專利名稱：半導體發(fā)光元件的點亮裝置及使用了該裝置的照明器具的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及如發(fā)光二極管(LED)那樣的半導體發(fā)光元件的點亮裝置以及使用了該點亮裝置的照明器具。
背景技術：
根據專利文獻I (美國專利第7，071，762號公報)，提出了一種在利用開關電源對輸入直流電源進行電力變換而向LED供給直流電流的LED照明裝置中，通過以低頻使開關電源的高頻動作間歇地停止的突發(fā)(burst)調光控制，來對LED進行調光的方案。而且，還提出了一種接收LED中流過的電流的檢測值，對以低頻使開關電源的高頻動作間歇地停止的期間進行反饋控制的方案(參照該文獻的權利要求20、圖11)。專利文獻I :美國專利第7，071，762號公報(權利要求20、圖11) 本發(fā)明要解決的技術問題在專利文獻I的技術中，將開關電源以連續(xù)模式(參照該文獻的圖12)動作作為前提，為了避免電感器的磁飽和，需要對電感器中流過的電流的峰值進行限制的控制機構。另一方面，如果采用在開關元件截止時電感器中流過的電流變?yōu)榱阒?，經過規(guī)定的休止期間使開關元件導通的不連續(xù)模式，則不僅能夠簡化控制電路，而且通過與開關元件的導通期間相比將截止期間設定得極長，能夠以非常微弱的光輸出穩(wěn)定地進行調光點亮(特愿2011-000457號)。但是，在不連續(xù)模式中，存在著雖然低亮度域的調光點亮比較容易實現，但在高亮度域 中亮度域中，由于因半導體發(fā)光元件的發(fā)熱引起的負載特性的變動，導致輸出的變動變大這一問題。

發(fā)明內容
本發(fā)明鑒于這樣的問題而提出，其課題在于，提供一種利用以不連續(xù)模式動作的開關電源，能夠從非常微弱的光輸出到額定點亮為止穩(wěn)定地進行調光點亮的半導體發(fā)光元件的點亮裝置。解決技術問題的手段為了解決上述課題，如圖I所示，本發(fā)明提供的半導體發(fā)光元件的點亮裝置具備對直流電源Vdc進行電力變換，向半導體發(fā)光元件4供給直流電流的DC-DC轉換器3 ;和對DC-DC轉換器3進行控制，調整半導體發(fā)光元件4中流過的電流的大小的調光控制部；其中，上述DC-DC轉換器3至少具備開關元件Ql、電感元件LI和再生二極管Dl，以將開關元件Ql導通時從直流電源Vdc蓄積到電感元件LI的能量在開關元件Ql截止時經由再生二極管Dl釋放，在電感元件LI的能量釋放結束后使開關元件Ql導通的不連續(xù)模式進行動作，上述調光控制部具備通過使開關元件Ql的導通截止動作間歇地停止來調整半導體發(fā)光元件4中流過的電流的突發(fā)調光控制部；檢測半導體發(fā)光元件4中流過的電流或者被施加于半導體發(fā)光元件4的電壓的至少一方的輸出檢測部5a、5b ;和向上述輸出檢測部5a、5b的檢測值接近目標值的方向調整導通截止動作中的開關元件Ql的導通期間的反饋控制部6。在上述半導體發(fā)光元件的點亮裝置中，優(yōu)選上述突發(fā)調光控制部在調光等級的全部范圍使開關元件Ql的導通截止動作間歇地停止。在上述半導體發(fā)光元件的點亮裝置中，優(yōu)選上述突發(fā)調光控制部在調光等級比規(guī)定值低時，使開關元件Ql的導通截止動作間歇地停止。在上述半導體發(fā)光元件的點亮裝置中，優(yōu)選在調光等級比規(guī)定值低時，使向反饋控制部的供電停止。為了解決上述課題，本發(fā)明提供的半導體發(fā)光元件的點亮裝置如圖5所示，具備對直流電源Vdc進行電力變換，向半導體發(fā)光元件4供給直流電流的DC-DC轉換器3 ;和對 DC-DC轉換器3進行控制，調整半導體發(fā)光元件4中流過的電流的大小的調光控制部；其中，上述DC-DC轉換器3至少具備開關元件Ql、電感元件LI和再生二極管Dl，以將開關元件Ql導通時從直流電源Vdc蓄積到電感元件LI的能量在開關元件Ql截止時經由再生二極管Dl釋放，在電感元件LI的能量釋放結束后使開關元件Ql導通的不連續(xù)模式進行動作，上述調光控制部具備通過使開關元件Ql的導通截止動作間歇地停止來調整半導體發(fā)光元件4中流過的電流的突發(fā)調光控制部(晶體管Tr2);檢測半導體發(fā)光元件4中流過的電流或者被施加于半導體發(fā)光兀件4的電壓的至少一方的輸出檢測部5 ;和向上述輸出檢測部5的檢測值接近于目標值的方向，調整使開關元件Ql的導通截止動作間歇地停止的期間的反饋控制部(錯誤放大器EAl)。在上述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置中，優(yōu)選根據將由突發(fā)調光控制部使上述開關元件Ql的導通截止動作間歇地停止的信號平滑化后得到的直流電壓，使開關元件Ql的導通期間或者導通截止周期可變(圖3 (b)、圖5)。在上述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置中，優(yōu)選如圖2所示，將在調光下限附近流過比半導體發(fā)光元件4中流過的電流大的旁通電流的旁通電路(二極管D2+電阻R6)與半導體發(fā)光元件4并聯連接，上述輸出檢測部5b檢測出半導體發(fā)光元件4中流過的電流作為被上述旁通電流提高后的負載電流。為了解決上述課題，提供一種具備上述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置的照明器具。根據本發(fā)明，由于具備通過使開關元件的導通截止動作間歇地停止來調整半導體發(fā)光元件中流過的電流的突發(fā)調光控制部，所以能夠利用以不連續(xù)模式進行動作的開關電源在廣闊的范圍進行調光點亮，并且由于設有對半導體發(fā)光元件中流過的電流或者被施加于半導體發(fā)光元件的電壓的至少一方進行檢測的輸出檢測部，且設置有向其檢測值接近于目標值的方向調整使導通截止動作中的開關元件的導通期間或者開關元件的導通截止動作間歇地停止的期間的反饋控制部，所以能夠從非常微弱的光輸出直到額定點亮為止穩(wěn)定地進彳丁調光點売。


圖I是表示本發(fā)明的實施方式I涉及的半導體發(fā)光元件的點亮裝置的概略結構的模塊電路圖。圖2是本發(fā)明的實施方式2的電路圖。
圖3是本發(fā)明的實施方式3的主要部分電路圖。圖4是本發(fā)明的實施方式4的電路圖。圖5是本發(fā)明的實施方式5的電路圖。圖6是本發(fā)明的實施方式5的動作波形圖。圖7是表示本發(fā)明中使用的DC-DC轉換器的例子的電路圖。圖8是表示本發(fā)明的實施方式7的照明器具的概略結構的剖視圖。
具體實施例方式(實施方式I)
