本發(fā)明涉及弧焊逆變電源技術領域，更具體地說，涉及一種基于SiC的超高頻逆變式手工焊接電源。

背景技術：

無論是民用領域還是工業(yè)領域，手工焊接方法均得到了十分廣泛的應用。目前，手工焊接電源已普遍采用高效節(jié)能的逆變式焊接電源；其中，小功率應用領域普遍以MOSFET弧焊逆變電源為主，而在中大功率領域普遍采用IGBT弧焊逆變電源。無論是MOSFET弧焊逆變電源還是IGBT弧焊逆變電源，其效率和性能均比整流式電源有了較大程度的提高，技術已經日趨成熟。這兩種逆變電源的功率器件均為Si基功率器件，包括MOFET、IGBT、SBD和FRD。傳統(tǒng)硅(Si)半導體器件已接近其材料本征極限，現(xiàn)有的Si基MOSFET雖然開關速度快，能夠減小弧焊逆變器的體積和重量，但管功率和耐壓較低，一般應用于中小功率的場合。Si基的IGBT具有導通電阻小、電流容量大、耐壓較高等特點，在大功率弧焊逆變器中得到廣泛應用，但它的開關頻率低，開關損耗較高。具體說來，目前的逆變式手工焊接電源還存在以下幾個方面的問題：

(1)逆變頻率仍不夠高。限于開關過程載流子的調制效應以及寄生效應，同時其飽和導通壓降較高，開關過程能耗較高，使得Si基功率器件的開關速度受到限制，逆變頻率難以進一步提高；由于逆變頻率的限制，使得主回路的時間常數(shù)難以進一步降低，導致控制周期較長，焊接電源的動態(tài)響應性能也無法進一步提高；

(2)效率不夠高；由于Si基功率器件的通態(tài)電阻較大，導通壓降大，使得功率管在導通過程的功率損耗比較大；開關時間較長，也導致器件在開通和關斷過程的交流損耗也較大；隨著逆變頻率的提高，器件的交流損耗迅速增加；這幾個原因導致能效難以進一步提高；

(3)環(huán)境適應性有待提高；手工焊接電源的使用環(huán)境惡劣，有些焊接現(xiàn)場是二十四小時連續(xù)作業(yè)，長時間持續(xù)工作導致對功率器件的熱耐受性以及散熱通道設計提出了很高的要求；由于存在電導調制過程，Si基功率器件存在反向恢復效應；在較高逆變頻率情況下的交流損耗急劇增加，導致器件溫升上升較快；由于高頻寄生振蕩、負載頻繁復雜變化、電磁干擾、偏磁等原因，特別是大功率焊接條件下，弧焊電源存在可靠性偏弱等問題；

(4)不易實現(xiàn)大功率焊接電源的小型化、輕量化和低成本化。由于能效還不夠高，功率器件的散熱器件體積和重量較大；同時，逆變頻率相對較低，使得主回路的磁性器件以及濾波平滑部件的重量和體積也難以進一步降低；這兩個因素導致大功率焊接電源的功率密度難以提高，體積較大，消耗的制造原材料較多，綜合制造成本高。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術中的缺點與不足，提供一種基于SiC、可實現(xiàn)超過200kHz超高頻逆變、時間常數(shù)小、動態(tài)響應快、具備優(yōu)異工藝適應性、實現(xiàn)對電弧負載的精細設計與控制、有效提升焊接工藝質量的超高頻逆變式手工焊接電源。

為了達到上述目的，本發(fā)明通過下述技術方案予以實現(xiàn)：一種基于SiC的超高頻逆變式手工焊接電源，其特征在于：包括主電路和數(shù)字控制電路；

所述主電路包括依次連接的電磁噪聲抑制模塊、工頻整流濾波模塊、超高頻逆變換流模塊、超高頻功率變壓器和高頻快速整流平滑模塊；其中，所述電磁噪聲抑制模塊與外部三相/單相交流輸入電源連接；所述高頻快速整流平滑模塊與外部電弧負載連接；

