具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂(Doherty)功率放大器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂(Doherty)功率放大器。其具有用于接收寬帶HF信號的輸入端(I1，I2；RFin)，所述寬帶HF信號(RFin)具有平均功率電平和峰值包絡功率電平，以及用于放大輸入信號的第一放大器分支，用于放大輸入信號的第二放大器分支，平均功率電平和峰值包絡功率電平確定波峰因數(shù)，第一放大器分支為低功率電平和平均功率電平提供放大，第二放大器分支為峰值包絡功率電平提供放大，第一放大器分支的輸出經(jīng)由阻抗變換器(ZT)連接到第二放大器分支的輸出，其接點(CN)以直接阻抗匹配的方式連接到負載(Z0)，第一放大器分支和所述第二放大器分支各自具有電源電壓，電源電壓中的至少一個會隨著待放大信號的波峰因數(shù)變化而可變，通過兩個放大器分支的信號在工作范圍內傳播延遲相同。
【專利說明】
具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂(Doherty)功率放 大器
技術領域
[0001] 本發(fā)明設及一種具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂(Doherty)功率放大 器。
【背景技術】
[0002] 已經(jīng)開發(fā)了諸如運些基于如W-CDMA、WiMax或LTE的現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)用于提供有 效使用了頻譜的高數(shù)據(jù)率。
[0003] 運通常是通過用于此目的的多個復合調制類型而獲得。應當注意，運些復合調制 類型使用具有峰值包絡功率(PEP)與平均功率(Pavg)的高PAR(峰值對平均值功率比）處于約 6地至12地量級的信號。
[0004] 在無線通信技術的很多領域中，傳輸特性的線性度是核屯、要求之一。尤其在數(shù)字 傳輸系統(tǒng)中，運是極其重要的。
[0005] 在發(fā)射機中的非線性度促進不需要的發(fā)射，其損害了其他用戶或其他傳輸服務的 連接質量。
[0006] 此外，失真是由對用戶自身連接質量有負面影響的非線性度引起的。
[0007] W前，通過相對于平均輸出功率選擇高頻輸出階段的裕度來解決該問題。例如， 10地或更多的輸出功率儲備（回退，BO)對于確保所需線性度是不常見的。
[000引系統(tǒng)的選擇參數(shù)裕度有許多缺點。一方面，制造成本是較高的。另一方面，功率輸 出較低，即，當回退增加時發(fā)射器效率快速地降低。隨著效率降低，功率損耗增加。為了消散 所產生的余熱，必須提供相稱的冷卻裝置。
[0009] 例如，在基站中不得不安裝冷卻單元，冷卻單元恒定操作降低了基站的功率平衡， 甚至進一步并入了必要的冷卻容量?，F(xiàn)代基站的效率的典型值因此常會處于個位數(shù)百分比 范圍內。
[0010] 為了解決運個問題，已做過許多努力。
[00川尤其已經(jīng)采用各種方法，如包絡消除和恢復、異相或LINC(使用非線性組件的線性 放大）、W及有源負載調制。
[0012] 然而，運些方法是復雜的且不能夠代替其他功率放大器很容易地整合到現(xiàn)存系統(tǒng) 中，而是需要廣泛的調適。
[0013] 然而當使用所謂的對稱多爾蒂功率放大器時，基于所謂的多爾蒂功率放大器的其 他方法展現(xiàn)了僅6地的回退，從而不能用作具有高回退需要的系統(tǒng)。
[0014] 運只有在所謂非對稱多爾蒂功率放大器的情況下才有可能。然而，通常只能通過 損害效率，放大和/或帶寬才能實現(xiàn)。例如寬帶非對稱多爾蒂功率放大器，通?？蒞設想，它 們同樣提供6地的數(shù)量級的輸出功率回退。
[0015] 雖然最近存在用于數(shù)字多爾蒂功率放大器的方法是真的，但它們特征仍然在于針 對兩個相干信號的幅度和相位所需要的獨立控制的高度復雜性。

【發(fā)明內容】

[0016] 因此，本發(fā)明的目的在于提供一種放大器，其可實現(xiàn)在會容易改變的寬帶上可用 的較高回退，并因此提供適用于不同調制過程的改進的平均效率。