圖I是本發(fā)明的實施方式I涉及的半導體發(fā)光元件的點亮裝置電路圖。輸入直流電源I由濾波電路la、整流電路lb、升壓斬波電路Ic構成，對商用交流電源Vs進行整流平滑，輸出近似一定的輸入直流電壓vdc。控制用電源電路2例如由使用了 iro元件的降壓斬波電路(參照后述的圖4)構成，對輸入直流電壓Vdc進行降壓，生成控制電源電壓Vcc。DC-DC轉換器3是由開關元件Ql、電感器LI、再生二極管Dl、平滑電容器Cl構成的降壓斬波電路(buck converter),開關元件Ql以高頻進行導通(ON)截止(OFF),從而對輸入直流電壓Vdc進行電壓變換后將其輸出。降壓斬波電路的構成是公知的，輸入直流電源I上連接著平滑電容器Cl、電感器LI與開關元件Ql的串聯電路，平滑電容器Cl與電感器LI的串聯電路和再生二極管Dl并聯連接構成閉回路。降壓斬波電路的動作也是公知的，當開關元件Ql導通時，以輸入直流電源I —平滑電容器Cl —電感器LI —開關元件Ql —輸入直流電源I的路徑流動漸增電流，在電感器LI中蓄積能量。當開關元件Ql截止時，基于電感器LI的感應電壓，以電感器LI —再生二極管Dl —平滑電容器Cl —電感器LI的路徑流過漸減電流，電感器LI的能量被釋放出。將在電感器LI的能量釋放結束之前開關元件Ql被導通的動作稱為連續(xù)模式，將在電感器LI的能量釋放結束的定時開關元件Ql被導通的動作稱為閾值模式，將在電感器LI的能量釋放結束后并經過休止期間使開關元件Ql導通的動作稱為不連續(xù)模式。在本發(fā)明中采用不連續(xù)模式，在專利文獻I中使用了連續(xù)模式(參照該文獻的圖12)。DC-DC轉換器3的輸出經由連接器(connector) CN2向半導體發(fā)光元件4供給。半導體發(fā)光元件4例如由LED的串聯電路構成，其負載電壓由電壓檢測電路5a檢測，負載電流由電流檢測電路5b檢測。各檢測電路5a、5b的檢測信號被返回給反饋控制電路6，用于開關元件Ql的控制。對檢測電路5a、5b而言，可以使用其中的任意一方，也可以同時采用兩方。開關兀件Ql基于聞頻振蕩電路7的輸出被以聞頻進行導通截止控制。聞頻振蕩電路7使開關元件Ql導通的時間與使其截止的時間的比率被設定為以不連續(xù)模式進行動作，該不連續(xù)模式是使在開關元件Ql導通時從輸入直流電源I蓄積到電感器LI的能量在開關元件Ql截止時經由再生二極管Dl釋放出，在電感器LI的能量釋放結束后使開關元件Ql導通的模式。在該不連續(xù)模式中，通過在低光束點亮時將開關元件Ql的(導通時間/截止時間)的比率設定得極端小，能夠以極其微弱的光輸出穩(wěn)定點亮。但是，在高亮度域 中亮度域中，由于因半導體發(fā)光元件4的發(fā)熱引起的溫度上升使得元件本身的V-I特性發(fā)生變動，所以若不實施反饋控制，則光輸出無穩(wěn)態(tài)。另一方面，在低亮度域中，由于半導體發(fā)光元件4的發(fā)熱少，所以因溫度上升使得元件的V-I特性發(fā)生變動是有限的。鑒于此，在本實施方式中，在半導體發(fā)光元件4的發(fā)熱比較大的高亮度域 中亮度域中使反饋控制電路6有效，利用反饋控制電路6的輸出對高頻振蕩電路7使開關元件Ql導通的時間幅度進行反饋控制。另外，在低亮度域中，通過使反饋控制電路6的動作停止，并且可以利用調光控制電路8使開關元件Ql的高頻的導通截止動作間歇地停止以便將(導通時間/截止時間)的比率設定得極端小，從而能夠穩(wěn)定地調光點亮成極其微弱的光輸出。調光控制電路8根據來自調光信號電路9的調光電壓進行動作，以便為了在高亮度域 中亮度域中使由檢測電路5a、5b檢測出的信號收斂于目標值而對高頻振蕩電路7使開關元件Ql導通的時間幅度進行反饋控制。另外，在低亮度域中，將高頻振蕩電路7使開 關元件Ql導通的時間幅度設為固定寬度，或者，根據來自調光信號電路9的調光電壓而可 變，并且使開關元件Ql的高頻的導通截止動作間歇地停止的比例根據來自調光信號電路9的調光電壓可變。調光信號電路9具備無極性化電路9a、絕緣電路9b、直流變換電路9c，用于對經由調光信號線從外部接收到的調光信號進行信號變換，輸出調光電壓。從外部接收的調光信號例如是振幅為10V、頻率為IkHz程度的PWM信號。無極性化電路9a例如由全波整流器構成，使調光信號線的連接極性無極性化。絕緣電路％例如由光電耦合器構成，使調光信號線與點亮裝置絕緣。直流變換電路9c例如由平滑電路構成，輸出與作為調光信號的PWM信號的脈沖寬度對應的等級的直流電壓作為調光電壓。在本發(fā)明中，突發(fā)調光控制部構成為含有高頻振蕩電路7與調光控制電路8，調光控制部構成為含有突發(fā)調光控制部、檢測電路5a、5b和反饋控制電路6。以下，參照圖2，對將圖I的基本構成進一步具體化后的實施方式加以例示說明。(實施方式2)圖2是本發(fā)明的實施方式2的電路圖。在本實施方式中，更加具體化表示了圖I的電流檢測電路5b、反饋控制電路6、高頻振蕩電路7的構成。《關于聞頻振湯電路7》高頻振蕩電路7由通用的計時器電路TM1、TM2和其外圍電路構成。第I計時器電路TMl是設定開關元件Ql的導通截止頻率的無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器，第2計時器電路TM2是設定開關元件Ql的導通脈沖寬度的單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。計時器電路TM1、TM2是具有圖3(a)所示的內部構成的公知計時器IC(所謂的555)，例如只要使用瑞薩電子公司(由舊NEC電子所管轄)的y TO5555或者其dual版(UPD5556)或它們的替代品即可。第I管腳是接地端子，第8管腳是電源端子。第2管腳是觸發(fā)端子，若該端子比第5管腳的電壓的一半(通常為電源電壓Vcc的1/3)低，則內部的觸發(fā)器FF基于第I比較器(comparator) CPl的輸出被置位(set),第3管腳(輸出端子)成為High電平，第7管腳(放電端子)成為開路狀態(tài)(日文開放狀態(tài))。第4管腳是復位端子，若該端子變?yōu)長ow電平，則處于動作停止狀態(tài)，第3管腳(輸出端子)被固定為Low電平。第5管腳是控制端子,被內部的泄放(bleeder)電阻(三個電阻R的串聯電路)施加通常為電源電壓Vcc的2/3的基準電壓。第6管腳是閾值(threshold)端子，若該端子比第5管腳的電壓(通常為電源電壓Vcc的2/3)高，則內部的觸發(fā)器FF基于第2比較器CP2的輸出被復位，第3管腳(輸出端子)變成Low電平，第7管腳(放電端子)成為通過內部的晶體管Tr與第I管腳短路的狀態(tài)。第I計時器電路TMl外帶有時間常數設定用的電阻R1、R2和電容器C2，作為無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器進行動作。電容器C2的電壓被輸入到第2管腳 (觸發(fā)端子)和第6管腳(閾值端子)，與內部的基準電壓(電源電壓Vcc的1/3、2/3)進行比較。第5管腳的電壓通過電容器C3被穩(wěn)定化。在電源接通初期，由于電容器C2的電壓比在第2管腳(觸發(fā)端子)進行比較的基準電壓(電源電壓Vcc的1/3)低，所以第3管腳(輸出端子)成為High電平，第7管腳(放電端子)成為開路狀態(tài)。由此，電容器C2被從電源電壓Vcc經由電阻R2、Rl充電。如果電容器C2的電壓變得比在第6管腳(閾值端子)進行比較的基準電壓(電源電壓Vcc的2/3)高，則第3管腳(輸出端子)變?yōu)長ow電平，第7管腳(放電端子)成為與第I管腳短路的狀態(tài)。由此，電容器C2經由電阻Rl放電。若電容器C2的電壓變得比在第2管腳(觸發(fā)端子)進行比較的基準電壓(電源電壓Vcc的1/3)低，則第3管腳(輸出端子)成為High電平，第7管腳(放電端子)成為開路狀態(tài)。由此，電容器C2被從電源電壓Vcc經由電阻R2、R1再次充電。以后反復進行相同的動作。電阻R1、R2與電容器C2的時間常數被設定成第3管腳(輸出端子)的振蕩頻率為數十kHz的高頻。另外，電阻Rl、R2的電阻值被設定成Rl << R2。因此，與經由電阻R2、Rl對電容器C2進行充電的期間(第3管腳的輸出端子為High電平的期間)相比，經由電阻Rl對電容器C2進行放電的期間(第3管腳的輸出端子為Low電平的期間)變得極短。由此，從第I計時器電路TMl的第3管腳(輸出端子)以數十kHz的高頻反復輸出脈沖寬度短的Low電平的脈沖。