所述數(shù)字控制電路包括負載電流電壓檢測模塊、基于DSC的人機交互模塊、DSC控制器、超高頻驅動模塊和安全保護模塊；其中，所述負載電流電壓檢測模塊一端與電弧負載連接，另一端與DSC控制器連接；所述安全保護模塊的輸入端分別與三相/單相交流輸入電源和超高頻逆變換流模塊連接，輸出端與DSC控制器連接；所述基于DSC的人機交互模塊與DSC控制器連接；所述DSC控制器與超高頻驅動模塊連接；超高頻驅動模塊還與超高頻逆變換流模塊相連。

本發(fā)明焊接電源中，由三相/單相交流輸入電源電流首先經過電磁噪聲抑制模塊后通過工頻整流濾波模塊轉變成較平滑的直流電；然后經過超高頻逆變換流模塊轉換成超高頻的交流方波脈沖；之后通過超高頻功率變壓器進行電氣隔離、電壓變換和功率傳遞，最后經過高頻整流平滑模塊整流平滑之后提供給電弧負載。數(shù)字控制電路采用了雙DSC控制架構；其中，DSC控制器主要完成閉環(huán)控制算法、任務流程控制、數(shù)字PWM產生與調制等任務，另一個DSC主要實現(xiàn)人機交互的數(shù)字化控制。DSC控制器根據(jù)負載電流電壓檢測模塊檢測的負載電流、電壓信號與基于DSC的人機交互模塊給定的參數(shù)進行比較，按照DSC內嵌的控制算法運算，產生所需脈寬的多路數(shù)字PWM信號，并通過超高頻驅動模塊隔離和放大后去控制超高頻逆變換流模塊開關管的開通和關斷，從而得到200KHz以上的高頻高壓電，然后通過超高頻功率變壓器轉換成大電流低電壓波形，最后經過高頻整流平滑后轉變?yōu)楹附庸に囁璧牟ㄐ?，這就是基于SiC的超高頻逆變式手工焊接電源的閉環(huán)控制過程。

本發(fā)明焊接電源的逆變頻率超過200kHz，可實現(xiàn)超高頻逆變；主電路時間常數(shù)非常小，動態(tài)響應快，能夠實現(xiàn)對電弧負載的精細設計與控制，有效提升焊接工藝質量。

優(yōu)選地，所述超高頻逆變換流模塊包括電容C10、電容C11、電容C12、電容C13、電容C14、SiC功率開關管Q1、SiC功率開關管Q2、二極管D7和二極管D8；

電容C10和電容C11串聯(lián)后連接到工頻整流濾波模塊上；SiC功率開關管Q1分別與二極管D7和電容C12并聯(lián)后與SiC功率開關管Q2串聯(lián)，之后連接到工頻整流濾波模塊上；SiC功率開關管Q2還分別與二極管D8和電容C13并聯(lián)；所述電容C10與電容C11的連接處與超高頻功率變壓器的初級第一輸入端連接；SiC功率開關管Q1與SiC功率開關管Q2的連接處與超高頻功率變壓器的初級第二輸入端連接；SiC功率開關管Q1和SiC功率開關管Q2分別與超高頻驅動模塊連接。

超高頻逆變換流模塊采用SiC功率開關管Q1和SiC功率開關管Q2作為開關管；SiC功率器件的熱耐受性好，使散熱器體積可大幅度減小；SiC功率器件的逆變頻率更高，使得主電路磁性器件的體積重量也大幅度減少；相比Si基逆變焊接電源，本發(fā)明焊接電源在同等功率情況下的重量更輕，功率密度更高，體積更小巧，綜合制造成本低25％以上，具有更高的性價比。

優(yōu)選地，所述高頻整流平滑模塊包括SiC快速整流二極管DR1、SiC快速整流二極管DR2和電容C15；超高頻功率變壓器的次級第一輸出端、SiC快速整流二極管DR1、電容C15和超高頻功率變壓器的次級第二輸出端依次連接；SiC快速整流二極管DR1與電容C15的連接處通過SiC快速整流二極管DR2與超高頻功率變壓器的次級第三輸出端連接；電容C15與電弧負載并聯(lián)。