[0017] 該目的通過根據(jù)權利要求1的具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂功率放大 器來實現(xiàn)。其他有利的實施例特別地構成了從屬權利要求的主題。
【附圖說明】
[0018] 下面參照附圖更詳細地解釋本發(fā)明。
[0019]圖1示出了在本發(fā)明實施例之前的示意性方框圖，
[0020] 圖2示出了針對阻抗變換器Zt的不同值在W化m計的輸出功率下W百分比表示的 示例性漏極效率，
[0021] 圖3示出了針對提供到第一和第二放大器分支的電源電壓Vd,c/Vd,P的不同比率在 Wdbm計的輸出功率下W百分比表示的示例性漏極效率，和
[0022] 圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的示例性負載調制和相應的漏極電流。
【具體實施方式】
[0023] 圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例的示意性方框圖。
[0024] 一種具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂(Doherty)功率放大器，具有用于 接收至少一個寬帶HF信號的至少一個輸入端。
[0025] 在圖1中，例如，使得寬帶HF信號RF可在第一輸入端Ii和第二輸入端12處獲得。
[0026] 寬帶HF信號或寬帶HF信號RF至少具有平均功率電平(Pavg)和峰值包絡功率電平 (PEP)，其中平均功率電平與峰值包絡功率電平確定了波峰因數(shù)C = PEP/Pavg。
[0027] 可選地，使得寬帶HF信號RFin如圖1所示通過一個(或多個)功率分配器DIV可用于 兩個輸入端Il和12。
[0028] 此外，根據(jù)本發(fā)明的序貫寬帶多爾蒂功率放大器具有用于放大輸入信號的第一放 大器，所述第一放大器分支為低功率電平和至少平均功率電平提供放大。
[0029] 例如，在圖1上半部分(虛線W上)示出了該放大器分支并且其例如可具體實施為 在肥MT(高電子遷移率晶體管）中基于GaN(氮化嫁)放大器，如，6-W GaN HEMT。例如，該第一 放大器分支可W是載波AB類放大器。
[0030] 此外，根據(jù)本發(fā)明的序貫寬帶多爾蒂功率放大器具有用于放大輸入信號的第二放 大器分支，所述第二放大器分支為峰值包絡功率電平提供放大。
[0031] 例如，在圖1下半部分(虛線W下）示出了該放大器分支并且其例如可具體實施為 在皿MT(高電子遷移率晶體管）中基于GaN(氮化嫁）的放大器，如，10-W GaN HEMT。例如，該 放大器分支可W是C類放大器。
[0032] 在根據(jù)本發(fā)明的實施例中，用Zc表示的第一放大器分支的輸出在接點CN處經(jīng)由阻 抗變換器幻連接到用Zp表示的第二放大器分支的輸出。
[0033] 盡管阻抗變換器Zt描述為集成元件，但其他變體，特別是阻抗變換器網(wǎng)絡也可根 據(jù)需要被提供。
[0034] 接點CNW直接阻抗匹配的方式連接到負載Zo。
[0035] 第一放大器分支和第二放大器分支各自具有電源電壓(控制電壓），電源電壓中的 至少一個隨著待放大的信號的波峰因數(shù)變化而可變，由此兩個電源電壓的比率可W變化。
[0036] 此外，根據(jù)本發(fā)明的序貫多爾蒂功率放大器被具體實施使得通過至少兩個放大器 分支的信號傳播延遲在工作范圍內基本上相同。
[0037] 按照運種配置，可W容易地產生500MHz和更大的帶寬和至少6地至12地W及W上 的可調輸出功率回退。
[0038] 在根據(jù)本發(fā)明的序貫多爾蒂功率放大器中，第一放大器分支(載波)基本上設計成 使得當其W最佳負載操作時在預定輸出功率回退下是飽和的。如果輸入功率進一步增大， 第二放大器分支逐漸接管信號的放大。運種轉換通過第一放大器的輸出處的阻抗的有源負 載調制發(fā)生。隨著輸入功率增加，運種阻抗持續(xù)降低，使得第一放大器分支對提供給負載的 總功率的有效貢獻降低。然后在總配置的最大功率下，第一放大器分支(載波）的貢獻相對 減小，且大部分輸出功率通過第二放大器分支或其他放大器分支。
[0039] 因此，柔性過渡在有源負載調制區(qū)域內的第一和第二和/或其他放大器分支之間 可相互利用。