利用該脈沖寬度短的下降脈沖，每個周期對第2計時器電路TM2的第2管腳觸發(fā)一次。第2計時器電路TM2外帶有時間常數設定用的電阻R3和電容器C4，作為單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器進行動作。當第2計時器電路TM2的第2管腳(觸發(fā)端子)被輸入脈沖寬度短的Low電平的脈沖時，在其下降沿中，第2計時器電路TM2的第3管腳(輸出端子)成為High電平，第7管腳(放電端子)成為開路狀態(tài)。因此，電容器C4經由時間常數設定用的電阻R3被充電。若其充電電壓比在第6管腳(閾值端子)的第2比較器CP2進行比較的基準電壓(第5管腳的電壓)高，則第3管腳(輸出端子)變?yōu)長ow電平，第7管腳(放電端子)成為與第I管腳短路的狀態(tài)。由此，電容器C4瞬時放電。因此，從第2計時器電路TM2的第3管腳輸出的High電平的脈沖信號的脈沖寬度，由將電容器C4從接地電位充電到基準電壓(第5管腳的電壓)所需要的時間決定。該時間的最大值被設定成比第I計時器電路TMl的振蕩周期短。另外，該時間的最小值被設定成比從第I計時器電路TMl的第3管腳輸出的Low電平的觸發(fā)脈沖的脈沖寬度長。從第2計時器電路TM2的第3管腳輸出的High電平的脈沖信號成為開關元件Ql的導通驅動信號。其導通時間幅度能夠由第2計時器電路TM2的第5管腳的電壓控制，第5管腳的電壓越低，其導通時間幅度越短?！斗答伩刂齐娐?》接下來，說明對第2計時器電路TM2的第5管腳的電壓進行控制的反饋控制電路6的構成。反饋控制電路6由運算放大器OPl和其外圍電路構成。在運算放大器OPl的反相輸入端子與輸出端子之間，連接有由電阻Rll、R12和電容器C6構成的反饋阻抗(feedbackimpedance)。運算放大器OPl的正相輸入端子被施加基準電壓Vref。運算放大器OPl的輸出端子的電壓變化成運算放大器OPl的反相輸入端子的電壓與正相輸入端子的電壓(基準電壓Vref) —致。運算放大器OPl的反相輸入端子經由第I輸入電阻R9被輸入電流檢測電路5b的檢測電壓Vdet，并且，經由第2輸入電阻RlO被輸入來自調光控制電路8的調光控制電壓Vdim。由于若調光控制電壓Vdim增加，則運算放大器OPl的輸出電壓降低，經由電阻R13 與二極管D4從第5管腳引出的電流增加，所以第5管腳的基準電壓降低。由此，開關元件Ql的導通時間幅度變短。相反，由于若調光控制電壓Vdim減少，則運算放大器OPl的輸出電壓上升，經由電阻R13與二極管D4從第5管腳引出的電流減少，所以第5管腳的基準電壓上升。由此，開關元件Ql的導通時間幅度變長。另夕卜，由于當調光控制電壓Vdim —定時,在檢測電壓Vdet發(fā)生了變動的情況下，通過與上述同樣的動作，若檢測電壓Vdet增加則開關元件Ql的導通時間幅度變短，相反，若檢測電壓Vdet減少則開關元件Ql的導通時間幅度變長，所以實施反饋控制以便抑制輸出變動。由此，開關元件Ql的導通時間幅度被控制，以便針對調光控制電壓Vdim的大小，成為相應的檢測電壓Vdet。以上的動作在高亮度域 中亮度域的范圍實施，而在低亮度域(例如，相對全部點亮時小于10%的低光束域)中停止基于運算放大器OPl的反饋控制，開關元件Ql的導通時間幅度被固定為最短值，取而代之地，通過使開關元件Ql的高頻的導通截止動作間歇地停止，能夠實施進一步的調光。因此，將調光控制電路8的端子a在低亮度域中設為High電平。若調光控制電路8的端子a變?yōu)镠igh電平，則經由二極管D3向開關元件Q2的控制電極輸入導通驅動信號，開關元件Q2變成導通狀態(tài)。因此，第2計時器電路TM2的第5管腳的基準電壓被固定成由內部的泄放電阻與電阻R13的分壓比決定的最低值，開關元件Ql的導通時間幅度被固定成由運算放大器OPl能夠控制的范圍的最短值。另外，若調光控制電路8的端子a變?yōu)镠igh電平(控制電源電壓Vcc的電平)，則由于經由電阻R14的晶體管Tr4的基極電流被切斷，所以晶體管Tr4為0FF，不對運算放大器OPl供給控制電源電壓Vcc。由此，能夠節(jié)減運算放大器OPl在低亮度域中的多余的消耗電力。其中，優(yōu)選預先設計成調光控制電路8的端子a切換為High電平時的運算放大器OPl的輸出電壓為最低值，即在開關元件Q2導通的前后，二極管D4的陽極電位幾乎不變動。接下來，在從低亮度域的控制返回到中亮度域的控制的情況下，為了使運算放大器OPl再次開始動作，調光控制電路8將端子a切換成Low電平。于是，由于經由電阻R14向晶體管Tr4流動基極電流，所以晶體管Tr4處于ON狀態(tài)，運算放大器OPl被供給控制電源電壓Vcc。另外，由于經由二極管D3供給的導通驅動信號被切斷，所以開關元件Q2被0FF，但希望開關元件Q2暫時繼續(xù)ON狀態(tài)，直到運算放大器OPl的動作充分穩(wěn)定。鑒于此，預先將由電容器C5和電阻R15構成的計時器電路與開關元件Q2的控制電極連接，將其時間常數設定為直到運算放大器OPl的動作充分穩(wěn)定為止的時間程度。由此，隨著電容器C5的電壓降低，開關元件Q2緩慢向OFF狀態(tài)轉移。然后，在開關元件Q2完全OFF的時候，運算放大器OPl的動作穩(wěn)定，通過經由二極管D4向運算放大器OPl的輸出端子引入流過電阻R13的電流，開關元件Ql的導通時間幅度成為被運算放大器OPl控制的狀態(tài)。此外，如果具有若干的滯后特性，以使調光控制電路8的端子a從Low電平向High電平轉移時的調光控制電壓Vdiml、與調光控制電路8的端子a從High電平向Low電平轉移時的調光控制電壓Vdim2的關系成為Vdiml >Vdim2，則能夠避免低亮度域的控制與中亮度域的控制被頻繁切換的現象。接下來，對低亮度域的控制進行說明。如果轉移到低亮度域的控制，則由于調光控制電路8將開關元件Q2固定為ON狀態(tài)，所以開關元件Ql的導通時間幅度被固定為最短值， 為了進一步加強調光，需要延長開關元件Ql的截止時間。因此，通過從調光控制電路8的端子c輸出低頻的PWM信號，將第2計時器電路TM2的第4管腳的電壓以低頻切換為High/Low，來使開關元件Ql的高頻的導通截止動作間歇地休止。端子c在高亮度域 中亮度域中被固定為High電平，第2計時器電路TM2處于總是能夠動作的狀態(tài)。與此相對，在低亮度域中，端子c以低頻切換成High/Low，該Low電平的期間的比例被控制成隨著調光加強(隨著亮度變低)而變長。即，通過在開關元件Ql的導通時間幅度維持最短值的狀態(tài)下，基于突發(fā)調光使開關元件Ql的截止期間不斷增大，將(導通時間/截止時間)的比率控制到極端小的值，從而可以調光點亮成極其微弱的光輸出。公知在如此調光點亮成極其微弱的光輸出的情況下，優(yōu)選與半導體發(fā)光兀件4并列設置流過比點亮電流大的旁通電流的旁通電路(參照特開2011-65922號公報)。鑒于此，在本實施方式中，有效地靈活應用這樣的旁通電路，放大了電流檢測電路5b的可檢測域?！蛾P于電流檢測電路5b》在圖2的電流檢測電路5b中，半導體發(fā)光元件4上并聯連接有二極管D2與電阻R6的串聯電路。也可以將電阻R6置換成恒電流電路。優(yōu)選二極管D2使用具有與晶體管Tr3的基極 發(fā)射極間的二極管近似同等的溫度特性的二極管。通過二極管D2的正向電壓與晶體管Tr3的基極 發(fā)射極間電壓幾乎相抵消，可以取出電流檢測電阻R4的兩端電壓作為基極偏置電阻R5的兩端電壓。電流檢測電阻R4為低電阻，基極偏置電阻R5為高電阻，由于基極偏置電阻R5中流動的電流為其兩端電壓+電阻R5，所以可以向晶體管Tr3流動與電流檢測電阻R4中流動的電流(點亮電流+旁通電流)對應的基極電流。