優(yōu)選地，所述超高頻驅動模塊包括供電電源電路、推挽輸出電路、磁隔離電路和信號整形電路。

優(yōu)選地，所述供電電源電路由型號為LM2596s的開關電壓調節(jié)器及其外圍電路組成。

優(yōu)選地，所述推挽輸出電路包括型號為IXDN609PI的開關放大器U1及其外圍電路，以及型號為IXDN609PI的開關放大器U2及其外圍電路；開關放大器U1和開關放大器U2的輸入端分別與超高頻逆變換流模塊連接，輸出端分別與所述磁隔離電路連接。

優(yōu)選地，所述磁隔離電路由脈沖變壓器T101組成；所述信號整形電路包括兩組結構相同的信號整形單元一和信號整形單元二；信號整形單元一和信號整形單元二以相反方向分別與脈沖變壓器T101次級的兩個線圈連接。

優(yōu)選地，所述信號整形單元一包括二極管D113、二極管D117、穩(wěn)壓二極管D122、穩(wěn)壓二極管D125、穩(wěn)壓二極管D126、雙二極管組DQ101、電阻R105、電阻R109、電阻R117、電阻R121和開關管Q101；

所述脈沖變壓器T101的次級第一線圈一端依次通過二極管D117、穩(wěn)壓二極管D122、穩(wěn)壓二極管D126、穩(wěn)壓二極管D125與二極管D113連接；二極管D113與磁隔離電路的次級第一線圈另一端連接；磁隔離電路的次級第一線圈一端還通過電阻109與二極管D113連接；穩(wěn)壓二極管D122通過電阻R113和雙二極管組DQ101與二極管D113連接；穩(wěn)壓二極管D122還通過電阻R121和電阻R117與二極管D113連接；二極管D117與穩(wěn)壓二極管D122的連接處通過開關管Q101與二極管D113連接，電阻R109與二極管D117連接處與開關管Q101連接；電阻105并聯(lián)在二極管D113兩端；電容C115并聯(lián)在穩(wěn)壓二極管D122兩端。

優(yōu)選地，所述安全保護模塊的輸入端與三相/單相交流輸入電源連接是指，安全保護模塊的輸入端分別通過霍爾傳感器和交流變壓器與三相/單相交流輸入電源連接，以實現(xiàn)三相/單相交流輸入電源的輸入電流值和輸入電壓值檢測；

所述安全保護模塊的輸入端與超高頻逆變換流模塊連接是指，安全保護模塊的輸入端與設置在超高頻逆變換流模塊上的熱敏電阻連接，以實現(xiàn)溫度檢測。

安全保護模塊檢測三相/單相交流輸入電源的輸入電流值和輸入電壓值，判斷是否存在過流、過壓、欠壓現(xiàn)象，同時還通過熱敏電阻檢測超高頻逆變換流模塊的溫升情況，判斷是否超過容許的溫升范圍；一旦出現(xiàn)過流、過壓、欠壓、過熱等現(xiàn)象，安全保護模塊將向DSC控制器發(fā)出中斷信號，DSC控制器將調用安全保護任務，關閉數(shù)字PWM的輸出，確保主電路的安全。

優(yōu)選地，所述基于DSC的人機交互模塊與DSC控制器之間采用總線通訊實現(xiàn)數(shù)字協(xié)同控制。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點與有益效果：

1、本發(fā)明焊接電源的逆變頻率超過200kHz，可實現(xiàn)超高頻逆變；主電路時間常數(shù)非常小，具有優(yōu)異的動態(tài)響應速度，具備優(yōu)異的工藝適應性，可適應多種材料的高性能手工焊接；能夠實現(xiàn)對電弧負載的精細設計與控制，有效提升焊接工藝質量；

2、本發(fā)明焊接電源采用SiC功率器件，SiC功率器件可靠性髙，熱耐受性好，使散熱器體積可大幅度減??；逆變頻率更高，使得主電路磁性器件的體積重量也大幅度減少；相比Si基逆變焊接電源，本發(fā)明焊接電源在同等功率情況下的重量更輕，功率密度更高，體積更小巧，綜合制造成本低25％以上，具有更高的性價比；

3、本發(fā)明焊接電源的功率器件全部采用新一代SiC電力電子器件，開關損耗低，能效可超過95％，約比現(xiàn)有的手工焊接電源節(jié)能10％左右，負載持續(xù)率髙達100％。

