本發(fā)明涉及功率譜最大的峰值頻率的檢測裝置、方法以及程序。

背景技術(shù)：

當(dāng)將快速傅立葉轉(zhuǎn)換(FFT)的時間窗長度設(shè)為T₀(s)、將采樣頻率設(shè)為f_s(Hz)、將采樣數(shù)設(shè)為N(N是2的乘方的整數(shù))時，則存在如下關(guān)系：

[算式1]

T₀＝N/f_s。

時間窗長度的倒數(shù)f₀(Hz)稱為頻率分辨率，為如下關(guān)系：

[算式2]

f₀＝1/T₀。

在通過FFT對信號波進行頻率分析的情況下，時間窗長度是進行FFT的信號波的時間長度，頻率分辨率是信號波頻率的最小分辨率，即為頻率的檢測精度。以下，也將該時間窗長度稱為“進行FFT的信號波的截取時間”、“進行FFT的信號波的時間”等。[算式2]的意思是：FFT的時間窗長度與頻率分辨率呈互反關(guān)系。該互反關(guān)系在頻率分辨率小的頻率處影響顯著。例如，如果需要0.01(Hz)的頻率分辨率，則必須對其倒數(shù)的100(s)期間的信號波進行FFT。此外，如果進行FFT的信號波的時間是0.01(s)，則只能得到其倒數(shù)100(Hz)的頻率分辨率。

當(dāng)利用FFT時，該互反關(guān)系有時成為制約，為了避免互反關(guān)系的制約，想盡了各種辦法。例如，可想到如下方法：在對接收的信號波進行FFT，求出構(gòu)成在頻域出現(xiàn)的頻譜的峰值頻率時，將時間窗長度T₀固定為預(yù)定值，對從所接收的信號波以間隔T₀而不相互重疊的方式錯開并截取的多個期間分別應(yīng)用FFT(即，多次應(yīng)用FFT)，將求得的多個峰值頻率取平均。在該方法中，有時也能以高于通過一次FFT求得的頻率分辨率f₀的分辨率(細頻率間隔)計算出峰值頻率。但是，存在如下問題：如果增加FFT的操作次數(shù)，則進行FFT的信號波的截取時間隨著其次數(shù)增加而變長。

需要說明的是，當(dāng)對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串應(yīng)用FFT時，對于提供給FFT的樣本數(shù)N，可得到0到N－1的被賦予固定的頻率間隔(等于頻率分辨率(f₀))下的振幅的值的功率譜。將這些功率譜中與最大值的功率譜對應(yīng)的頻率稱為峰值頻率。最大值的功率譜能通過公知的方法確定，例如，如果將1到N/2的功率譜逐個進行比較則能夠確定。此時，如果在p點功率譜最大，則峰值頻率f_pk為f_pk＝p×f₀。

在專利文獻1中，對如下方法進行了說明：同時滿足頻率分辨率小于等于12(Hz)、進行FFT的信號波的截取時間小于等于10(ms)(相當(dāng)于水中的位置分辨率7.5m)，并求出峰值頻率(參照該專利文獻1的[0023]～[0026]、[0089]～[0090]。需要說明的是，在[0097]之后的數(shù)值例中，從輸入信號波的截取時間變?yōu)?(ms)，但理由不明。)。當(dāng)以頻率分辨率12(Hz)優(yōu)先時，根據(jù)[算式2]，截取時間為1/12(Hz)＝83.3(ms)。另一方面，在應(yīng)用FFT的情況下，由于要求其樣本數(shù)N是2的乘方，因此，在該專利文獻1中，將信號截取時間設(shè)為相當(dāng)于N＝1024的102.4(ms)(參照該專利文獻1的[0055])。為了將進行FFT的輸入信號波的截取時間設(shè)為102.4(ms)，由于以獲得實際的數(shù)據(jù)的時間5(ms)是不夠的，因此對不夠的量102.4－5＝97.4(ms)期間的部分附加零值數(shù)據(jù)，將加入該零值數(shù)據(jù)所得的數(shù)據(jù)串(時間長度102.4(ms)的部分)進行FFT，求出峰值頻率(參照該專利文獻1的[0103])。

在該專利文獻1記載的方法中，由于進行FFT的數(shù)據(jù)串中所含的有效數(shù)據(jù)串只不過是整體的約1/10(根據(jù)該專利文獻1的[0103]，約1/20)，因此，當(dāng)使施加于在輸入信號波是模擬信號波時通常應(yīng)用的A/D轉(zhuǎn)換而得到的數(shù)字信號波的數(shù)字帶通濾波器(在該專利文獻1的圖7中，數(shù)字BPF62)提高階數(shù)并且為窄帶時，通過數(shù)字帶通濾波器后的信號遲鈍，而且有效數(shù)據(jù)數(shù)量減少，因此必須減緩數(shù)字帶通濾波器的濾波特性。就是說，在該專利文獻1中，由于絲毫沒有認(rèn)識到難以避免時間長度短的輸入信號波的情況下的由干擾噪聲引起的負面影響這一潛在問題，因此，對那樣的潛在問題的解決方案也沒有任何啟示和教導(dǎo)。