由于與該基極電流對應的集電極電流流過電阻R7、R8的串聯電路，所以能夠在電阻R8的兩端獲得與電流檢測電阻R4的兩端電壓對應的檢測電壓Vdet。若假設沒有由二極管D2與電阻R6的串聯電路構成的旁通電路，則由于作為低電阻的電流檢測電阻R4的兩端電壓隨著點亮電流降低而變得微弱，導致晶體管Tr3的基極 發(fā)射極間二極管不導通，所以難以進行電流檢測。在本實施方式中，通過總向電流檢測電阻R4流過由二極管D2與電阻R6的串聯電路構成的旁通電路的旁通電流，即使點亮電流變小，也能夠提高電流檢測電阻R4的兩端電壓，而且，可以通過二極管D2的正向電壓使晶體管Tr3的基極 發(fā)射極間二極管導通，因此即使負載電流變小，也能夠檢測點亮電流。電流檢測電阻R4本來只要檢測半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流，但在本實施方式中，除了半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流之外，還檢測被二極管D2以及電阻R6的串聯電路中流動的旁通電流提高的電流。但是，由于半導體發(fā)光元件4的負載電壓比較穩(wěn)定，所以旁通電流與點亮電流相比其變動范圍受限，而且，能夠通過將電阻R6置換成恒電流電路等的機構簡單地除去旁通電流的影響，因此實質上能夠檢測點亮電流。此外，在本實施方式中，如上所述那樣，由于在低亮度域(例如，相對全部點亮時小于10%的低光束域)中省略了反饋控制，在點亮電流比旁通電流大的高亮度域 中亮度域的范圍中實施了反饋控制，所以檢測電壓Vdet主要反映了點亮電流，可忽略因旁通電流而提聞的量?！蛾P于調光控制電路8》 圖2的調光控制電路8可以由微型計算機構成。例如，從A/D變換輸入端口讀取由圖I的調光信號電路9輸出的模擬的調光電壓，基于該讀取值并參照內部的存儲表來決定調光控制電壓Vdim，從D/A變換輸出端子b輸出。為了在在高亮度域 中亮度域的范圍中實施與調光控制電壓Vdim對應的反饋控制，預先將端子a設為Low電平，將端子c固定為High電平。在低亮度域中，為了使反饋控制停止，將端子a設為High電平，而且，為了使高頻的導通截止動作以低頻間歇地停止，將端子c以低頻切換成High/Low。其Low電平的期間的比例只要基于從A/D變換輸入端口讀取由圖I的調光信號電路9輸出的模擬的調光電壓而得到的值，并參照內部的存儲表來決定即可。(實施方式3)圖3(b)表示了本發(fā)明的實施方式3的主要部分構成。在本實施方式中，通過在圖2所示的實施方式2中使第I計時器電路TMl的第5管腳的電壓在低亮度域可變，而將開關元件Ql的高頻的導通截止動作的頻率設為可變。為了如上述那樣調光點亮成極其微弱的光輸出，開關元件Ql的高頻的導通截止動作的頻率隨著接近于調光下限而降低的做法是有利的。在圖2的實施方式中，由于第I計時器電路TMl的第5管腳的電壓被固定，所以開關元件Ql的高頻的導通截止動作的頻率固定。與此相對，在圖3(b)所示的變形例中，將電阻Ro和開關元件Q3的串聯電路與和第I計時器電路TMl的第5管腳連接的電容器C3并聯，能夠通過低頻的PWM信號對開關元件Q3進行導通截止控制。低頻的PWM信號只要使用從圖2的調光控制電路8的端子c輸出的信號即可。由于在圖2的調光控制電路8的端子c總是為High電平的狀態(tài)(高亮度域 中亮度域)下，開關元件Q3總是處于導通狀態(tài)，所以第I計時器電路TMl的第5管腳的電壓成為由內部的泄放電阻(參照圖3(a))與外帶的電阻Ro的分壓比決定的電壓，成為比(2/3)Vcc低的電壓。因此，第I計時器電路TMl的振蕩頻率與第5管腳的電壓為(2/3) Vcc的情況相比變高。接下來，當圖2的調光控制電路8的端子c處于以低頻切換成High/Low的狀態(tài)(低亮度域)時，開關元件Q3間歇地成為截止狀態(tài)。隨著開關元件Q3變?yōu)榻刂範顟B(tài)的期間增長、即開關元件Ql的高頻的振蕩動作停止的期間變長，第I計時器電路TMl的第5管腳的電壓朝向(2/3)Vcc不斷上升。因此，第I計時器電路TMl的高頻的振蕩頻率不斷變低。由此，由于開關元件Ql的導通次數減少，所以能夠調光點亮到極其微弱的光輸出。(實施方式4)圖4是本發(fā)明的實施方式4的電路圖。在本實施方式中，降壓斬波電路的開關元件Ql被配置在高電位側，半導體發(fā)光元件4被配置在低電位側。通過半導體發(fā)光元件4被配置在低電位側，半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流的檢測比其他實施方式容易。而且，將反饋控制電路6配置到低電位側，能夠將從調光電路80得到的控制目標信號、與從電流檢測電阻R4得到的檢測信號直接進行比較。另一方面，由于開關元件Ql被配置在 高電位側，所以需要將一些驅動電路配置到高電位側。在本實施方式中，將由計時器電路TMl與TM2構成的高頻振蕩電路7配置到高電位側。其構成與圖2的實施方式2基本相同，不同點在于對第二段的計時器電路TM2附加了光電耦合器PC1、PC2。在圖2的計時器電路TM2中，對第5管腳的基準電壓進行可變控制，時間常數設定用的電阻R3為固定值。與此相對，在圖4的計時器電路TM2中，第5管腳的基準電壓成為被電容器C8穩(wěn)定化后的固定值,取而代之地，電阻R17和光電稱合器PCl的受光兀件的串聯電路與時間常數設定用的電阻R3并聯。光電耦合器PCl的發(fā)光元件通過反饋控制電路6被控制通電量。如果光電稱合器PCl的受光兀件的電阻值下降,則由于電容器C4的充電速度上升，所以開關元件Ql的導通時間幅度被向縮短的方向控制。另外，在計時器電路TM2的第8管腳與第4管腳之間插入能夠以低頻進行開/關的光電稱合器PC2的受光兀件,第4管腳被電阻R18下拉到第I管腳的電位。光電稱合器PC2的發(fā)光元件能夠通過調光電路80以低頻切換通電/切斷。當光電耦合器PC2的發(fā)光元件被通電時，光電稱合器PC2的受光兀件變?yōu)閷?ON)。在光電稱合器PC2的發(fā)光兀件的電流被切斷時，光電耦合器PC2的受光元件變?yōu)榻刂?OFF)。在光電耦合器PC2的受光元件截止時，由于計時器電路TM2的第4管腳被電阻R18下拉而成為Low電平，所以輸出端子(第3管腳)的電壓被固定為Low電平。在光電耦合器PC2的受光元件導通時，由于計時器電路TM2的第4管腳成為High電平，所以計時器TM2變?yōu)槟軌騽幼鞯臓顟B(tài)，作為單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器進行動作。如果像本實施方式這樣，將高頻振蕩電路7配置在高電位側，則與配置在低電位側的情況相比，不需要從低電位側向高頻側傳遞高頻的控制信號。即，由于圖4的光電耦合器PCl的傳遞信號是與開關元件Ql的導通時間幅度的控制有關的模擬信號，而且，光電耦合器PC2的傳遞信號是突發(fā)調光用的低頻的開/關信號，所以都可以使用傳遞速度慢的廉價的元件。若假設將高頻振蕩電路7配置到低電位側，則除了無法將第二段的計時器電路TM2的驅動器能力直接靈活運用于高電位側的開關元件Ql的導通截止控制，而且還需要利用高速的光電耦合器針對在高電位側另外設置的驅動電路傳遞控制信號。因此，如圖4所示那樣將由計時器電路TM1、TM2構成的高頻振蕩電路7配置到高電位側的構成是有利的。不過，為了將高頻振蕩電路7配置到高電位側，在高電位側需要穩(wěn)定的控制電源電壓HVcc。在本實施方式中，與調光狀態(tài)無關，將能夠向低電位側和高電位側供給穩(wěn)定的控制電源電壓Vcc、HVcc的控制用電源電路2與半導體發(fā)光元件4并聯連接。