專利名稱：驅動如放電燈的電感負載的諧振功率轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總體涉及適合用于以高頻率驅動電感負載的功率轉換器。本發(fā)明具體地涉及用于電感耦合的氣體放電燈的驅動器。
背景技術：
為了驅動電感負載，E類放大器具有基本能夠以高效率在高工作頻率工作的適當設計。圖1中示出了它的基本設計。主電感器Ll與可控開關Ql串聯連接；Ll與Ql之間的節(jié)點被指示為第一節(jié)點A。該開關典型地被實現為M0SFET。電感器Ll的自由端子連接到 DC電源的正端子，并且開關Ql的自由端子連接到該電源的負端子。Cdsl指示與第一開關 Ql并聯的電容；它典型地包括MOSFET Ql的非線性寄生漏源電容以及并聯設置的外部電容器，該外部電容器具有比所述非線性寄生漏源電容高得多的電容，以便盡可能降低非線性寄生漏源電容的影響。負載10被示出為包括負載電阻11和負載電感12的串聯組合。在第一節(jié)點A與負載10的第一輸入端子13之間，連接了串聯電容器Csl和串聯電感器Lsl 的串聯設置。負載10的第二端子14連接到負電源端子。電感器Ll的電感具有高值，使得在節(jié)點A處的輸入端可被認為是恒定電流源。所述設備具有由串聯電容器Csl和串聯電感器Lsl確定的諧振頻率。在工作中， 開關Ql以50%的占空比接通和切斷，其中開關頻率接近諧振頻率。利用組件及其布局的良好設計，放大器可以具有很低的損失并且因此具有很高的效率，高達超過80%。注意到， 如本領域技術人員所知，適當的設計至少包括零電壓開關和零導數開關(Zero Derivative Switching)。當期望高功率時，優(yōu)選的是使用對稱的推挽設計，如圖2所示。例如在Frederick H. Raab 的文章“Idealized Operation of the Class E Tuned Power Amplifier，，in IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, VOL. CAS-24, NO. 12，DECEMBER 1977，p. 725 中公開了這種推挽設計。在這種推挽設計中，放大器包括連接在正與負電源端子之間的第二主電感器L2和第二可控開關Q2的第二串聯設置；在L2與Q2之間的節(jié)點被指示為第二節(jié)點B。Cds2指示與第二開關Q2并聯的電容；它典型地包括MOSFET Q2的非線性寄生漏源電容以及并聯設置的外部電容器，該外部電容器具有比所述寄生漏源電容高得多的電容， 以便盡可能降低非線性寄生漏源電容的影響。負載10的第二端子耦合到第二節(jié)點B，其中， 出于對稱的原因，第二串聯電容Cs2和第二串聯電感L2的第二串聯設置連接在第二節(jié)點B 與負載10之間。在該標準設計中，第二開關Q2以相對于第一開關Ql的180°相位差被控制。

發(fā)明內容
在商品化的燈驅動器中，期望的是具有廉價的組件。正常情況下，市場上可買到的開關、柵電容和電阻具有較大的值，這導致功率的損失，該損失與開關頻率成比例。通常期望的是，盡可能增加電氣和電子裝置的總效率，換言之盡可能減少功率損失。因此，本發(fā)明的目的是，改進上述E類功率放大器設計，以提供潛在地能夠具有增加的效率的成本有效的轉換器。根據一個重要方面，本發(fā)明偏離了開關頻率應當接近輸出頻率的設計規(guī)則。相比之下，本發(fā)明提出了輸出頻率是開關頻率的三倍。因此，在保持輸出頻率的同時，降低了開關頻率，從而導致開關階段中功率損失減少。進一步的有利的詳述在從屬權利要求中提及。


本發(fā)明的這些和其他方面、特征和優(yōu)點將通過下文參照附圖對一個或多個優(yōu)選實施例的描述來進一步解釋，在附圖中相同的參考數字指示相同或相似的部分，并且在附圖中