附圖說明

圖1是本發(fā)明焊接電源的系統(tǒng)框圖；

圖2是本發(fā)明焊接電源中主電路的電路圖；

圖3(A)～圖3(C)是本發(fā)明焊接電源中超高頻驅動模塊的電路圖；

圖4是本發(fā)明焊接電源中安全保護模塊的電路圖；

圖5是本發(fā)明焊接電源中負載電流電壓檢測模塊的電路圖；

圖6是本發(fā)明焊接電源中基于DSC的人機交互模塊的方框圖；

圖7是本發(fā)明焊接電源中DCS控制器的電路圖。

具體實施方式

下面結合附圖與具體實施方式對本發(fā)明作進一步詳細的描述。

實施例

本實施例基于SiC的超高頻逆變式手工焊接電源，其結構如圖1～圖7所示；包括主電路和數(shù)字控制電路。

主電路包括依次連接的電磁噪聲抑制模塊、工頻整流濾波模塊、超高頻逆變換流模塊、超高頻功率變壓器和高頻快速整流平滑模塊；其中，電磁噪聲抑制模塊與外部三相/單相交流輸入電源連接；高頻快速整流平滑模塊與外部電弧負載連接。

數(shù)字控制電路包括負載電流電壓檢測模塊、基于DSC的人機交互模塊、DSC控制器、超高頻驅動模塊和安全保護模塊；其中，負載電流電壓檢測模塊一端與電弧負載連接，另一端與DSC控制器連接；安全保護模塊的輸入端分別與三相/單相交流輸入電源和超高頻逆變換流模塊連接，輸出端與DSC控制器連接；基于DSC的人機交互模塊與DSC控制器連接；DSC控制器與超高頻驅動模塊連接；超高頻驅動模塊還與超高頻逆變換流模塊相連。

本實施例焊接電源中，由三相/單相交流輸入電源電流首先經過電磁噪聲抑制模塊后通過工頻整流濾波模塊轉變成較平滑的直流電；然后經過超高頻逆變換流模塊轉換成超高頻的交流方波脈沖；之后通過超高頻功率變壓器進行電氣隔離、電壓變換和功率傳遞，最后經過高頻整流平滑模塊整流平滑之后提供給電弧負載。

具體地說，超高頻逆變換流模塊包括電容C10、電容C11、電容C12、電容C13、電容C14、SiC功率開關管Q1、SiC功率開關管Q2、二極管D7和二極管D8；

電容C10和電容C11串聯(lián)后連接到工頻整流濾波模塊上；SiC功率開關管Q1分別與二極管D7和電容C12并聯(lián)后與SiC功率開關管Q2串聯(lián)，之后連接到工頻整流濾波模塊上；SiC功率開關管Q2還分別與二極管D8和電容C13并聯(lián)；電容C10與電容C11的連接處與超高頻功率變壓器的初級第一輸入端連接；SiC功率開關管Q1與SiC功率開關管Q2的連接處與超高頻功率變壓器的初級第二輸入端連接；SiC功率開關管Q1和SiC功率開關管Q2分別與超高頻驅動模塊連接。

高頻整流平滑模塊包括SiC快速整流二極管DR1、SiC快速整流二極管DR2和電容C15；超高頻功率變壓器的次級第一輸出端、SiC快速整流二極管DR1、電容C15和超高頻功率變壓器的次級第二輸出端依次連接；SiC快速整流二極管DR1與電容C15的連接處通過SiC快速整流二極管DR2與超高頻功率變壓器的次級第三輸出端連接；電容C15與電弧負載R0并聯(lián)。