為了生成穩(wěn)定的控制電源電壓Vcc、HVcc，控制用電源電路2需要總是流過相應的消耗電流，通過將該電流有效地活用作旁通電流，來使半導體發(fā)光元件4的調光點亮穩(wěn)定化。以下，對控制用電源電路2的構成進行說明。《關于控制用電源電路2》與半導體發(fā)光元件4連接的平滑電容器Cl上連接著由iro元件ICl和其外圍電路構成的控制用電源電路2。IF1D元件ICl是所謂的配電智能化元件(Intelligent PowerDevice)，例如由松下電器制造的MIP2E2D構成。該元件是具有漏極端子D、源極端子S和控制端子C的3管腳1C，在內部內置有由功率MOSFET構成的開關元件、和用于控制其導通截止動作的控制電路。由IPD元件ICl的漏極端子D與源極端子S之間內置的開關元件、電感器L2、平滑電容器C13和二極管D7構成了降壓斬波電路。另外，由齊納二極管ZD3和二極管D8、平滑 電容器ci2、電容器Cii構成了 iro元件ICl的電源電路。在電源接通初期，如果經由起動電路21平滑電容器Cl的電壓上升，則以iro元件ICl的漏極端子D —控制端子C —平滑電容器C12 —電感器L2 —平滑電容器C13的路徑流過電流，平滑電容器ci2被充電成圖示的極性。該平滑電容器ci2的電壓成為iro元件ICi的內部的控制電路的動作電源，使得iro元件ICI開始動作，漏極端子D與源極端子s之間的開關元件開始導通截止。當IPD元件ICl的漏極端子D與源極端子S之間的開關元件導通時，以平滑電容器Cl — IPD元件ICl的漏極端子D —源極端子S —電感器L2 —平滑電容器C13的路徑流過電流，平滑電容器C13被充電。當上述開關元件截止時，電感器L2的積蓄能量經由二極管D7被釋放給平滑電容器C13。由此，由Iro元件ICl與電感器L2、二極管D7、平滑電容器C13構成的電路作為降壓斬波電路進行動作，平滑電容器C13獲得將平滑電容器Cl的電壓降壓后的控制電源電壓Vcc。另外，當iro元件ICl的漏極端子D與源極端子S之間的開關元件截止時，經由二極管D7流過再生電流，此時，電感器L2的兩端電壓被箝位成平滑電容器C13的電壓Vcl3與二極管D7的正向電壓Vd7之和的電壓(Vcl3+Vd7)。從該電壓減去齊納二極管ZD3的齊納電壓Vz3與二極管D8的正向電壓Vd8之和的電壓(Vz3+Vd8)而得到的電壓成為電容器C12的電壓Vcl2。內置于IPD元件ICl的控制電路對IPD元件ICl的漏極端子D與源極端子S之間的開關元件進行導通截止控制，以使連接在源極端子S與控制端子C之間的電容器C12的電壓Vcl2恒定。由此，結果平滑電容器C13的電壓被控制為恒定，同時能夠對IPD元件ICl賦予動作電源。如果平滑電容器C13獲得控制電源電壓Vcc，則調光電路80與反饋控制電路6開始動作。另外，配置在高電位側的計時器電路TM1、TM2被從高側(high side)電源電路供給控制電源電壓HVcc。高側電源電路基于配置在低電位側的控制用電源電路2的電感器L2的2次繞組L2a的輸出，經由二極管D5與電阻R19對平滑電容器C9進行充電，通過齊納二極管ZDl對其充電電壓HVcc進行恒電壓化。通過計時器電路TM1、TM2開始動作，開關元件Ql以高頻導通截止。接下來，對控制用電源電路2的起動電路21進行說明。在電源接通初期，當平滑電容器Cl的充電電壓低時，通過經由電阻R20、晶體管Tr5的基極 發(fā)射極間、電阻R22向平滑電容器Cl流過電流，晶體管Tr5成為導通狀態(tài)，經由電阻R21、晶體管Tr5的集電極 發(fā)射極間、電阻R22對平滑電容器Cl進行充電。當平滑電容器Cl的充電電壓到達控制用電源電路2的Iro元件ICl的能夠起動電壓時，IPD元件ICl開始振蕩動作。由此，平滑電容器C13能夠獲得低電位側的控制電源電壓Vcc，并且計時器電路TM1、TM2的電源用的平滑電容器C9能夠獲得高電位側的控制電源電壓HVcc。通過獲得這些電源電壓Vcc、HVcc,開始開關元件Ql的導通截止動作，平滑電容器Cl的充電電壓進一步上升。齊納二極管ZD2的齊納電壓被設定得比控制用電源電路2的IPD元件ICl的能夠起動電壓高，并且，被設定得比半導體發(fā)光元件4能夠發(fā)光的電壓(例如80V 98V)低。因此，當通過開關元件Ql開始導通截止動作而使得平滑電容器Cl的電壓達到半導體發(fā)光元件4能夠發(fā)光的電壓時，從平滑電容器Cl以電阻R22、二極管D6、齊納二極管ZD2的路徑向相反方向流過電流，晶體管Tr5的基極 發(fā)射極間被逆偏置。由此，晶體管Tr5的集電極 發(fā)射極間被維持成截止狀態(tài)，經由晶體管Tr5的起動電流被切斷。在圖4的電路中，設計成在半導體發(fā)光元件4的調光范圍(例如50 ii A 300mA的范圍)中，控制用電源電路2的消耗電流、與經由起動電路21的電阻R22、二極管D6、齊納二極管ZD2的串聯電路的消耗電流的合計值，和實施方式2的二極管D2與電阻R6中流 動的旁通電流(例如6 7mA)相同程度或者比其大。由此，能夠有效活用在實施方式2中作為焦耳熱被消耗的旁通電流，具有可較少電力損耗的優(yōu)點。《關于反饋控制電路6》接下來，對反饋控制電路6進行說明。反饋控制電路6由內置有運算放大器Al、A2和輸出晶體管Q4的反饋控制用的集成電路IC3(例如新日本無線的NJM2146B)與其外圍電路構成。運算放大器Al的正相輸入端子(第3管腳)經由輸入電阻R61被輸入電流檢測電阻R4的檢測電壓，反相輸入端子(第2管腳)被輸入由調光電路80輸出的控制目標電壓。連接在輸出端子(第I管腳)與+輸入端子(第3管腳)之間的電阻R62和電容器C62的串聯電路是反饋阻抗。在本實施方式中沒有使用另一個運算放大器A2，但如果需要，也可以在加強調光時將其用于使半導體發(fā)光元件4的施加電壓恒定化為目標電壓的電壓反饋控制(參照日本特開2009-232623號公報)。集成電路IC3的電源端子(第8管腳)與接地端子(第4管腳)之間被從平滑電容器C13供給控制電源電壓Vcc。集成電路IC3的電源端子(第8管腳)與輸出端子(第I管腳)之間經由電阻R63連接著光電耦合器PCl的發(fā)光元件。若由電流檢測電阻R4檢測出的點亮電流高于由調光電路80設定的目標電流，則由于晶體管Q4的電阻值降低，光電耦合器PCl的發(fā)光元件中流動的電流增加，所以光電耦合器PCl的受光元件的電阻值降低。由此，由于開關元件Ql的導通時間幅度被向變短的方向控制，所以平滑電容器Cl的電壓降低，由電流檢測電阻R4檢測出的點亮電流減少。如果由電流檢測電阻R4檢測出的點亮電流低于由調光電路80設定的目標電流，則由于晶體管Q4的電阻值變高，光電耦合器PCl的發(fā)光元件中流動的電流減少，所以光電耦合器PCl的受光元件的電阻值增加。由此，由于開關元件Ql的導通時間幅度被向變長的方向控制，所以平滑電容器Cl的電壓上升，由電流檢測電阻R4檢測出的點亮電流增力口。結果，由電流檢測電阻R4檢測出的點亮電流被控制成成為與由調光電路80設定的目標電流對應的恒定值。其中，雖然沒有圖示，但與圖2所示的實施方式2同樣，可以構成為在低亮度域中停止集成電路IC3向第8管腳的供電，并且通過將第I管腳短路成接地電平，來停止反饋控制?！蛾P于調光電路80》接下來，對調光電路80的構成以及動作進行說明。調光電路80由下述部件構成對由低頻的PWM信號構成的調光信號進行受光的光電稱合器PC3、用于對該光電稱合器PC3的受光輸出進行波形整形的施密特反相器(Schmitt inverter) IC2和其外圍電路。施密特反相器IC2例如由東芝制造的TC7SH14F構成，如果輸入電壓高于上側閾值，則輸出電壓成為Low電平，如果輸入電壓低于下側閾值，則輸出電壓成為High電平。在上側閾值與下側閾值之間具有電源電壓Vcc的20 30%程度的滯后特性，即使輸入電壓的波形遲鈍，輸出電壓也成為被波形整形后的矩形波電壓。