圖1示意性示出單端E類放大器的原理圖； 圖2示意性示出推挽E類轉換器的原理圖3示意性示出根據本發(fā)明的針對諸如燈之類的負載具有足夠高電感的情況的推挽轉換器的圖4是示出在PCB上的根據本發(fā)明的推挽轉換器的組件的地形布局的示意性頂視圖； 圖5是示出根據本發(fā)明的推挽轉換器的效率的測量實驗結果的曲線圖； 圖6和7示出說明不同的實施例的公差(tolerance)的曲線圖。
具體實施例方式為了驅動電感耦合的氣體放電燈，一方面相對于放電效率且另一方面相對于EMI/ EMC限制的適當輸出頻率為13. 56MHz。典型地，在氣體放電燈的情況下，負載的電感足夠高，以使得Lsl和Ls2可以省略。 圖3中示出了所得的電路1。在不可避免的物理電路中，Cp指示在節(jié)點A和節(jié)點B之間添加的并聯濾波器電容。電容Cp可以被認為在電容Cdsl和Cds2中被吸收。用于控制開關Ql和Q2的控制器在30處指示?？刂破?0生成用于開關Ql和Q2 的控制信號，使得每個開關以作為期望的輸出頻率的三分之一的開關頻率接通和切斷，即開關頻率等于4. 52MHz。該接通/切斷切換導致可以通過方波信號近似的電流信號，或者如果用于避免開關損失的信號邊緣的有限上升時間和下降時間被考慮，則導致梯形波信號， 該梯形波信號涉及具有大含量的第三次諧波頻率的頻譜。注意到，所述電路包括具有兩個不同諧振頻率的兩個諧振電路，假設該電路是對稱的。一個諧振是由負載10結合串聯電容器Csl和Cs2提供的串聯諧振。另一個諧振是由主電感器Ll和對應的開關Ql的漏電容Cdsl提供的并聯諧振。注意到，類似的諧振是由第二主電感器L2和在第二開關Q2處的漏電容Cds2提供的并聯諧振，但是在電路的良好的對稱設計的情況下，該第二并聯諧振具有相同并聯諧振頻率。當然，有可能計算單獨的電路的串聯諧振頻率和并聯諧振頻率。然而，所述諧振電路相互影響，并且如本領域技術人員應當清楚，給出將整個電路1的總諧振頻率表達為所述兩個諧振頻率的函數的通用公式是困難的且不是特別令人啟迪的。為獲得13. 56MHz的輸出頻率，一種直觀方法可能是將串聯諧振電路和并聯諧振
5電路調諧到該頻率。然而，并聯諧振電路在其諧振頻率處具有很高的(理論上無窮的)阻抗， 并且如果串聯諧振電路(已針對相同的頻率調諧)連接到該并聯諧振電路，則它不過濾任何事物。這不是所期望的，因為其意圖是這些電路形成用于開關頻率的第三次諧波的帶通濾波器。發(fā)明人已經發(fā)現，電路1的適當設計涉及接近(但不等于)13. 56MHz的期望輸出頻率的串聯諧振頻率以及大約8MHz量級的并聯諧振頻率。Csl和Cs2適于設置基本等于期望值的串聯諧振頻率。主電感器Ll [和L2]的電感被選擇成使得電路Ll/Cdsl [和L2/Cds2]的并聯諧振頻率基本等于期望值。發(fā)明人通過仿真和計算已經發(fā)現，對于具有2. 2 μ H電感的300W電感燈的情況，若干組件的最優(yōu)值如下
L1=L2 = 550nH Cdsl = Cds2 = 600 pF Csl = Cs2 = 66 pF
發(fā)明人已經發(fā)現，在實現盡可能高的效率方面，主電感器Ll和L2的仔細設計是重要的。這涉及單獨的電感器的設計以及涉及在實際設備中電感器相對于彼此的物理設置。當設計單獨的電感器時，除電感值之外，重要的邊界條件是電感器的尺寸、低損失和低外部磁場。在適用于300W轉換器的測試設計中，計算出電感器應當具有550nH的電感。 該電感器被設計成具有環(huán)形(toroid shape)的7個薄銅帶的繞組。該帶的寬度為6. 35mm 且厚度為127μπι ；由于趨膚效應(skin effect)的原因，這使損失最小化，考慮到趨膚深度 (skin d印th)被計算為大約31μπι。