數(shù)字控制電路采用了雙DSC控制架構；其中，DSC控制器主要完成閉環(huán)控制算法、任務流程控制、數(shù)字PWM產生與調制等任務，另一個DSC主要實現(xiàn)人機交互的數(shù)字化控制。DSC控制器根據(jù)負載電流電壓檢測模塊檢測的負載電流、電壓信號與基于DSC的人機交互模塊給定的參數(shù)進行比較，按照DSC內嵌的控制算法運算，產生所需脈寬的多路數(shù)字PWM信號，并通過超高頻驅動模塊隔離和放大后去控制超高頻逆變換流模塊開關管的開通和關斷，從而得到200KHz以上的高頻高壓電，然后通過超高頻功率變壓器轉換成大電流低電壓波形，最后經過高頻整流平滑后轉變?yōu)楹附庸に囁璧牟ㄐ?，這就是基于SiC的超高頻逆變式手工焊接電源的閉環(huán)控制過程。

本實施例焊接電源的主電路時間常數(shù)非常小，動態(tài)響應快，能夠實現(xiàn)對電弧負載的精細設計與控制，有效提升焊接工藝質量。超高頻逆變換流模塊采用SiC功率開關管Q1和SiC功率開關管Q2作為開關管；SiC功率器件的熱耐受性好，使散熱器體積可大幅度減小；SiC功率器件的逆變頻率更高，使得焊接電源的逆變頻率超過200kHz，可實現(xiàn)超高頻逆變；主電路磁性器件的體積重量也大幅度減少；相比Si基逆變焊接電源，本實施例焊接電源在同等功率情況下的重量更輕，功率密度更高，體積更小巧，綜合制造成本低25％以上，具有更高的性價比。

DSC控制器主要包括DSC微處理器一、由型號為AMS1117的芯片及其外圍電路構成的低壓差線性穩(wěn)壓電源模塊、外部時鐘電路、外部復位電路以及JTAG調試電路。其中，DSC微處理器一可以是DSC級的ARM微處理器STM32F405RGT6，也可以是其他的DSC級微處理器，此處僅以STM32F405RGT6為例進行介紹；由DSC微處理器一內部的高級控制定時器模塊直接產生互補帶死區(qū)的數(shù)字PWM信號；DSC微處理器一內嵌了相應的電流-電壓雙閉環(huán)控制算法，可以實現(xiàn)恒流、變斜率特性以及階梯特性控制等功能。

超高頻驅動模塊包括供電電源電路、推挽輸出電路、磁隔離電路和信號整形電路。其中，供電電源電路由型號為LM2596s的開關電壓調節(jié)器及其外圍電路組成。供電電源電路的輸入電壓可高達40V，輸出1.2V～37V的可調電壓，輸出電流可達到3A，具有過熱保護和限流保護功能，本實施例中，設定的輸出電壓為直流24V。

推挽輸出電路包括型號為IXDN609PI的開關放大器U1及其外圍電路，以及型號為IXDN609PI的開關放大器U2及其外圍電路；開關放大器U1和開關放大器U2的輸入端分別與超高頻逆變換流模塊連接，輸出端分別與磁隔離電路連接。由DSC控制器產生的數(shù)字PWM信號A/B經過前隔離處理，之后直接驅動由IXDN609PI組成的推挽輸出電路，得到兩路推挽輸出的驅動脈沖驅動信號OUT-A1和OUT-B1。

磁隔離電路由脈沖變壓器T101組成。信號整形電路包括兩組結構相同的信號整形單元一和信號整形單元二；信號整形單元一和信號整形單元二以相反方向分別與脈沖變壓器T101次級的兩個線圈連接。

信號整形單元一包括二極管D113、二極管D117、穩(wěn)壓二極管D122、穩(wěn)壓二極管D125、穩(wěn)壓二極管D126、雙二極管組DQ101、電阻R105、電阻R109、電阻R117、電阻R121和開關管Q101；

脈沖變壓器T101的次級第一線圈一端依次通過二極管D117、穩(wěn)壓二極管D122、穩(wěn)壓二極管D126、穩(wěn)壓二極管D125與二極管D113連接；二極管D113與磁隔離電路的次級第一線圈另一端連接；磁隔離電路的次級第一線圈一端還通過電阻109與二極管D113連接；穩(wěn)壓二極管D122通過電阻R113和雙二極管組DQ101與二極管D113連接；穩(wěn)壓二極管D122還通過電阻R121和電阻R117與二極管D113連接；二極管D117與穩(wěn)壓二極管D122的連接處通過開關管Q101與二極管D113連接，電阻R109與二極管D117連接處與開關管Q101連接；電阻105并聯(lián)在二極管D113兩端；電容C115并聯(lián)在穩(wěn)壓二極管D122兩端。信號整形電路產生正20V、負5.1V的SiC功率開關驅動電壓信號，提升功率開關的開通和關斷速度。