此外，在該專利文獻1的情況下，在進行FFT的數(shù)字信號波(數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串)中，由于僅在應(yīng)用FFT時所要求的時間窗長度約1/10(或者，約1/20)的長度的部分存在實際的數(shù)據(jù)，因此不得不產(chǎn)生大量的功率譜。在應(yīng)用FFT的實際的信號波中包含干擾噪聲的情況下，由于在峰值頻率的周邊進一步出現(xiàn)多余的頻譜，因此存在難以確定峰值頻率的可能性。

如此，當(dāng)求取輸入信號的峰值頻率時，為了避免互反關(guān)系的制約而進行了各種嘗試，但尚未找到常規(guī)的解決方法。

現(xiàn)有技術(shù)文獻

專利文獻

專利文獻1：日本特開2012-247302號公報

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明所要解決的問題

本發(fā)明的目的在于提供一種裝置、方法以及程序，所述裝置、方法以及程序能避免通過FFT進行頻率分析時成為制約的、存在于頻率分辨率(f₀)與時間窗長度(T₀)之間的f₀＝1/T₀這一互反關(guān)系，能以所希望的頻率分辨率和所希望的時間窗長度來檢測信號波的峰值頻率。

用于解決問題的方案

(1)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置是檢測規(guī)定的頻帶(f_cl～f_ch)中功率譜最大的峰值頻率的峰值頻率檢測裝置，具備：n次方部，對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的各元素取n次方(n是大于等于2的整數(shù))；FFT部，將與對根據(jù)采樣頻率f_s、頻率分辨率f_tg、時間窗長度T_tg確定的N(N是2的乘方的整數(shù))個取n次方后的采樣頻率f_s的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行快速傅立葉轉(zhuǎn)換所得的功率譜的最大值對應(yīng)的頻率作為虛擬峰值頻率導(dǎo)出；以及1/n倍部，將對所述虛擬峰值頻率取1/n倍后的值作為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的峰值頻率輸出，所述峰值頻率檢測裝置滿足：

n≥1/(f_tg×T_tg)

f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg

f_s＞2×n×f_ch。

需要說明的是，在本說明書中，f_cl～f_ch是指大于等于f_cl小于等于f_ch。

當(dāng)假定作為頻率分析的對象的信號波y是具有單一頻率f(Hz)的[算式3]所示的正弦函數(shù)時，y的n次方(n是大于等于2的正整數(shù))以[算式4]以及[算式5]表示。在[算式4]中n是奇數(shù)，在[算式5]中n是偶數(shù)。

[算式3]

y＝sin(2πft)

[算式4]

[算式5]

當(dāng)對y取n次方(n＝2，3，4，……)時，無論n是奇數(shù)還是偶數(shù)，[算式4]以及[算式5]都表示：出現(xiàn)頻率成分n×f，(n－2)×f，(n－4)×f，……。

因此，可以理解的是：如果能對y＝sin(2πft)取n次方，并從此取n次方得到的信號波中提取頻率成分(n×f)的信號波，求出此信號波的峰值頻率，那么如果對求得的頻率取1/n倍，則其與原信號波的頻率f對應(yīng)。圖1示意性地表示了該關(guān)系。

在此，將使用于頻率分析的FFT的采樣頻率設(shè)為f_s，將樣本數(shù)設(shè)為N。當(dāng)將y＝sin(2πft)進行該FFT并求取峰值頻率時，則該峰值頻率是f的計算值，此時的頻率分辨率f₀為：

[算式6]

f₀＝f_s/N。

在此，當(dāng)將頻率成分是(n×f)的正弦函數(shù)y_n＝sin(2πnft)進行具有與求出y的峰值頻率時相同值的f_s和N的FFT并求取峰值頻率時，求得的y_n的頻率f_n’為(n×f)的計算值。在此，應(yīng)該注意的是，該y_n的頻率f_n’是在與關(guān)于y的頻率分辨率相同的頻率分辨率f₀的基礎(chǔ)上求得的。就是說，f_n’的頻率分辨率也是f₀。因此，對f_n’取1/n倍后的f_n’/n是以頻率分辨率f₀/n求出y的頻率f。

因此，當(dāng)將直接進行FFT求出y的頻率f時的頻率分辨率設(shè)為f₀，將時間窗長度設(shè)為T₀，將根據(jù)y_n求出y的頻率f時的頻率分辨率設(shè)為f_n，將時間窗長度設(shè)為T_n時，則如下關(guān)系成立：

[算式7]

f_n＝f₀/n(n是大于等于2的整數(shù))

[算式8]

T_n＝T₀

[算式9]

f_n×T_n＝(f₀/n)×T₀＝1/n＜1(n是大于等于2的整數(shù))。

關(guān)于[算式9]，在圖2中示出了n＝2，3，4時和不進行乘方時的f₀×T₀＝1的曲線圖。

當(dāng)求取原信號波的峰值頻率時，頻率分辨率f_tg是用戶所希望的峰值頻率的頻率分辨率。時間窗長度T_tg是用戶所希望的FFT的時間窗長度。f_tg與T_tg可以獨立設(shè)定。