線圈的核心體由非鐵材料制成以使得該核心可能被認為是空氣核心，該核心體具有圓柱形狀，其中外直徑為50mm，內直徑為20mm，且高度42mm。注意到，小變化是可能的；然而，所述設計被認為是最優(yōu)折衷。如果內直徑減小， 則所述圓環(huán)的內部空間中兩個相鄰繞組之間的距離減小，使得接近損失的影響增加。如果內直徑增加，則每個繞組所圍繞的表面積減小，這將通過增加高度和/或外直徑來補償。同樣，如果繞組數量增加，則所述圓環(huán)的內部空間中的兩個相鄰繞組之間的距離減小，而如果繞組數量減少，則所述表面積將會增加。同樣，如果銅帶的寬度增加，則接近損失的影響增加，而如果銅帶的寬度減小，則電感器的歐姆電阻增加。而且，對于所述核心體(core body)，有可能使用磁性材料，但是已經發(fā)現這樣的線圈設計將會具有更高的內部損失。
每個電感器不可避免的具有一些雜散磁場。對于最優(yōu)操作，期望的是與其他電路組件的磁耦合盡可能被最小化。然而，在實際設備中，線圈與其他組件之間的距離不可能隨意選擇更高連接導線的長度和設備的總體積(bulkiness)必須保持在一定限度內。在具有兩個線圈的推挽轉換器的情況下，為了最小化與其他電路組件的磁耦合，本發(fā)明提出當這兩個線圈靠得很近(close together)設置時，采取特殊措施。發(fā)明人已經發(fā)現，對于最優(yōu)操作，線圈的確切電感值是重要的。當所述兩個線圈靠得很近設置時，它們具有相互磁耦合，這將有效改變它們的電感值。為了減少這些問題，本發(fā)明提出，在實際實現中電路組件的布局盡可能對稱地構成。圖4是PCB 43的示意性頂視圖，其示意性示出負載的一側上組件(即Ql等)的地形位置41和負載的另一側上組件(即Q2等)的地形位置42。該圖示出所述設置相對于中心平面44是鏡面對稱的。這不僅僅涉及定位本身。關于PCB上的位置，兩個線圈Ll和L2相對于該中心平面44對稱地設置，鄰近對應的地形位置41、42，且它們的中心軸平行于中心平面44并垂直于載體PCB 43。而且，這兩個線圈Ll和L2相互不同，但是它們鏡面對稱地纏繞，并且它們相對于它們各自的中心軸的物理取向(即它們的角取向)使得它們各自的繞組實際上相對于彼此鏡面對稱地定位，如箭頭所示意性指示。而且，所述兩個線圈以相互相反的方式電連接，如圖3中虛線所指示。在單端設計(參見圖1)的情況下，顯然只有一個開關。這種單端設計是本發(fā)明的一個實施例。然而，在優(yōu)選地推挽實施例(圖3)中，有兩個開關Ql和Q2。在標準的E類放大器(圖2)中，控制器30將生成其用于兩個開關Ql和Q2的控制信號，使得這兩個開關之間存在180°的相位差，即這些開關分別交替地接通/切斷和切斷/接通。然而，本發(fā)明人已經認識到，在所提出的圖3的設計中，利用所提出的對開關頻率的第三次諧波(third harmonic)的使用，有可能使用不同于180°的相位差，并且發(fā)明人已經研究了該相位差的影響。所述轉換器的原型是根據上述參數建成的。改變用于兩個開關Ql和Q2的控制信號之間的相位差被改變，并且測量所得的效率。圖5是針對零與180°之間的相位差示出結果的曲線圖(注意，電路是對稱的)。所述水平軸示出以度為單位的相位差，而所述豎直軸示出以百分比為單位的效率(輸出功率對輸入功率)。對于180°的“正常”相位差，已經發(fā)現， 所述效率為高達92. 09%。令人驚訝的是，已經發(fā)現，所述效率在60°的相位差處甚至稍高 (92.44%)。盡管這僅僅好像是小的改進，但是這是重要的改進。對于單獨的300W燈，它涉及功率損失減小2. 3W。注意到，本發(fā)明的這個方面所提供的改進不僅僅在恰好60°的相位差處出現。在 60°處的局部最大值相對較寬，使得圍繞60°的一定相位差范圍，所述效率實際上高于 180°處；例如，在的相位差處，所述效率仍然被發(fā)現為92. 