[0040] 為了實現(xiàn)此目的，第一放大器分支必須在接點CN處與第二和/或其他放大器分支 實際分開。
[0041] 換句話說，阻抗Zt必須相對于第一放大器分支方面的接點CN在飽和狀態(tài)下是高 的。運使得可能組合寬帶第一放大器分支和寬帶第二放大器分支和/或其他放大器分支，從 而使整個大帶寬上的所需輸出功率回退可用。
[0042] 由于降低的阻抗變換比，根據(jù)本發(fā)明的序貫多爾蒂功率放大器不需要向負載Zo的 輸出側配上任何阻抗匹配網(wǎng)絡。由于運種阻抗匹配網(wǎng)絡具有寄生效應運一的主要特性，運 就基本上減小了電路的大小并避免了對可用帶寬的負面影響。
[0043] 特別地，通過使用合適的功率分配器DIV，可W確保第一放大器分支可W在飽和狀 態(tài)下操作。為此目的，在本發(fā)明的一個實施例中，序貫多爾蒂功率放大器可W配備有例如 3地功率分配器DIV，使得兩個放大器分支在各自輸入端Ii和12處接收相同功率的HF信號RF。
[0044] 從圖1的示例性實施例中的接點CN方面來看，關于第一放大器分支的有效阻抗Zc (見圖1)的結果是
[0045]
7
[0046] 其由Rf)縣搭輸山功莖同很下的操作模式，且陽P是指峰值包絡功率(PEP)下的操作 模式，并i
可從在各自放大器分支的飽和情況下各自放大器分支 的電流Ip I sat、Ic I sat,和放大器分支各自的電源電壓Vdd, P、Vdd, C，W及各自放大器分支的膝點 電壓(拐點電壓)Vk,p、Vk,。推導出。
[0047] 從圖1的示例性實施例中的接點CN方面來看，關于第二放大器分支的有效阻抗Zp (見圖I)的結果是
[004引其中BO是指輸出功率回退下的操作模式，PEP是指峰值包絡功率(PEP)下的操作模 式，且，
巧從在各自放大器分支的飽和情況下各自放 大器分叉的電流1。|33*、1非3*，和放大器分叉答自的電源電壓￥00,。、￥00,。，^及各自放大器分 支的膝點電壓Vk, P、Vk,。推導出。
[0049]阻抗變換器幻的特性也可由此推導出： 其中B0( WdB計）被確定為特定輸出功率回退，其中
O
[0051] 如果除了第二放大器分支(峰值)外，還提供有更多放大器分支，其獲得第二放大 器分支和與第一放大器分支(載波)有關的其他放大器分支中的每一個的相似情況。
[0052] 此外，序貫寬帶多爾蒂功率放大器可W具有另外其它部件，諸如，例如在輸入端側 0以和/或在輸出端側化。W及在各自放大器分支內的偏移線路，輸入阻抗匹配網(wǎng)絡INMi, I醒擬及負載傳輸網(wǎng)絡LTNi, LTN2,為其分配了諸如必需的相移PCN-例如，類似于V4阻抗變 換器Zt的V4相移-的任務（相移四分之一波長），但是理解本發(fā)明不一定需要運些元件。運 些元件在必要時可確保放大器分支中的信號傳播延遲相同，因而防止非線性度。
[0053] 如前所述，有可能根據(jù)本發(fā)明的布置實現(xiàn)具有使用單一輸入信號RFin負載調制的 多爾蒂放大器。
[0054] 提出的布置因此能夠容易地整合到現(xiàn)存概念并更換先前的功率放大器，而不需新 的設計。
[0055] 此外，可用可調輸出功率回退。
[0056] 輸出功率回退的程度能隨著阻抗變換器Zt和/或第一放大器分支和第二放大器分 支的相同或不同的電源電壓的變化來調整(假設后者，例如，膝點電壓大約為0伏）。運允許 將輸出功率回退BO能夠容易地根據(jù)上述公式調適。
[0057] 圖2示出針對阻抗變換器Zt的不同值，在W化m計的輸出功率下W百分比表示的漏 極效率。此處能夠看出，隨著阻抗變換器的電阻Zt增大，漏極效率也隨之增加，W及特征最 大值進一步分開，借此使輸出功率回退BO能容易實現(xiàn)比現(xiàn)有技術已知的方案的更高值。經(jīng) 由阻抗變換器幻調整因此也容易發(fā)生。
[0化引見圖2的情況，示例性62.5 Q在帶寬約500MHz為幻產生大約10地的值。運還有利于 產生適合的趨向于1的低阻抗比率，并且因此能夠實現(xiàn)大帶寬。
[0059] 從圖2還可看出，隨著輸入端上的功率增加，第二放大器分支逐步接管。漏極效率 的第一最大值大致由第一放大器分支確定，而第二放大器分支基本上決定第二(邊界)最大 值。