施密特反相器IC2的輸入端子經由拉升用的電阻R85與控制電源電壓Vcc的線路連接，并且經由電阻R84與晶體管Q5的串聯電路和接地連接。和電阻R84與晶體管Q5的串聯電路并聯的電容器C82是噪聲除去用的小容量的電容器，不具有平滑作用。晶體管Q5的基極 發(fā)射極間被供給由電阻R82與R83的電阻分壓電路將控制電源電壓Vcc分壓后的偏置電壓。電阻R83上并聯有電容器CS I，并且經由電阻R81并聯著光電耦合器PC3的受光元件。電容器C81是噪聲除去用的小容量的電容器，不具有平滑作用。光電耦合器PC3的發(fā)光元件經由電阻(未圖示)被輸入由低頻的PWM信號(例如IkHzUOV的矩形波電壓信號)構成的調光信號。這種調光信號在熒光燈的變頻點亮裝置的領域中被廣泛使用。當調光信號為High電平時，由于光電I禹合器PC3的受光兀件基于光電I禹合器PC3的發(fā)光元件的光信號而導通，晶體管Q5的基極偏置被旁通，所以晶體管Q5成為高電阻狀態(tài)。由此，當施密特反相器IC2的輸入電壓高于上側閾值時，施密特反相器IC2的輸出電壓變?yōu)長ow電平。當調光信號為Low電平時，由于基于光電I禹合器PC3的發(fā)光兀件的光信號消失,光電耦合器PC3的受光元件變?yōu)榻刂?，晶體管Q5經由電阻R82被供給基極偏置，所以晶體管Q5變成低電阻狀態(tài)。由此，當施密特反相器IC2的輸入電壓低于下側閾值時，施密特反相器IC2的輸出電壓變成High電平。當施密特反相器IC2的輸出電壓為High電平時，電容器C83經由二極管D9、電阻R87被充電，電容器C83的電壓上升。電容器C83上預先并聯有放電用的電阻R88，當施密特反相器IC2的輸出電壓為Low電平時，電容器C83的電壓降低。其充放電的時間常數與調光信號的周期相比被設定得較大，電容器C83具有實際的平滑作用。由此，電容器C83的電壓成為與施密特反相器IC2的輸出電壓為High電平的期間對應的電壓，光電耦合器PC3被輸入的調光信號為Low電平的期間越長，電容器C83的電壓越高。施密特反相器IC2的輸出經由電阻R86與光電耦合器PC2的發(fā)光元件連接。當施密特反相器IC2的輸出電壓為High電平時，經由電阻R86向光電耦合器PC2的發(fā)光元件流動電流。此時，由于光電稱合器PC2的受光兀件處于導通狀態(tài),計時器電路TM2的第4管腳變?yōu)镠igh電平，所以計時器電路TM2成為能夠動作的狀態(tài)。另外，當施密特反相器IC2的輸出電壓為Low電平時，由于光電耦合器PC2的發(fā)光元件中不流過電流，所以光電耦合器PC2的受光元件成為截止狀態(tài)。此時，由于計時器電路TM2的第4管腳變?yōu)長ow電平，所以計時器電路TM2成為動作禁止狀態(tài)。因此，當施密特反相器IC2的輸出電壓為High電平時、即由調光電路80的光電耦合器PC3接收到的低頻的PWM信號為Low電平時，開關元件Ql的高頻的導通截止動作被許可，相反，當施密特反相器IC2的輸出電壓為Low電平時、即由調光電路80的光電I禹合器PC3接收到的低頻的PWM信號為High電平時，開關元件Ql被維持為截止狀態(tài)。由此，根據由光電耦合器PC3接收到的低頻的PWM信號來進行突發(fā)調光。在開關元件Ql的高頻的導通截止動作被許可的突發(fā)ON的狀態(tài)下，開關元件Ql的導通脈沖寬度被反饋控制電路6反饋控制。即，開關元件Ql的導通脈沖寬度被控制成使得用電流檢測電阻R4對從平滑電容器Cl流向半導體發(fā)光元件4的平滑化后的直流電流進行檢測而得到的檢測值與調光電路80的電容器C83的電壓一致。
其中，在圖4中，電容器ClO是用于繞過平滑電容器Cl的高頻脈動的小容量薄膜電容器。另外，作為輸入直流電源的電容器C7是圖I所示那樣的升壓斬波電路Ic的輸出電容器，其電壓Vdc被控制為恒定。由控制電源電路2生成的控制電源電壓Vcc也可以向控制升壓斬波電路的PFC控制電路供給。(實施方式5)圖5是本發(fā)明的實施方式5的電路圖。在本實施方式中，由一個計時器電路TM構成了高頻振蕩電路7。而且，由PWM控制電路IC4實施了使其高頻的振蕩動作以低頻間歇地停止的控制、和高頻的導通時間幅度與截止時間幅度的控制。PWM控制電路IC4在許可計時器電路TM動作時，將計時器電路TM的第4管腳設定為High電平。計時器電路TM可以使用圖3(a)所示的通用的計時器IC (所謂的555)。計時器電路TM作為無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器進行動作，如果第2管腳比第5管腳的電壓的一半低，則由于內部的觸發(fā)器發(fā)生反轉，第3管腳變?yōu)镠igh電平，第7管腳變?yōu)殚_路狀態(tài)，所以電容器C4經由充電電阻Re和二極管DlO被充電。如果第6管腳被施加的電容器C4的充電電壓高于第5管腳的電壓，則內部的觸發(fā)器發(fā)生反轉，第3管腳(輸出端子)變?yōu)長ow電平，第7管腳(放電端子)成為與第I管腳短路的狀態(tài)。由此，電容器C4經由放電電阻Rd進行放電，電壓不斷下降。如果第2管腳被施加的電容器C4的充電電壓低于第5管腳的電壓的一半，則由于內部的觸發(fā)器發(fā)生反轉，第3管腳變?yōu)镠igh電平，第7管腳處于開路狀態(tài)，所以電容器C4經由充電電阻Re和二極管DlO被充電。以后重復相同的動作。這樣，計時器電路TM作為一般的無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器進行動作，開關元件Ql的導通時間幅度成為由充電電阻Re、電容器C4的時間常數和第5管腳的電壓決定的可變寬度。另夕卜，開關元件Ql的截止時間幅度成為由放電電阻Rd、電容器C4的時間常數和第5管腳的電壓決定的可變寬度。因此，開關元件Ql被以與計時器電路TM的第5管腳的電壓對應的導通時間幅度和截止時間幅度驅動。如果第5管腳的電壓降低，則由于振蕩用的電容器C4的電壓的變化幅度變小，所以導通時間幅度和截止時間幅度都變短，相對于經由電阻Re的充電電流增加，由于經由電阻Rd的放電電流減少，所以導通時間幅度的縮短率比截止時間幅度的縮短率大。這適合于負載電壓大致恒定的發(fā)光二極管的驅動，當第5管腳的電壓最大時，如圖6(a)所示，如果按照電感器LI中流動的電流成為接近于閾值模式的不連續(xù)模式的方式，來設計導通時間幅度與截止時間幅度的比率，則即使第5管腳的電壓發(fā)生變化，也能夠總是以不連續(xù)模式動作。具體而言，只要按照導通時間幅度比“導通時間幅度X (電源電壓-負載電壓) 截止時間幅度X負載電壓”這一閾值條件稍短的方式，設計電阻Re、Rd與電容器C4的值即可。在如此設計的情況下，如果第5管腳的電壓降低，則由于如圖6 (b)那樣，開關元件Ql的導通時間幅 度、截止時間幅度都縮短，但導通時間幅度的縮短率比截止時間幅度的縮短率大，所以電感器LI中流動的電流的休止期間不斷增大。因此，由于通過利用PWM控制電路IC4使計時器電路TM的第5管腳的電壓降低，如圖6(b)那樣，不僅能使電感器LI中流動的電流的峰值減少，并且電流的休止期間也變長，所以可以使突發(fā)ON的期間電感器LI中流動的平均電流減少。