16%。而且，注意到，確切的最大值在稍低于60°的相位差處獲得，但是這被認為是由于測試電路中的不完善引起的。本發(fā)明的范圍內的一個實施例涉及等于180°或在靠近180°的一個范圍內的相位差。從圖5可以看出，效率最大值相對較寬對于從大約165°到大約195°的范圍，所述效率至少高于90%，換言之，在相位差增加/減小大約8%的情況下所述效率下降大約1。出乎意料的是，發(fā)明人已經發(fā)現，相位差等于60°或在靠近60°的一個范圍內甚至具有更好的效率。對于從大約45°到大約70°的范圍，所述效率至少高于90%，換言之在相位差增加/減小大約20%的情況下所述效率下降大約1。發(fā)明人已經研究了，電路對變化的組件值的敏感度，換言之組件的公差。圖6示出針對被設置為等于60°的相位差的結果，且圖7示出針對被設置為等于180°的相位差的結果。每個圖示出對應于某個組件的四個曲線圖A、B、C、D。在每個曲線圖中，豎直軸表示以百分比為單位的效率(注意不同的標度，且注意零的位置)，并且水平軸表示相對于上文給出如最優(yōu)的值而標準化的組件值。豎直的虛線指示，何時開關兩端的電壓降將變得太高 (被取為由制造商指定的容許電壓的83%)。例如，在圖6中，曲線圖A示出，對于被設置為等于60°的相位差，在效率下降到低于擬％之前，主電感Ll和L2可以被改變大約-20%到大約+10%，但是實際可獲得的范圍是相對于550nH的最優(yōu)值而言從大約-8%到大約+8%。對于設置為等于180°的相位差，圖 7的曲線圖A示出開關兩端的電壓降不會形成對在更大范圍改變主電感Ll和L2的障礙電感可以增加大約20%，并且好像在減少電感時不存在限制。然而，該圖還示出當電感被改變時效率下降得快得多當主電感Ll和L2可以增加或減少大約10%時，效率下降到大約 91. 7%。而且當主電感Ll和L2在從-10%到+10%范圍內改變時，在60°處的效率總是高于在180°處的效率。曲線圖B涉及負載(即燈)的電感，標稱最優(yōu)值為2. 2 μ H?？梢钥闯?，與設置為等于60°的相位差相比，對于設置為等于180°的相位差，可獲得的變化范圍更寬，只要開關兩端的電壓降的限制因素被考慮負載電感在180°處可以從大約-8%到大約8%變化，并且在60°處僅僅可以從大約-6%到大約6%變化。然而，當負載電阻從大約-6%到大約6% 變化時，在60°處的效率總是高于在180°處的效率。曲線圖C涉及漏電容Cdsl和Cds2，標稱值為600pF。可以看出，對于設置為等于 180°的相位差，開關兩端電壓降好像不提供任何限制，而對于設置為等于60°的相位差的情況，所述電容應當不改變超過-10%或超過+30%。然而，還可以看出，在相位差被設置為等于180°的情況下，與60°相比，所述效率下降得快得多。對于設置為等于60°的相位差， 在效率下降到低于擬％之前漏電容可以改變大約-10%到大約+15%，而如果在相位差被設置為等于180°的情況下漏洞容改變大約-10%或大約+15%，則所述效率下降到91. 6%。對于從大約-10%到大約+15%的整個范圍，在60°處的效率總是高于在180°處的效率。曲線圖D涉及串聯的電容Csl和Cs2，標稱最優(yōu)值為66pF?？梢钥闯?，對于設置為等于180°的相位差，與設置為等于60°的相位差相比，可獲得的變化范圍更寬，只要開關兩端的電壓降的限制因素被考慮負載電感在180°處可以從大約-8%到大約8%變化，而在60°處僅僅可以從大約-6%到大約6%變化。然而，當負載電阻從大約-6%到大約6%變化時，在60°處的效率總是高于在180°處的效率。因此，發(fā)明人已經證實，對于組件公差的寬范圍，與60°的相位差相比，60°的相位差提供更好的效率。因此，本發(fā)明提供用于驅動電感負載的諧振功率轉換器1，其被設計用于在 13. 56MHz的工作頻率下工作，并且包括