[0060] 圖3示出了針對提供到第一和第二放大器分支的電源電壓Vd, c/Vd,P的不同比例，在 W化m計的輸出功率下W百分比表示的漏極效率。在運里，為了示例，僅在第一放大器分支 的可變電源電壓Vd,C(漏極偏壓電壓）而第二放大器分支的電源電壓Vd,P(漏極偏壓電壓的） 恒定的情況下，輸出功率回退BO才實現(xiàn)?；蛘?，第二放大器分支的電源電壓Vd,P當然也能夠 改變而第一放大器分支電源電壓Vd,P可W保持恒定，或兩者電源電壓可W適當?shù)卣{節(jié)。
[0061] 優(yōu)選地，然而，由于第一放大器分支可調節(jié)，所W運非常簡單地實現(xiàn)。
[0062] 在圖3的情況下，例如，假設是62.5 Q且恒定電源電壓Vd,p = 30V的阻抗變換器Zt, 針對Vd,c/Vd,P的結果是，隨著電源電壓的比率下降，輸出功率回退增加。
[0063] 針對運個【背景技術】，示例性設計過程可W概括如下：
[0064] 首先，第一放大器分支設置成寬帶，使得第一放大器分支達到近似最大效率P。,sat。 運個Pcsat大致對應于完整序貫寬帶多爾蒂功率放大器的定義負載Zo(例如50 Q )所要求的 輸出功率回退。運與確定值Zc大致對應。見圖2，例如，Pc, sat將與較低的最大值相對應。
[0065] 在另一步驟，接著第二放大器分支設置成寬帶W使得第二放大器分支達到最大效 率Pp,sat。運個Pp,sat對應于防0系統(tǒng)的完整序貫寬帶多爾蒂功率放大器的最小輸出功率，或者 大致對應于確定值Zp。見圖2，例如，Pc, sat將與較高(邊界)的最大值相對應。
[0066] 運兩個放大器分支隨后使用阻抗變換器幻彼此組合。根據(jù)上述公式獲得的阻抗ZT 的V4波導，例如成帶線，能夠用于此。
[0067] 必要時，另一個最佳化方案可W基于參數(shù)執(zhí)行，例如電源電壓和/或阻抗變換器 Zt O
[0068] 運造成了如下構型，為了示例的原因描述為:在第一放大器分支中，使用示例性6- W GaN肥MT放大器，然而在第二放大器分支中使用示例性IO-W GaN肥MT放大器。在第一放 大器分支具有的漏極電壓Vd,C= 12V時，施加偏壓Vg,c = -2.8V。在第二放大器分支具有的漏 極電壓Vd, P = 30V時，施加偏壓Vg, P = -6V。為了提供10地的輸出功率回退，運兩個放大器分支 經(jīng)由62.5 Q的阻抗變換器Zt連接(根據(jù)下面計算規(guī)則）。假設兩個放大器分支的漏極電流在 飽和時大致相等的情況下，即Ip, sat = I。, sat，現(xiàn)在能夠確定a = 3.5且0= 1.4，接著獲知，
[0069]
該情況也與圖4一致，其示出了 從接點CN方面來看負載調制ZmZp和Zc和經(jīng)由輸出線W地m計的各自放大器分支的各自漏 極電流。
[0070] 運使得能夠產生其中峰值包絡功率與平均功率的比率大于6地的序貫寬帶多爾蒂 功率放大器，具體地講，能夠產生其中峰值包絡功率與平均功率的比率在6地至12地之間可 調的序貫寬帶多爾蒂功率放大器。
[0071] 根據(jù)本發(fā)明，寬帶應理解為300MHz及W上，特別是500MHz及W上的帶寬。
[0072] 利用上面概述的方法，可W產生一種功率放大器，其在10瓦特下具有大于SOOM^ 的帶寬和10地的輸出功率回退，W驗證設計概念?？蒞利用8地至11地的可調輸出功率回退 在1.8G化至2.4G化的頻率范圍內展示預期的多爾蒂行為。65 % W上的漏極效率在300MHz的 頻率范圍內實現(xiàn)，而58 % W上的漏極效率在500MHz的飽和頻率范圍內實現(xiàn)。即使使用示例 性IOMHz寬的LTE信號(在2. IG化下具有7.5地的PAR),實現(xiàn)約53%的漏極效率，其中相鄰信 道泄漏比(ACLR)為-44.2/-48.7地C且平均輸出功率為32.7地m。
【主權項】