就是說，本發(fā)明是以滿足如下條件的方式對原信號波的峰值頻率進行計算的方法。

·峰值頻率的頻率分辨率f_n≤f_tg

·FFT的時間窗長度T_n≤T_tg

為此，根據(jù)[算式9]，需要滿足：

[算式10]

f_n×T_n＝1/n≤f_tg×T_tg。

就是說，次方數(shù)n必須滿足：

[算式11]

n≥1/(f_tg×T_tg)。

需要說明的是，n不限于2的乘方2，4，8，16，32，……，只要選自大于等于2的整數(shù)即可。因此，可以根據(jù)用途來選擇需要且足夠的最優(yōu)值。即，根據(jù)本發(fā)明，能避免通過FFT進行頻率分析時成為制約的、存在于頻率分辨率(f₀)與時間窗長度(T₀)之間的f₀＝1/T₀這一互反關(guān)系，能以所希望的頻率分辨率和所希望的時間窗長度來檢測信號波的峰值頻率。具體而言，即使在f_tg×T_tg＜1的范圍，也能以所希望的頻率分辨率和所希望的時間窗長度來檢測信號波的峰值頻率。

如[算式9]所示，將對信號波取n次方后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行FFT的情況下的峰值頻率的頻率分辨率f_n、時間窗長度T_n有f_n×T_n＝1/n的關(guān)系，如果對此進行圖示，則如圖4所示。該圖4中所描繪的f_n×T_n＝1/n的曲線圖中的粗線部分為滿足f_tg、T_tg要求的f_n、T_n。

當(dāng)將f_n＝f_tg時的T_n設(shè)為T_min時，則T_n的可取范圍為：

[算式12]

T_min≤T_n≤T_tg。

另一方面，由于

[算式13]

f_tg×T_min＝1/n

T_n＝N/f_s，

因此，

[算式14]

1/(n×f_tg)≤N/f_s≤T_tg。

在進行FFT的情況下，由于N必須是2的乘方，因此N的可取范圍為：

f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg(N是2的乘方)。

假如在N不存在的情況下，增大n或增大f_s、或者增大兩者，直至N存在。不過，根據(jù)FFT的采樣定理，必須滿足：

[算式15]

f_s＞2×n×f_ch。

在相應(yīng)的N存在多個的情況下，無論采用哪個N都滿足所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg。不過，N越小，F(xiàn)FT的計算量越少，因此通常最好采用最接近下式的N。

[算式16]

f_s/(n×f_tg)

如此，即使在f_tg×T_tg＜1的范圍，也能確定能以所希望的頻率分辨率f_tg、時間窗長度T_tg來檢測峰值頻率的次方數(shù)n、FFT的采樣頻率f_s、FFT的樣本數(shù)N。需要說明的是，次方數(shù)n、f_s、N的確定方法可以不按照上述過程?？梢赃m當(dāng)?shù)貞?yīng)用數(shù)值反復(fù)進行試錯直至滿足條件，或者制作簡單的程序來導(dǎo)出，使用什么樣的方法都可以。

(2)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置具備：第一數(shù)字帶通濾波器，提取所述規(guī)定的頻帶中所含的頻率的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串，所述第一數(shù)字帶通濾波器的輸出可以輸入至所述n次方部。

當(dāng)采用該構(gòu)成時，由于能夠為了從包含各種頻率成分的信號中提取規(guī)定的頻帶的信號而簡化或省略前一階段的模擬濾波器，因此能縮小電路規(guī)模。

(3)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置具備：間隔剔除部，將采樣頻率f_is的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串間隔剔除為1/r(r是大于等于2的整數(shù))，并將采樣頻率設(shè)為f_s，所述間隔剔除部的輸出可以輸入至所述第一數(shù)字帶通濾波器。

當(dāng)采用該構(gòu)成時，即使在輸入至峰值頻率檢測裝置的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率大于f_s的情況下，也能以所希望的頻率分辨率f_tg、時間窗長度T_tg來檢測峰值頻率。

(4)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置具備：內(nèi)插部，將接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串內(nèi)插為g倍(g是大于等于2的整數(shù))，并將采樣頻率設(shè)為f_s，所述內(nèi)插部的輸出可以輸入至所述第一數(shù)字帶通濾波器。

當(dāng)采用該構(gòu)成時，即使在輸入至峰值頻率檢測裝置的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率小于f_s的情況下，也能以所希望的頻率分辨率f_tg、時間窗長度T_tg來檢測峰值頻率。

(5)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置具備：第二數(shù)字帶通濾波器，從取n次方后的N個所述數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串中提取第二頻帶中所含的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串，由所述第二數(shù)字帶通濾波器提取的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串被輸入至所述FFT部，所述第二頻帶可以是大致n×f_cl～n×f_ch。

假設(shè)即使是僅具有單一頻率成分的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串，當(dāng)取n次方時，也具有多個頻率成分，因此在功率譜出現(xiàn)多個峰值，但所要檢測的峰值出現(xiàn)在與頻帶f_cl～f_ch對應(yīng)的n×f_cl～n×f_ch。因此，通過提取n×f_cl～n×f_ch的成分，能檢測規(guī)定的頻帶(f_cl～f_ch)中功率譜最大的峰值頻率。需要說明的是，在能從多個峰值頻率中確定并選擇所要檢測的峰值頻率的情況下，也可以不使用第二數(shù)字帶通濾波器。

(6)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置具備：間隔剔除部，將由所述第二數(shù)字帶通濾波器提取的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串間隔剔除為1/r(r是大于等于2的整數(shù))，并將采樣頻率設(shè)為f_s，所述間隔剔除部的輸出可以輸入至所述FFT部。