-連接到DC電壓源DC的第一電感器Ll和第一可控開關Ql的串聯設置； -連接到所述DC電壓源DC的第二電感器L2和第二可控開關Q2的串聯設置； -與第一可控開關Ql相關聯的第一并聯電容Cdsl ； -與第二可控開關Q2相關聯的第二并聯電容Cds2 ； -用于驅動開關Ql、Q2的控制器30 ； -該負載耦合在所述節(jié)點A、B之間；
-所述開關以50%的占空比在導電狀態(tài)與非導電狀態(tài)之間交替； -開關頻率Psw是所述工作頻率的三分之一。盡管已經在附圖和前面的描述中圖示并描述了本發(fā)明，但是本領域技術人員應當清楚這樣的圖示和描述被認為是說明性的或示范性的而非限制性的。本發(fā)明不限于所公開的實施例；相反，若干種變型和修改有可能在如所附權利要求定義的本發(fā)明的保護范圍內。通過研究附圖、公開和所附的權利要求，在實踐要求保護的本發(fā)明時，本領域技術人員能夠理解并實現對所公開的實施例的其他變型。在權利要求中，詞語“包括”不排除其他元件或步驟，且不定冠詞“一”不排除多個。單個處理器或其他單元可以實現權利要求中敘述的若干項功能。在相互不同的從屬權利要求中敘述某些措施的起碼事實并不表示這些措施的組合不能被使用以獲利，權利要求中的任何附圖標記不應當解釋為限制范圍。
在上文中，已經參考框圖解釋了本發(fā)明，這些框示了根據本發(fā)明的設備的功能塊。應當理解，這些功能塊中的一個或多個可以在硬件中實現，其中這樣的功能塊的功能由單獨的硬件組件執(zhí)行，但是這些功能塊中的一個或多個也可能在軟件中實現，以使得這種功能塊的功能通過計算機程序的一個或多個程序行或可編程設備(比如微處理器、微控制器、數字信號處理器等)執(zhí)行。
權利要求
1.用于驅動具有第一輸入端子(13)和第二輸入端子(14)的電感負載的諧振功率轉換器(1)，該轉換器被設計用于在13. 56MHz的工作頻率(Fop)下工作，并且包括-連接到DC電壓源(DC)的第一電感器(Li)和第一可控開關(Ql)的串聯設置；-連接到所述DC電壓源(DC)的第二電感器(L2)和第二可控開關(Q2)的串聯設置，其中第二電感器(L2)與第一電感器(Li)連接到相同的電壓源端子；-與第一可控開關(Ql)相關聯的第一并聯電容(Cdsl);-與第二可控開關(Q2)相關聯的第二并聯電容(Cds2);-用于驅動開關(Ql，Q2)的控制器(30)；-其中第一負載輸入端子(13)耦合到在第一電感器(Li)與第一可控開關(Ql)之間的節(jié)點(A)；-其中第二負載輸入端子(14)耦合到在第二電感器(L2)與第二可控開關(Q2)之間的節(jié)點(B)；-其中控制器(30)被設計成生成用于第一和第二可控開關(Q1，Q2)的控制信號，使得每個可控開關(Ql，Q2)以50%的占空比在導電狀態(tài)與非導電狀態(tài)之間交替；-其中控制器(30)被設計成將所述開關(Q1，Q2)的開關頻率(Psw)設置為所述工作頻率(Fop)的三分之一或者為接近所述工作頻率(Fop)的三分之一的值。
2.根據權利要求1的轉換器，其中所述兩個電感器(L1，L2)以相互相反的方式電連接。
3.根據權利要求1的轉換器，其中所述兩個電感器(Li，L2)相對于彼此鏡面對稱地設計，并且以相對于載體PCB (43)的中心平面(44)鏡面對稱的方式被安裝在載體PCB (43) 上。
4.根據權利要求1的轉換器，其中每個電感器(L1，L2)由纏繞在環(huán)形塑料線圈體(46) 上薄銅帶(45)構建，并且其中所述兩個電感器(Li，L2)安裝在載體PCB (43)上且它們的中心軸相互平行。
