元、LMS自適應(yīng)濾波器，其中，所述校正單元具體包括：第一延時(shí)單元、第二延時(shí)單元、RLS (Recursive least-square，遞歸最小二乘）自適應(yīng)濾波電路、第二并行FIR濾波器PFIR2,校 正單元工作時(shí)，開(kāi)關(guān)打在cal位置，參考信號(hào)u(n)來(lái)自校正用噪聲源，經(jīng)過(guò)第一延時(shí)單元和 第二延時(shí)單元進(jìn)行兩次延時(shí)后輸出給RLS電路的xn輸入端。同時(shí)，干擾輸入信號(hào)d(t)斷開(kāi)， 得到的誤差取樣信號(hào)e(n)送RLS電路的dn端，經(jīng)RLS電路計(jì)算加權(quán)系數(shù)W r，由此得到校正系 數(shù)矢量coef送PFIR2,校正過(guò)程結(jié)束。正常工作模式時(shí)，所有開(kāi)關(guān)位置打在normal位置，與干 擾信號(hào)d(t)相關(guān)的參考信號(hào)u(n)經(jīng)第一延時(shí)單元延時(shí)，得到u(n-ml)信號(hào)送PFIR2與權(quán)系數(shù) coef進(jìn)行并行FIR濾波運(yùn)算后送入LMS自適應(yīng)濾波器;LMS自適應(yīng)濾波器進(jìn)行自適應(yīng)濾波計(jì) 算后得到自適應(yīng)濾波系數(shù)W，然后送入第一并行FIR濾波器PFIRl作為濾波器系數(shù)，與參考信 號(hào)u(n)進(jìn)行并行FIR計(jì)算后再進(jìn)行相位取反，生成反相的干擾估計(jì)數(shù)字信號(hào)并將 -輸出給射頻抵消電路。6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，根據(jù)如下公式計(jì)算得到 所述延時(shí)線的延時(shí)參數(shù)dlyl: 由于干擾信號(hào)d(t)與參考信號(hào)u(t)同源，假定進(jìn)入干擾抵消器的u(t)信號(hào)比d(t)信號(hào) 相位延遲Tdelta-dll，則dlyl按下式計(jì)算： dlyl - Tdelta-du+T^^夠鼓路+TADCi + TpFIRl+TQther+TDAC+T輔出|夠鼓路 其中，是第一分波段濾波器的群延時(shí)；tADQ是ADCl的轉(zhuǎn)換延時(shí)；τρρ皿是第一并 行濾波器PFIRl的計(jì)算延時(shí)；Tcither是該支路其它處理延時(shí)；tdac是DAC的轉(zhuǎn)換延時(shí)；各包 括衰減器、第三分波段濾波器、第一放大器、第二放大器等射頻抵消輸出電路的延時(shí)。7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，根據(jù)如下公式計(jì)算所述 第一延時(shí)單元的延時(shí)參數(shù)dly2: 從u(n)點(diǎn)開(kāi)始進(jìn)入第一并行濾波器PFIRl的數(shù)字信號(hào)處理通路到DAC輸出，進(jìn)入射頻抵 消輸出支路到功率合路器、耦合器，進(jìn)入誤差射頻取樣電路止，延時(shí)參數(shù)dly2按采樣時(shí)鐘的 周期數(shù)ml計(jì)算：其中，Tcdk是采樣時(shí)鐘(所有ADC、DAC的采樣時(shí)鐘頻率相同）的周期；TPFIR1是第一并行FIR 濾波器PFIRl的處理時(shí)延;Tcither是該支路數(shù)字信號(hào)處理的其他延時(shí)；τΜ頓娜包括衰減器、第 三分波段濾波器、第一放大器、第二放大器、合路器、耦合器等射頻支路的延時(shí)各包 括第二分波段濾波器的群延時(shí)； TADC2是ADC2的轉(zhuǎn)換延時(shí);N是FPRI2濾波器的抽頭數(shù)，這里取 延時(shí)的中間值;Γ 1表示向上取整。8. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，根據(jù)如下公式計(jì)算所述 第二延時(shí)單元的延時(shí)參數(shù)dly3: 延時(shí)參數(shù)dly3僅在進(jìn)行非線性群延時(shí)校正時(shí)使用，它就是第二并行濾波器PFIR2的處 理時(shí)延，dly3用采樣時(shí)鐘的周期數(shù)表示：其中Tpf1R2是第二并行濾波器PFIR2的處理時(shí)延，Tcak是采樣時(shí)鐘的周期。9. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，根據(jù)如下公式計(jì)算數(shù)字 信號(hào)估計(jì)值-冰小 ff(n+l)=ff(n)+yu(n)e(n) 其中，W(n)是當(dāng)前時(shí)刻(樣點(diǎn)）自適應(yīng)濾波器系數(shù)，W(n+1)是下一時(shí)刻自適應(yīng)濾波器系 數(shù);u(n)表示u(n)信號(hào)的N階矢量，μ為濾波器系數(shù)調(diào)整的步進(jìn)量，它影響系數(shù)的誤差性能、 收斂速度和穩(wěn)定性，是一個(gè)大于零的正數(shù)，其上限應(yīng)滿足以下條件：其中，？11是11(11)輸入平均功率，N是自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)，也就是說(shuō)輸入功率越大，濾 波器的抽頭數(shù)越高，μ值應(yīng)越小，實(shí)際可按工程經(jīng)驗(yàn)取值;e(n)是輸入干擾信號(hào)與其估計(jì)值 之差，即其中，ADC□表示A/D轉(zhuǎn)換;DAC□表示D/A轉(zhuǎn)換;d (t)是干擾輸入信號(hào)；-?/)是反相干擾 信號(hào)的估計(jì)值，它通過(guò)數(shù)字域的反相估計(jì)值-以》；)經(jīng)D/A變換后獲取;u(n)是與干擾信號(hào)相 關(guān)(coherent)的參考信號(hào)，通過(guò)對(duì)參考模擬輸入信號(hào)進(jìn)行A/D變換后獲得，注意，計(jì)算d(n) 時(shí)所有開(kāi)關(guān)打在norma 1位置，此時(shí)，u (η)信號(hào)是LMS輸入端un的信號(hào)； 由當(dāng)前的W(n)值計(jì)算干擾信號(hào)的估計(jì)值假設(shè)N個(gè)權(quán)系數(shù)為： ff(n) = [ff〇(n) ,ffi(n),......,Wn-ι(η) ]τ 其中T表示轉(zhuǎn)置，則經(jīng)并行FIR濾波PFIRl，得到干擾信號(hào)的估值：這里采用無(wú)延時(shí)LMS自適應(yīng)濾波，即上式中u(n)信號(hào)不是取自LMS輸入端un的，而是 PFIRl輸入端un。10.根據(jù)權(quán)利要求5所述的射頻數(shù)字化干擾抵消器，其特征在于，根據(jù)如下公式計(jì)算得 到非線性群延時(shí)校正系數(shù)coef:y(n)=ffr(n-l)x(n) e r(rn) =d(n)-y(n) Wr (n)=ffr(n-l)+kH(n)err(n) P(n) = λ_1Ρ(η-1 )-A_1k(n)xH(n)P(n-l) 其中，x(n)為RLS電路輸入端xn信號(hào)；d(n)為RLS電路輸入端dn信號(hào)，所有開(kāi)關(guān)設(shè)置在 cal位置，噪聲源從參考射頻支路輸入給數(shù)字信號(hào)處理單元的u(n)輸入端，同時(shí)，斷開(kāi)干擾 信號(hào)d(t)輸入;λ為遺忘因子，可取l;k(n)為增益矢量;y(n)為RLS濾波器輸出；err(n)為RLS 的誤差輸出;Wr(n)為濾波器抽頭估計(jì)矢量，其抽頭數(shù)與LMS自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)N相等;P (η)是相關(guān)矩陣的逆矩陣;err(n)穩(wěn)態(tài)時(shí)應(yīng)接近0,取穩(wěn)態(tài)時(shí)的Wr(n)值即為校正因子coef。
【文檔編號(hào)】H04B17/336GK105933015SQ201610538166
【公開(kāi)日】2016年9月7日
【申請(qǐng)日】2016年7月6日
【發(fā)明人】陳順陽(yáng), 楊小牛, 張琦, 成煒, 符超
【申請(qǐng)人】中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第三十六研究所