當(dāng)采用該構(gòu)成時，即使在輸入至峰值頻率檢測裝置的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率大于f_s的情況下，也能以所希望的頻率分辨率f_tg、時間窗長度T_tg來檢測峰值頻率。

(7)在用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置中，具備：第一數(shù)字帶通濾波器，提取所述特定的頻帶中所含的頻率的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串；第二數(shù)字帶通濾波器，從所述n次方部的輸出中提取第二頻帶中所含的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串，所述第一數(shù)字帶通濾波器的輸出被輸入至所述n次方部，所述第二數(shù)字帶通濾波器的輸出被輸入至所述FFT部，所述第二頻帶可以是大致n×f_cl～n×f_ch。

(8)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置，代替所述n次方部，具備多重乘方部，所述多重乘方部具備k(k是大于等于2的整數(shù))級乘方塊(j)，所述乘方塊(j)具備：乘方部(j)(j＝1，2，……，k)，對所輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串取m_j次方；以及數(shù)字帶通濾波器(j)，從所述乘方部(j)的輸出中提取特定的頻帶f_cl(j)～f_ch(j)的信號，可以是：

n＝m₁×m₂×……×m_k

f_cl(j)≈(m₁×m₂×……×m_j)×f_cl

f_ch(j)≈m₁×m₂×……×m_j)×f_ch。

在對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行乘方的情況下，次方數(shù)越小，越能減少由乘方產(chǎn)生的多余的頻率成分。多余的頻率成分越少，越容易通過數(shù)字帶通濾波器來去除多余的頻率成分。即，與能以一級的乘方部和第二數(shù)字帶通濾波器應(yīng)對的次方數(shù)n的上限相比，能以將乘方部和數(shù)字帶通濾波器單元化并采用多級構(gòu)成的方式應(yīng)對的次方數(shù)n的上限更大。因此，通過采用該構(gòu)成，能擴大可設(shè)定為次方數(shù)的n的范圍。

(9)用于達成上述目的的峰值頻率檢測裝置可以具備：操作部，受理用戶的指示；以及參數(shù)設(shè)定部，對根據(jù)所述指示的n、f_s、N的至少任一個進行設(shè)定。

通過采用該構(gòu)成，用戶無需以重復(fù)進行試錯的方式設(shè)定滿足下式的n、f_s、N：

n≥1/(f_tg×T_tg)

f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg

f_s＞2×n×f_ch。

需要說明的是，權(quán)利要求所述各部的功能通過功能由構(gòu)成自身確定的硬件資源、功能由程序確定的硬件資源、或它們的組合來實現(xiàn)。此外，這些各部的功能并不限于通過各自物理上相互獨立的硬件資源來實現(xiàn)。而且，本發(fā)明作為方法、作為計算機程序、作為計算機程序的記錄介質(zhì)都成立。當(dāng)然，此計算機程序的記錄介質(zhì)既可以是磁記錄介質(zhì)，也可以是光磁記錄介質(zhì)，還可以是今后開發(fā)的任何記錄介質(zhì)。

附圖說明

圖1是表示本發(fā)明的實施方式的頻譜的圖。

圖2是本發(fā)明的實施方式的曲線圖。

圖3是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖4是本發(fā)明的實施方式的曲線圖。

圖5是表示本發(fā)明的實施方式的頻譜的圖。

圖6是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖7是本發(fā)明的實施方式的波形圖。

圖8是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖9是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖10是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖11是本發(fā)明的實施方式的波形圖。

圖12是本發(fā)明的實施方式的波形圖。

圖13是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖14是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖15是本發(fā)明的實施方式的框圖。

圖16是本發(fā)明的實施方式的畫面構(gòu)成圖。

具體實施方式

以下，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行說明。需要說明的是，將在各圖中對應(yīng)的構(gòu)成要素賦予相同的附圖標(biāo)記，并省略重復(fù)的說明。

1、第一實施方式

在第一實施方式中，對峰值頻率檢測裝置和使用了該裝置的多普勒測量儀進行說明，所述峰值頻率檢測裝置以滿足所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg的方式對以采樣頻率f_s進行了采樣的接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的、由下限值f_cl和上限值f_ch確定的頻帶f_cl～f_ch中的峰值頻率f進行檢測。

如圖3所示，作為本發(fā)明的第一實施方式的峰值頻率檢測裝置1具備：第一數(shù)字帶通濾波器(BPF)部11、n次方部12、第二數(shù)字帶通濾波器(BPF)部13、FFT部14、以及1/n倍部15。

首先，對次方數(shù)n、使用于頻率分析的FFT的采樣頻率f_s、使用于頻率分析的FFT的采樣數(shù)N的確定方法的過程進行說明。

(步驟1：確定次方數(shù)n)

首先，確定滿足n≥1/(f_tg×T_tg)的條件的n(n是大于等于2的整數(shù))。例如，將n設(shè)為滿足n≥1/(f_tg×T_tg)的最小的整數(shù)，如果在后述的步驟3中N不存在，則可以使n增加1并重新計算，也可以從最初就設(shè)得較大。

(步驟2：選擇FFT的采樣頻率f_s)

為了滿足采樣定理，以f_s＞2×n×f_ch的方式來選擇FFT的采樣頻率f_s。

需要說明的是，在本實施方式中，輸入至峰值頻率檢測裝置1的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率為FFT的采樣頻率f_s。在f_s因電路上的制約等而不滿足上式的情況下，使用其他實施方式。