5.根據權利要求1的轉換器，進一步包括串聯連接在所述第一負載輸入端子(13)與所述第一節(jié)點(A)之間的第一串聯電容器(Csl)，以及串聯連接在所述第二負載輸入端子 (14)與所述第二節(jié)點(B)之間的第二串聯電容器(Cs2)。
6.根據權利要求5的轉換器，所述兩個串聯電容(Csl，Cs2)具有相互基本相等的電容值，其被選擇用于將串聯諧振頻率設置為接近所述工作頻率的值。
7.根據權利要求6的轉換器，其中所述兩個電感器(Li，L2)具有相互基本相等的電感值，并且其中所述兩個開關(Q1，Q2)具有相互基本相等的并聯電容值(Cdsl，Cds2)。
8.根據權利要求7的轉換器，其中所述兩個電感器(Li，L2)的電感被選擇以將由電感器(Li ；L2)和并聯電容(Cdsl ；Cds2)的組合形成的電路的并聯諧振頻率設置為大約8MHz 量級的值。
9.根據權利要求5-8中任一項的轉換器，對于具有2.2 μ H電感的負載，其中Ll = L2 = 550 ηΗCdsl = Cds2 = 600 pFCsl = Cs2 = 66 pF。
10.根據前述權利要求中任一項的轉換器，其中控制器(30)被設計成生成它的用于第一和第二可控開關(Ql，Q2)的控制信號，該第一和第二可控開關具有等于180°或接近180°的相互相位差Δ φ。
11.根據前述權利要求1-9中任一項的轉換器，其中控制器(30)被設計成生成它的用于第一和第二可控開關(Ql，Q2)的控制信號，該第一和第二可控開關具有等于60°或接近 60°的相互相位差Δ φ。
12.用于操作根據前述權利要求1-9中任一項的轉換器的方法，該方法包括以下步驟 適應性調節(jié)控制器(30)以生成它的用于第一和第二可控開關(Q1，Q2)的控制信號，該第一和第二可控開關具有等于60°或接近60°的某個相互相位差Δ φ ；在圍繞60°的小范圍內改變相位差Δ φ，針對每個選定的相位差Δ φ的值確定轉換器的效率，并且因此確定所述范圍內轉換器的效率最高的最優(yōu)相位差值；適應性調節(jié)控制器(30)以生成它的用于第一和第二可控開關(Q1，Q2)的控制信號，該第一和第二可控開關具有等于180°或接近180°的某個相互相位差Δ φ ；在圍繞180°的小范圍內改變相位差Δ φ，針對每個選定的相位差Δ φ的值確定轉換器的效率，并且因此確定所述范圍內轉換器的效率最高的最優(yōu)相位差值；確定針對在所述圍繞60°范圍內的最優(yōu)相位差值的轉換器最大效率是否高于針對在所述圍繞180°范圍內的最優(yōu)相位差值的轉換器最大效率，且如果是，操作轉換器，其中控制器(30)適于生成它的用于第一和第二可控開關(Q1，Q2)的控制信號，第一和第二可控開關(Ql，Q2)具有在所述圍繞60°范圍內的所述最優(yōu)相位差值。
全文摘要
一種用于驅動諸如電感耦合的氣體放電燈的電感負載的諧振功率轉換器(1)，被設計用于在13.56MHz的工作頻率(Fop)下工作，并且包括連接到DC電壓源(DC)的第一電感器(L1)和第一可控開關(Q1)的串聯設置；-連接到所述DC電壓源(DC)的第二電感器(L2)和第二可控開關(Q2)的串聯設置；與第一可控開關(Q1)相關聯的第一并聯電容(Cds1)；與第二可控開關(Q2)相關聯的第二并聯電容(Cds2)；用于驅動開關(Q1，Q2)的控制器(30)；該負載耦合在所述節(jié)點(A，B)之間；該開關以50%的占空比在導電狀態(tài)與非導電狀態(tài)之間交替；-開關頻率(Psw)是所述工作頻率(Fop)的三分之一。
文檔編號H05B41/24GK102428760SQ201080021903
公開日2012年4月25日 申請日期2010年5月18日 優(yōu)先權日2009年5月20日
發(fā)明者A. M. 亨德里克斯 M., 格里茨 T. 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司