通過與該控制組合，利用PWM控制電路IC4以低頻(例如IkHz)將計時器電路TM的第4管腳切換為High/Low，使突發(fā)ON的期間可變，能夠從長時間流過高的平均電流的狀態(tài)，控制到短時間流過低的平均電流的狀態(tài)，從而可以在廣闊的范圍實現穩(wěn)定的調光。作為PWM控制電路IC4，例如可以使用德州儀器公司的TL494或其等同品。該IC內置有鋸齒波振蕩器0SC、比較器CP和錯誤放大器EA1、EA2、輸出晶體管Trl、Tr2、基準電壓源等，以由第5、第6管腳外帶的電容器Ct和電阻Rt決定的固定頻率進行振蕩，能夠以與第3管腳的電壓對應的脈沖寬度生成PWM信號。振蕩頻率例如還能夠設為IkHz那樣的低頻。第4管腳是死區(qū)(dead time)設定端子,在本實施方式中與接地連接。與第1-2管腳連接的錯誤放大器EA1、與第15-16管腳連接的錯誤放大器EA2被二極管OR連接，任意一方高的輸出成為比較器CP的基準電壓。這里與圖4的實施方式同樣，不使用第2錯誤放大器EA2。第13管腳是用于選擇單端(single end)動作和推挽(push pull)動作的端子，在本實施方式中通過與接地連接，成為單端動作。該情況下，通過內部的邏輯電路，使得晶體管Trl與Tr2的動作相同。當第11-10管腳的晶體管Tr2導通時，由于計時器電路TM的第4管腳為Low電平，所以高頻振蕩電路7的高頻振蕩動作停止，開關元件Ql被維持為截止狀態(tài)。另外，當晶體管Tr2截止時，計時器電路TM的第4管腳被電阻R33拉升到控制電源電壓Vcc的電位，開始高頻振蕩電路7的高頻振蕩動作。當第8-9管腳的晶體管Trl導通時，經由電阻Ro釋放電容器C3的電荷。另外，當晶體管Trl截止時，電容器C3基于計時器電路TM中內置的泄放電阻的分壓輸出被充電。通過晶體管Trl以低頻進行導通/截止，其I個周期中的導通期間的比率越增加，電容器C3的電壓越降低。由此，開關元件Ql的導通時間幅度變短。對于晶體管Trl、Tr2的I個周期中的導通期間的比率而言，由于接收輸出檢測電路5的檢測輸出被反饋控制，所以結果開關元件Ql的導通時間幅度與開關元件Ql的突發(fā)ON的期間一同也被反饋控制。反饋控制電路由錯誤放大器EAl和外帶的CR電路構成。在錯誤放大器EAl的反相輸入端子與輸出端子之間連接著由電阻RH、R12與電容器C6構成的反饋阻抗。錯誤放大器EAl的正相輸入端子被施加由電阻R31、R32對第14管腳的基準電壓Vref分壓后的恒定電壓。錯誤放大器EAl的輸出端子的電壓按照錯誤放大器EAl的反相輸入端子的電壓與正相輸入端子的電壓一致的方式發(fā)生變化。錯誤放大器EAl的反相輸入端子經由第I輸入電阻R9被輸入輸出檢測電路5的檢測電壓Vdet，并且經由第2輸入電阻RlO被輸入調光控制電壓Vdim。如果調光控制電壓Vdim增加，則由于錯誤放大器EAl的輸出電壓降低，晶體管TrU Tr2的導通期間變長，所以開關元件Ql的導通截止動作停止的期間變長。另外，由于計時器電路TM的第5管腳的基準電壓降低，所以開關元件Ql的導通時間幅度變短。相反，如果調光控制電壓Vdim減少，則由于錯誤放大器EAl的輸出電壓上升，晶體管Trl、Tr2的導通期間變短，所以開關元件Ql的導通截止動作停止的期間變短。另外，由于計時器電路TM的第5管腳的基準電壓上升，所以開關元件Ql的導通時間幅度變長。另外，當調光控制電壓Vdim恒定時，即使在檢測電壓Vdet發(fā)生了變動的情況下，也按照通過與上述同樣的動作抑制輸出變動的方式實施反饋控制。即，如果檢測電壓Vdet增加，則開關元件Ql的導通截止動作停止的期間變長，并且，開關元件Ql的高頻的導通時 間幅度變短。相反，如果檢測電壓Vdet減少，則開關元件Ql的導通截止動作停止的期間變短，并且，開關元件Ql的高頻的導通時間幅度變長。由此，按照抑制輸出變動的方式實施反饋控制，被控制成相對于調光控制電壓Vdim的大小，成為相應的檢測電壓Vdet。接下來，對輸出檢測電路5進行說明。半導體發(fā)光元件4上串聯連接有電流檢測電阻R4，并且并聯著由分壓電阻R16、R6與齊納二極管ZD4的串聯電路構成的旁通電路。該旁通電路按照在調光下限附近流過比半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流大的旁通電流的方式來設定常量。由此，在調光下限附近能夠進行穩(wěn)定的調光點亮。如果半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流增減，則電阻R4的兩端電壓增減。另外，如果半導體發(fā)光元件4的施加電壓增減，則電阻R16的兩端電壓增減。因此，如果半導體發(fā)光元件4的點亮電流或者施加電壓增減，則電阻R4與R16的串聯電路的兩端電壓增減。由于電阻R5被施加從電阻R4與R16的串聯電路的兩端電壓減去了晶體管Tr3的基極 發(fā)射極間電壓而得到的電壓，所以晶體管Tr3中流過與電阻R4和R16的串聯電路的兩端電壓對應的基極電流。由于與該基極電流對應的集電極電流流過電阻R7、R8的串聯電路，所以檢測電壓Vdet成為反映了半導體發(fā)光元件4的點亮電流與施加電壓兩方的電壓。其中，在電阻R4為零的情況下，輸出檢測電路5作為電壓檢測電路5a發(fā)揮功能，在電阻R16為零的情況下，輸出檢測電路5作為電流檢測電路5b發(fā)揮功能。另外，如果恰當設定電阻R4、R16的值，則輸出檢測電路5作為模擬檢測負載電力的電路發(fā)揮功能。電阻R4中流過與半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流和旁通電路中流動的旁通電流之和相當的電流。因此，即便是半導體發(fā)光元件4中流動的點亮電流接近于零的狀態(tài)，電阻R4中也會產生由旁通電路中流動的旁通電流形成的電壓(提高電壓)，晶體管Tr3不成為切斷狀態(tài)。另外，齊納二極管ZD4的齊納電壓被預先設定為比半導體發(fā)光元件4能夠點亮的電壓低的電壓。由此，在半導體發(fā)光元件4點亮的狀態(tài)下，電阻R16中必然會產生電壓，使得晶體管Tr3不成為切斷狀態(tài)。這樣，在圖5的輸出檢測電路5中，利用旁通電路中流動的旁通電流作為用于預先使輸出檢測用晶體管Tr3的基極 發(fā)射極間二極管導通的偏置電流。由此，即使在半導體發(fā)光元件4的點亮電流或者施加電壓低的狀態(tài)下，輸出檢測用的晶體管Tr3也不成為切斷狀態(tài)，能夠偏置成總是在能動區(qū)域進行動作。此外，也可以如圖4的實施方式中敘述那樣，分別獨立地檢測出半導體發(fā)光元件4的點亮電流和施加電壓，由第I錯誤放大器EAl實施與點亮電流對應的反饋控制，并且，由第2錯誤放大器EA2實施與施加電壓對應的反饋控制。公知可以將前者的控制在高亮度 中亮度域中實施，將后者的控制在低亮度域中實施(參照日本特開2009-232623號公報)。(實施方式6)在上述的各實施方式中，使用了降壓斬波電路作為DC-DC轉換器3，但也可以使用圖7(a) (C)中例示那樣的各種開關電源電路作為本發(fā)明的DC-DC轉換器。圖7 (a)是升壓斬波電路3a的例子，圖7 (b)是回掃轉換器(flyback convertor)電路3b的例子，圖7(c)是升降壓斬波電路3c的例子。在使用了任意電路的情況下，DC-DC轉換器都至少具備開關元件Q1、電感元件(電 感器LI或者變壓器Tl)和再生二極管D1，以將在開關元件Ql導通時從直流電源蓄積到電感元件中的能量在開關元件Ql截止時經由再生二極管Dl釋放出，在電感元件的能量釋放結束后使開關元件Ql導通的不連續(xù)模式進行動作。(實施方式7)圖8表示了本發(fā)明的半導體發(fā)光元件的點亮裝置、例如使用了 LED點亮裝置的電源另置型LED照明器具的概略結構。