(步驟3：確定FFT的樣本數(shù)N)

接著，選擇滿足f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg(N是2的乘方)的N。假如在N不存在的情況下，增大n或增大f_s、或者增大兩者，直至N存在。不過，根據(jù)FFT的采樣定理，必須滿足：

f_s＞2×n×f_ch。

通過以上所說明的方法選擇的次方數(shù)n、f_s、N設(shè)定于n次方部12以及FFT部14。此外，要檢測峰值頻率的頻帶的下限值f_cl和上限值f_ch被設(shè)定為第一數(shù)字BPF11的截止頻率。此外，對于第二數(shù)字BPF13的截止頻率，設(shè)定要檢測峰值頻率的頻帶的下限值f_cl和上限值f_ch的n倍的值。

(根據(jù)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串計算峰值頻率)

當(dāng)向設(shè)定了次方數(shù)n、f_s、N的峰值頻率檢測裝置1輸入作為對象的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串時，如下所述，以滿足所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg的方式檢測出峰值頻率。

當(dāng)作為對象的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串輸入至峰值頻率檢測裝置1時，第一數(shù)字BPF11從數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的大范圍的頻率成分中排除所設(shè)定的頻帶以外的多余的直流成分、低頻成分、高頻成分，提取接近單一頻率f的頻率成分。

在作為要檢測峰值頻率的頻帶，f_cl～f_ch過寬，其間存在多個大的功率譜的情況下，如圖5所示，較好的是：重新將f_cl～f_ch設(shè)定得較窄，分?jǐn)?shù)次求出峰值頻率。在圖5的例子中，f_cl～f_ch表示最初的頻帶，f₁、f₂表示具有大功率譜的兩個頻率，f_cl’～f_ch’表示變窄后的頻帶。需要說明的是，f_cl’～f_ch’的間隔無需是固定的，如圖5所示，頻率越高，越可以擴大f_cl’～f_ch’的間隔。

在此，將從第一數(shù)字BPF11通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為A(1)：a₀，a₁，a₂，…。在A(1)中，除了頻率f，還包含功率譜小的一些多余的頻率成分。

接著，將該A(1)輸入n次方部12。在n次方部12中，將上述確定的n作為次方數(shù)對A(1)的各元素進行乘方。當(dāng)將從n次方部12通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為B(n)：b₀，b₁，b₂，……時，則b_i＝(a_i)ⁿ(i＝0，1，2，3，4，……)。在B(n)中，還包含：頻率成分n×f，(n－2)×f，(n－4)×f，……這樣的功率譜小的多余的低頻成分和高頻成分。

接著，將B(n)輸入第二數(shù)字BPF13，提取n×f_cl～n×f_ch的頻帶的頻率成分。通過第二數(shù)字BPF13，能從B(n)的大范圍的頻率成分中排除多余的低頻、高頻成分，并提取接近單一頻率的頻率成分。雖然第二數(shù)字BPF13的頻帶設(shè)成第一數(shù)字BPF11的頻帶的n倍的n×f_cl～n×f_ch為好，但根據(jù)用途，稍微改變也沒有關(guān)系。將從第二數(shù)字BPF13通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為C(n)：c₀，c₁，c₂，……。在C(n)中，除了頻率n×f，還包含一些多余的頻率成分。

在此，將輸入至峰值頻率檢測裝置1的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s設(shè)為f_s＞2×n×f_ch的理由是C(n)的頻帶的上限是n×f_ch。就是說，接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s以滿足FFT的采樣定理為條件。

接著，將C(n)輸入FFT部14并計算出峰值頻率。在FFT部14中，以所設(shè)定的采樣頻率f_s和樣本數(shù)N來對C(n)執(zhí)行FFT，計算出峰值頻率。將從FFT部14輸出的峰值頻率設(shè)為(n×f’)。

接著，使從FFT部14輸出的峰值頻率(n×f’)通過1/n倍部15，求出f’。求得的f’為輸入至峰值頻率檢測裝置1的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的峰值頻率f的計算值。該f’是以滿足f_tg、T_tg的方式計算出的。

如以上所說明，峰值頻率檢測裝置1能根據(jù)接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串，以所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg來檢測峰值頻率。然后，由于峰值頻率檢測裝置1不進行近似計算，因此不存在計算出的峰值頻率的精度劣化。因此，能高精度地檢測峰值頻率。

圖6是表示組裝了峰值頻率檢測裝置1的多普勒測量儀2的框圖。在多普勒測量儀2中，具備：收發(fā)器21，其兼具向介質(zhì)中發(fā)送信號波的功能和接收來自介質(zhì)中的對象物的反射波的功能。收發(fā)器21介由收發(fā)切換電路22連接于發(fā)送電路23的輸出端和接收放大器24的輸入端。發(fā)送電路23生成發(fā)送頻率f_tx的信號。在接收放大器24的輸出端設(shè)有將接收信號變頻為中間頻率信號的調(diào)制器25，本地振蕩頻率f_loc的信號從本地振蕩電路26供給至調(diào)制器25。調(diào)制器25的輸出、即中間頻率信號介由模擬濾波器27輸入至模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(A/D)28，從而以FFT所要求的采樣頻率被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。接著，該數(shù)字信號輸入至峰值頻率檢測裝置1并通過FFT進行頻率分析，從峰值頻率檢測裝置1輸出峰值頻率。