安全保護模塊的輸入端與三相/單相交流輸入電源連接是指，安全保護模塊的輸入端分別通過霍爾傳感器和交流變壓器與三相/單相交流輸入電源連接，以實現(xiàn)三相/單相交流輸入電源的輸入電流值和輸入電壓值檢測；

安全保護模塊的輸入端與超高頻逆變換流模塊連接是指，安全保護模塊的輸入端與設置在超高頻逆變換流模塊上的熱敏電阻連接，以實現(xiàn)溫度檢測。

在安全保護模塊中，CN6連接安裝于超高頻逆變換流模塊的SiC功率開關管散熱器上的熱敏電阻，該熱敏電阻與電阻R211構成分壓電路，一旦溫度升高，熱敏電阻的阻值會發(fā)生改變，導致該分壓變化；該分壓與U13A的同相端的參考電壓值進行比較，導致U13A的輸出電平信號發(fā)生反轉。CN5連接霍爾電流傳感器，霍爾傳感器檢測輸入電流值，并與U13B的同相端電壓進行比較，一旦過流，則U13B的輸出電平也發(fā)生反轉；利用交流變壓器對三相/單相交流輸入電源進行降壓并整流，得到VC，該電壓經過由電阻R209/R203、R210/R206構成的分壓電路進行分壓，并與預設的VREF值進行比較，一旦發(fā)生過壓或者欠壓情況，U12A或者U12B的輸出電平也會發(fā)生反轉。U12A/U12B/U13A/U13B的輸出和三個與門邏輯電路以及反相器芯片ULN2003A相連接，通過ULN2003A的16腳與DSC控制器的中斷端口相連接。一旦出現(xiàn)過流、過壓、欠壓、過熱等現(xiàn)象，安全保護模塊將向DSC控制器發(fā)出中斷信號，DSC控制器將調用安全保護任務，關閉數(shù)字PWM的輸出，確保主電路的安全。

負載電流電壓檢測模塊包括由電阻R306、R307、R308、電容C300、C301、C302、二極管D304、D305和芯片U3構成的電弧負載電流檢測電路，以及由電阻R309、R310、R311、R312、R313、R314、R315、電容C303、C304、C305、C306、C307、芯片U4、U5、U6和U7構成的電弧負載電壓實時檢測電路。其中I_o為電弧負載電流信號，U_o為電弧負載兩端的電壓信號。芯片U3、U4、U5和U6均為高速精密運算放大器集成電路，芯片U7為雙輸入雙輸出高隔離線性光耦。電弧負載電流信號和電弧負載兩端的電壓信號經過處理之后全部匯入電壓信號變換器芯片U8，然后分別輸送給DSC控制器。

基于DSC的人機交互模塊包括DSC微處理器二、正交編碼器、按鍵、LED指示燈、數(shù)碼管以及輸入濾波電路以及電流放大電路；人機交互模塊采用DSC微處理器二作為控制核心完成所有信息的處理與控制功能。其中，正交編碼器與DSC微處理器二的TIME模塊相連，TIME模塊具有編碼器接口并帶有數(shù)字信號濾波模塊，正交編碼器產生的兩路正交信號輸入到TIME模塊，TIME模塊根據(jù)兩路信號相位的超前或滯后進行計數(shù)，通過軟件編程獲取計數(shù)值從而實現(xiàn)正交編碼器動作時數(shù)字面板參數(shù)實時調整，保證數(shù)據(jù)調節(jié)準確。按鍵、LED和數(shù)碼管與DSC微處理器二的GPIO模塊相連，LED和數(shù)碼管驅動電路均采用74HC595和ULN2003擴展IO口并放大LED和數(shù)碼管的電流，以保證足夠的顯示亮度。基于DSC的人機交互模塊與DSC控制器之間采用總線通訊實現(xiàn)數(shù)字協(xié)同控制。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受上述實施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護范圍之內。