1. 一種具有可調輸出功率回退的序貫寬帶多爾蒂化Oherty)功率放大器，具有： 至少一個輸入端（Ii，l2;RFin)，其用于接收至少一個寬帶HF信號，其中所述一個寬帶HF 信號或多個寬帶HF信號（RFin)具有至少一個平均功率電平（Pavg)和峰值包絡功率電平 (PEP)，其中所述平均功率電平(Pavg)和所述峰值包絡功率電平(PEP)確定了一個波峰因數(shù)C =陽P化vg， 第一放大器分支，其用于放大輸入信號（II)，其中所述第一放大器分支為低功率電平和 至少所述平均功率電平(Pavg)提供放大， 至少一個第二放大器分支，其用于放大輸入信號（12)，其中所述第二放大器分支為所述 峰值包絡功率電平(PEP)提供放大， 其中，所述第一放大器分支的輸出經(jīng)由阻抗變換器(Ζτ)連接到所述第二放大器分支的 輸出，其接點(CN) W直接阻抗匹配的方式連接到負載(Ζο)， 其中，所述第一放大器分支和所述第二放大器分支各自具有電源電壓，其中所述電源 電壓中的至少一個隨著待放大信號的波峰因數(shù)變化而可變， 并且其中，通過所述至少兩個放大器分支的信號傳播在工作范圍內的延遲相同。2. 如權利要求1所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，由所述第一放大器分 支檢測出的輸出阻抗(Zc)對應于W下公式關系：其中B0是指在輸出功率回退中的運行模式并且PEP是指峰值包絡 功率(PEP)下的運行模式，而可W從在各放大器分支飽和的情況下 各放大器分支的電流Ip I sat，Ic I sat、各放大器分支各自的電源電壓VdD, P，VdD, C和各放大器分支 的膝點電壓Vk, P，Vk,。推導出。3. 如權利要求1或2所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，具有唯一一個輸 入端和至少一個功率分配器化IV)，所述輸入端用于接收一個或多個寬帶HF信號(RF)，所述 功率分配器用于將所述一個或多個寬帶HF信號分配到所述第一放大器分支和所述第二放 大器分支。4. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，所述阻 抗變換器(Ζτ)相移四分之一波長。5. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，由所述 第二放大器分支檢測出的輸出阻抗(Ζρ)對應于W下公式關系：其中Β0 是指在輸出功率回退情況下的運行模式且PEP是指峰值包絡功率(PEP)下的運行模式，而巧W從在各放大器分支飽和的情況下各放大器分支 的電流Ipisat，Icisat、各放大器分支各自的電源電壓VdD,p，VdD,c和各放大器分支的膝點電壓 Vk, p，Vk, c推導出。6. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，所述第 一放大器分支和所述第二放大器分支之間從所述各自電源電壓Vdd,p，Vdd,c和所述各自膝點 電壓Vk,p，Vk,。的接管點(B0)對應于W下公式關系，其中B0是可變的。 ?*7. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于所述第一 放大器分支和所述第二放大器分支之間通過所述負載(Ζο)調制的接管點(Β0)對應于W下 公式關系，其中Β0是可變的。8. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，峰值包 絡功率與平均功率的比率大于6地。9. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，峰值包 絡功率與平均功率的比率在6地至12地之間可調。10. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，所述可 用帶寬為500MHz或更大。11. 如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，所述第 一放大器分支的所述輸出經(jīng)由阻抗變換器(Ζτ)連接到所述第二放大器分支的所述輸出且 經(jīng)由至少一個其他阻抗變換器連接到第Ξ放大器分支的輸出。12. -種如前述權利要求中任一項所述的序貫寬帶多爾蒂功率放大器，其特征在于，所 述放大器應用于移動無線通信系統(tǒng)中。
【文檔編號】H03F1/02GK105981295SQ201480054483
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2014年10月1日
【發(fā)明人】雷納托·內格拉, 春映·嚴
【申請人】亞琛工業(yè)大學