在本實施例中，對在以下條件下檢測海水中的聲波的峰值頻率的方法進行說明。

海水中的聲波傳播速度C：1500m/s

發(fā)送頻率f_tx：120kHz

本地發(fā)信頻率f_loc：137kHz

檢測最大速度(水平方向)V：15m/s

檢測速度精度(水平方向)V₀：0.15m/s

檢測對象物的位置的精度(位置分辨率)D₀：7.5m

此外，設(shè)為聲波在相對于水平方向的傾斜方向(θ＝60°)上進行信息收發(fā)。

在C＞＞V的情況下，多普勒頻率f_dop為：

[算式17]

由于檢測最大速度V是15m/s，因此：

[算式18]

多普勒信號是120±1.2kHz的范圍，所觀測的頻帶的寬度Δf_p為：

Δf_p＝2×1200Hz＝2400Hz。

在此，中間頻率f_mid設(shè)為f_loc－f_tx＝137－120＝17kHz。

模擬濾波器27具有如下特性：

使f_mid±(△f_p/2)＝17000±1200Hz的信號通過，在下一階段的A/D轉(zhuǎn)換器28不產(chǎn)生混疊(aliasing)。

由于檢測速度精度V₀是0.15m/s，因此：

[算式19]

頻率分辨率f₀為12Hz。

由于檢測對象物的位置的精度(位置分辨率)是7.5m，因此時間窗長度是作為往復(fù)7.5m的時間的、7.5×2/1500＝10ms。

即使直接將模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(A/D)28的輸出進行FFT，也不能滿足該條件。其原因是，在頻率分辨率是12Hz時，時間窗長度為1/12＝83.3ms(＞10ms)，位置分辨率為0.0833×1500/2＝62.5m(＞7.5m)。相反，當(dāng)將時間窗長度設(shè)為10ms時，頻率分辨率為1/0.01＝100Hz(＞12Hz)。

因此，通過具備n次方部12和1/n倍部15的峰值頻率檢測裝置1來求出峰值頻率。當(dāng)將所希望的頻率分辨率f_tg設(shè)為12Hz，將所希望的時間窗長度T_tg設(shè)為10ms時，次方數(shù)n為：

n≥1/(f_tg×T_tg)＝1/(12×0.01)＝8.3。在此，設(shè)為n＝12。

接著，確定A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻率f_s。當(dāng)?shù)谝粩?shù)字BPF11的頻帶f_cl～f_ch匹配17000±1200Hz時，f_cl＝15800Hz，f_ch＝18200Hz。因此，A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻率f_s為：

f_s＞2×n×f_ch＝2×12×18200＝436800Hz，所以設(shè)為f_s＝510kHz。

根據(jù)f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg，F(xiàn)FT的樣本數(shù)N是滿足510000Hz/(12×12Hz)＝3541.7≤N≤510000Hz×0.01s＝5100的2的乘方的整數(shù)。即，N＝4096。

以這種方式確定采樣頻率f_s和樣本數(shù)N，將從模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(A/D)28輸出的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串輸入峰值頻率檢測裝置1。

需要說明的是，作為第一數(shù)字BPF11，例如，可以優(yōu)選使用階數(shù)為8階且將截止頻率設(shè)定為f_cl＝15.8kHz、f_ch＝18.2kHz的巴特沃斯型的IIR(Infinite impulse response：無限脈沖響應(yīng))濾波器。此外，作為第二數(shù)字BPF13，例如，可以優(yōu)選使用階數(shù)為8階且將截止頻率設(shè)定為189.6kHz(12×f_cl)以及218.4kHz(12×f_ch)的巴特沃斯型的IIR濾波器。

在此，將對象物的相對移動速度(水平方向)V設(shè)為V＝10m/s，設(shè)為在相對于水平方向的傾斜方向(α＝60°)上對聲波進行收發(fā)。

接收信號波的多普勒頻率f_dop為：

[算式20]

當(dāng)將Sin{2π(17000+800)t}＝Sin(2π17800t)假定為向采樣頻率510kHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號，制成偽數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串后，通過上述設(shè)定實際求取峰值頻率時，得到(12×f’)≈213662.1Hz。所求的f’為：f’＝(12×f’)/12＝213662.1/12≈17805.2Hz。f’是以滿足f_tg的方式計算出的。實際上，對該數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的測量誤差ε是ε＝f’－f_dop＝17805.2－17800＝5.2Hz，包括在±(f_tg)/2＝±6Hz以下。需要說明的是，由于頻率分辨率f₀時的峰值頻率為f₀的間隔中最近的點，因此頻率分辨率f₀時的峰值頻率的誤差為±(f₀/2)以下。

在本實施例中，將從第二數(shù)字BPF13輸出的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的實例在圖7中示出。在圖7中，T₁是進行FFT的區(qū)間。T₂是直至數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的振幅穩(wěn)定的區(qū)間。由于T₁的元素數(shù)是4096個，因此T₁的區(qū)間長度為4096/510000≈8.0ms，滿足所希望的時間窗長度T_tg＝10ms。