在該電源另置型LED照明器具中，與LED模塊40的框體42不同的殼體中內置有電源單元的點亮裝置30。由此，能夠使LED模塊40輕薄化，作為另置型的電源單元的點亮裝置30能夠不受場所限制進行設置。器具框體42由下端開放的金屬制的圓筒體構成，下端開放部被光漫射板43覆蓋。按照與該光漫射板43對置的方式配置了 LED模塊40。41是LED安裝基板，安裝有LED模塊40的LED4a、4b、4c、...。器具框體42被嵌入到頂板100，從配置在頂板里的作為電源單元的點亮裝置30經由連接器45來布線導線44。在作為電源單元的點亮裝置30的內部收納有上述的各實施方式中說明的電路。LED4a、4b、4c、...的串聯電路(LED模塊40)對應于上述的半導體發(fā)光元件4。在本實施方式中，例示了作為電源單元的點亮裝置30被收納在與LED模塊40不同的框體的電源另置型LED照明器具，但也可以對在與LED模塊40相同的框體中收納了電源單元的電源一體型LED照明器具使用本發(fā)明的點亮裝置。另外，本發(fā)明的點亮裝置并不局限于照明器具，也可以作為各種光源，例如液晶顯示器的背光燈、復寫機、掃描儀、投影儀等的光源進行利用。在上述各實施方式的說明中例示了發(fā)光二極管作為半導體發(fā)光元件4，但并不限定于此，例如也可以是有機EL元件或半導體激光元件等。另外，例示了 MOSFET作為開關元件Q1，但也可以使用其他的半導體開關元件、例如IGBT等。
權利要求
1.一種半導體發(fā)光元件的點亮裝置，具備對直流電源進行電力變換，向半導體發(fā)光元件供給直流電流的DC-DC轉換器；和對上述DC-DC轉換器進行控制，對上述半導體發(fā)光元件中流過的電流的大小進行調整的調光控制部，該點亮裝置的特征在于， 上述DC-DC轉換器至少具備開關元件、電感元件和再生二極管，并以不連續(xù)模式進行動作，該不連續(xù)模式是將上述開關元件導通時從上述直流電源蓄積到上述電感元件的能量在上述開關元件截止時經由上述再生二極管釋放，在上述電感元件的能量釋放結束之后使上述開關元件導通的模式， 上述調光控制部具備 突發(fā)調光控制部，通過使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止來調整上述半導體發(fā)光元件中流過的電流； 檢測部，檢測上述半導體發(fā)光元件中流過的電流或者被施加于上述半導體發(fā)光元件的電壓的至少一方；和 反饋控制部，向上述檢測部的檢測值接近目標值的方向調整導通截止動作中的上述開關元件的導通期間。
2.根據權利要求I所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 上述突發(fā)調光控制部在調光等級的全部范圍使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止。
3.根據權利要求I所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 上述突發(fā)調光控制部在調光等級比規(guī)定值低時，使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止。
4.根據權利要求I 3中任一項所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 在調光等級比規(guī)定值低時，使向上述反饋控制部的供電停止。
5.根據權利要求I 3中任一項所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 根據將信號平滑化后得到的直流電壓，使上述開關元件的導通期間或者導通截止周期可變，所述信號是通過上述突發(fā)調光控制部使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止的信號。
6.根據權利要求I 3中任一項所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 將在調光下限附近流過比上述半導體發(fā)光元件中流過的電流大的旁通電流的旁通電路與上述半導體發(fā)光元件并聯連接，上述檢測部檢測出上述半導體發(fā)光元件中流過的電流作為被上述旁通電流提高后的負載電流。
7.一種照明器具，其特征在于，具備權利要求I 3中任一項所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置。
8.一種半導體發(fā)光元件的點亮裝置，具備對直流電源進行電力變換，向半導體發(fā)光元件供給直流電流的DC-DC轉換器；和對上述DC-DC轉換器進行控制，對上述半導體發(fā)光元件中流過的電流的大小進行調整的調光控制部；其特征在于， 上述DC-DC轉換器至少具備開關元件、電感元件和再生二極管，并以不連續(xù)模式進行動作，該不連續(xù)模式是將上述開關元件導通時從上述直流電源蓄積到上述電感元件的能量在上述開關元件截止時經由上述再生二極管釋放，在上述電感元件的能量釋放結束之后使上述開關元件導通的模式，上述調光控制部具備 突發(fā)調光控制部，通過使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止來調整上述半導體發(fā)光元件中流過的電流； 檢測部，檢測上述半導體發(fā)光元件中流過的電流或者被施加于上述半導體發(fā)光元件的電壓的至少一方；和 反饋控制部，向上述檢測部的檢測值接近于目標值的方向調整使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止的期間。
9.根據權利要求8所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 根據將信號平滑化后得到的直流電壓，使上述開關元件的導通期間或者導通截止周期可變，所述信號是通過上述突發(fā)調光控制部使上述開關元件的導通截止動作間歇地停止的信號。
10.根據權利要求8或9所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置，其特征在于， 將在調光下限附近流過比上述半導體發(fā)光元件中流過的電流大的旁通電流的旁通電路與上述半導體發(fā)光元件并聯連接，上述檢測部檢測出上述半導體發(fā)光元件中流過的電流作為被上述旁通電流提高后的負載電流。
11.一種照明器具，其特征在于，具備權利要求8或9所述的半導體發(fā)光元件的點亮裝置。
全文摘要
本發(fā)明提供半導體發(fā)光元件的點亮裝置及使用了該裝置的照明器具。在利用以不連續(xù)模式進行動作的DC-DC轉換器(3)對半導體發(fā)光元件(4)實施調光點亮的裝置中，具備通過使開關元件(Q1)的導通截止動作間歇地停止來調整半導體發(fā)光元件(4)中流動的電流的突發(fā)調光控制部；檢測半導體發(fā)光元件(4)中流動的電流或者被施加的電壓的至少一方的輸出檢測部(5a、5b)；和向輸出檢測部(5a、5b)的檢測值接近于目標值的方向，調整導通截止動作中的開關元件(Q1)的導通期間或者突發(fā)調光期間的反饋控制部(6)。也可以在調光下限附近停止向反饋控制部(6)的供電。
文檔編號H05B37/02GK102752908SQ201210090088
公開日2012年10月24日 申請日期2012年3月30日 優(yōu)先權日2011年4月18日
發(fā)明者平松明則, 江崎佐奈 申請人:松下電器產業(yè)株式會社