需要說明的是，更優(yōu)選將區(qū)間T₂中振幅穩(wěn)定后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行FFT。由于T₂的元素數(shù)是約600個，因此T₂的區(qū)間長度為600/510000≈1.2ms。即使是在這種情況下，由于將次方數(shù)n設(shè)定為較大的12，因此計算峰值頻率所需的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的時間長度是1.2+8.0＝9.2ms，小于等于Ttg＝10ms。需要說明的是，在本實施例中，即使將T₂之后的4096個數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行FFT，計算結(jié)果也是f’≈17805.2Hz，得到相同值。

如此，通過增大次方數(shù)n，能輕松地滿足T_tg，增大第一數(shù)字BPF11、第二數(shù)字BPF13的階數(shù)使其陡峭，能抵抗外來噪聲。需要說明的是，可容易地理解的是：即使T_tg是5ms，通過增大次方數(shù)n，也能以所希望的頻率分辨率f_tg來進行頻率分析。

在此，對設(shè)置作為帶通濾波器的第一數(shù)字BPF11的理由進行說明。為了應(yīng)用[算式4]以及[算式5]，在取n次方之前，需要去除頻帶f_cl～f_ch以外的多余的直流成分、低頻成分、高頻成分。如果能通過模擬濾波器27來實現(xiàn)，則可以不需要第一數(shù)字BPF11。但是，這樣的模擬濾波器為高階且高精度，電路規(guī)模大，成本高。因此，模擬濾波器27采用在A/D轉(zhuǎn)換器28不產(chǎn)生混疊的程度的設(shè)計，頻帶f_cl～f_ch的成分的提取采用能容易地實現(xiàn)高階且高精度的設(shè)計并且成本低的數(shù)字帶通濾波器才是上策。

2、第二實施方式

圖8是表示作為本發(fā)明的第二實施方式的峰值頻率檢測裝置3的構(gòu)成的框圖。峰值頻率檢測裝置3為在峰值頻率檢測裝置1的第一數(shù)字BPF11之前追加有間隔剔除部16的構(gòu)成。這是為了通過對A/D轉(zhuǎn)換后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行間隔剔除使其減少來降低采樣頻率。在輸入至峰值頻率檢測裝置3的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s高、次方數(shù)n和第一數(shù)字BPF11的截止頻率f_ch滿足f_s＞4×n×f_ch的情況下，優(yōu)選應(yīng)用第二實施方式。

在間隔剔除部16中，將數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串間隔剔除為1/r(r是大于等于2的整數(shù))，間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串為：

f_s＞2×n×f_ch。f_s是間隔剔除后的采樣頻率。

對于間隔剔除為1/r，例如，以如下方式進行：將間隔剔除前的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為P(1)：p₀，p₁，p₂，……，將間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為Q(1)：q₀，q₁，q₂，……時，進行q_i＝p_(r×i)(i＝0，1，2，3，4，……)。在r＝2時，為q₀＝p₀，q₁＝p₂，q₂＝p₄，q₃＝p₆。

間隔剔除的方法可以是其他方法。例如，在r＝2時，也可以采用q₀＝(p₀+p₁)/2，q₁＝(p₂+p₃)/2，q₂＝(p₄+p₅)/2，……等。

需要說明的是，在設(shè)為r＝2時，不存在滿足f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg(N是2的乘方)的N，也無法增大n的情況下，無法應(yīng)用本實施例。該情況應(yīng)用第一實施方式。

以下，對將本實施例的峰值頻率檢測裝置3應(yīng)用于圖6所示的多普勒測量儀2的情況進行說明。需要說明的是，下述數(shù)值數(shù)據(jù)以外所需的數(shù)值數(shù)據(jù)設(shè)為與第一實施方式的數(shù)值例相同。此外，為了簡化之后的說明，與第一實施方式相同，當(dāng)將f_s＝510kHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻率設(shè)為10.2MHz時，輸入至間隔剔除部16的接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_is為10.2MHz。

在此，f_is＝10.2MHz＞4×n×f_ch＝4×12×18.2kHz＝873.6kHz。另一方面，2×n×f_ch＝2×12×18.2kHz＝436.8kHz。因此，設(shè)為將接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)間隔剔除為1/r＝1/20。當(dāng)將間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率設(shè)為f_s時，

f_s＝f_is/r＝10.2MHz/20＝510kHz＞436.8kHz。

當(dāng)將間隔剔除前的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為P(1)：p₀，p₁，p₂，……，將間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為Q(1)：q₀，q₁，q₂，……時，在間隔剔除部16中，進行q₀＝p₀，q₁＝p₂₀，q₂＝p₄₀，q₃＝p₆₀，……。

可以理解的是：該Q(1)與以采樣頻率f_s＝510kHz對輸入信號進行A/D轉(zhuǎn)換后的信號串同等。因此，F(xiàn)FT的采樣頻率f_s為f_s＝510kHz。

與第一實施方式相同，在將y＝sin(2π17800t)假定為向采樣頻率10.2MHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號，制成偽數(shù)據(jù)串后，以上述實施例的設(shè)定實際進行頻率分析的結(jié)果與第一實施方式的數(shù)值例相同，滿足f_tg、T_tg。

3、第三實施方式

圖9是表示本發(fā)明的第三實施方式的峰值頻率檢測裝置4的構(gòu)成的框圖。峰值頻率檢測裝置4為在第一實施方式的第二數(shù)字BPF13之后追加有間隔剔除部17的構(gòu)成。對于第一數(shù)字BPF部11、n次方部12、第二數(shù)字BPF13，只不過是所輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的采樣頻率在第一實施方式中為f_s而在此為f_is，動作是相同的。在接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s高、相對于次方數(shù)n和第一數(shù)字BPF11的截止頻率f_ch，f_s＞4×n×f_ch的情況下，為了削減計算量，一般應(yīng)用第二實施方式為好。但是，即使是在本實施方式中，也能進行滿足所希望的時間窗長度f_tg、所希望的時間窗長度T_tg的處理。

在間隔剔除部17中，在將接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串間隔剔除為1/r(r是大于等于2的整數(shù))，將間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率設(shè)為f_s時，

f_s＞2×n×f_ch。

間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串輸入至FFT部14，此后的處理與第一實施方式相同。

需要說明的是，在不滿足r≥2且f_s/(n×f_tg)≤N≤f_s×T_tg(N是2的乘方)的情況下，無法應(yīng)用本實施方式。該情況下，應(yīng)用第一實施方式。

以下，對將本實施例的峰值頻率檢測裝置4應(yīng)用于圖6所示的多普勒測量儀2的情況進行說明。需要說明的是，下述數(shù)值數(shù)據(jù)以外所需的數(shù)值數(shù)據(jù)設(shè)為與第一實施方式的數(shù)值例相同。在A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻率是10.2MHz的情況下，輸入至間隔剔除部17的接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_is為10.2MHz。

在此，f_is＝10.2MHz＞4×n×f_ch＝4×12×18.2kHz＝873.6kHz。另一方面，2×n×f_ch＝2×12×18.2kHz＝436.8kHz。因此，設(shè)為將從第二數(shù)字BPF13通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)間隔剔除為1/r＝1/20。當(dāng)將間隔剔除后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率設(shè)為f_s時，f_s＝f_is/r＝10.2MHz/20＝510kHz＞436.8kHz。FFT的采樣頻率f_s為f_s＝510kHz。

與第一實施方式的數(shù)值例相同，在將y＝sin(2π17800t)假定為向采樣頻率10.2MHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號，制成偽數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串后，以上述實施例的設(shè)定實際進行頻率分析的結(jié)果與第一實施方式的數(shù)值例相同，滿足f_tg、T_tg。

4、第四實施方式

(以下，在申請時將段落號上調(diào))圖10是表示作為本發(fā)明的第四實施方式的峰值頻率檢測裝置5的構(gòu)成的框圖。峰值頻率檢測裝置5為在第一實施方式的數(shù)字BPF11之前追加有內(nèi)插部18的構(gòu)成。通過追加內(nèi)插部18，能對A/D轉(zhuǎn)換后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串進行內(nèi)插使其增加，由此提高采樣頻率。在輸入至峰值頻率檢測裝置5的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s低、相對于次方數(shù)n和第一數(shù)字BPF11的較高的截止頻率f_ch，2×f_ch＜f_s＜2×n×f_ch的情況下，應(yīng)用本實施方式。

在內(nèi)插部18中，將接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串內(nèi)插為g倍(g是大于等于2的整數(shù))，從而內(nèi)插后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s為f_s＞2×n×f_ch。例如，在將內(nèi)插前的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為U(1)：u₀，u₁，u₂，……，將內(nèi)插后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為V(1)：v₀，v₁，v₂，……時，內(nèi)插部18以如下方式進行內(nèi)插：

v_i＝u₀(i＝0，1，2，3，……，(g－1))

v_i＝u₁(i＝g，g+1，g+2，g+3，……，(2g－1))

v_i＝u₂(i＝2g，2g+1，2g+2，2g+3，……，(3g－1))

……

在g＝2時，v₀＝u₀，v₁＝u₀，v₂＝u₁，v₃＝u₁，v₄＝u₂，v₅＝u₂，……。內(nèi)插的方法可以是其他方法。例如，在g＝2時，也可以以如下方式進行內(nèi)插：

v₀＝u₀

v₁＝(u₀+u₁)/2

v₂＝u₁

v₃＝(u₁+u₂)/2

v₄＝u₂

v₅＝(u₂+u₃)/2

……

以下，對將本實施例的峰值頻率檢測裝置5應(yīng)用于圖6所示的多普勒測量儀2的情況進行說明。需要說明的是，下述數(shù)值數(shù)據(jù)以外所需的數(shù)值數(shù)據(jù)設(shè)為與第一實施方式的數(shù)值例相同。為了簡化說明，與第一實施方式相同，將f_s＝510kHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻率設(shè)為42.5kHz。此時，輸入至內(nèi)插部18的接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_is為42.5kHz。該情況下，由于：

2×f_ch＝2×18.2kHz＝36.4kHz

2×n×f_ch＝2×12×18.2kHz＝436.8kHz

2×f_ch＜f_is＜2×n×f_ch

因此應(yīng)用本實施方式。

為了將接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率擴大為大于等于436.8kHz，設(shè)成內(nèi)插為g＝12倍。當(dāng)將內(nèi)插后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率設(shè)為f_s時，

f_s＝f_is×g＝42.5kHz×12＝510kHz＞436.8kHz。

在將內(nèi)插前的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為U(1)：u₀，u₁，u₂，……，將內(nèi)插后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為V(1)：v₀，v₁，v₂，……時，內(nèi)插部18以如下方式進行內(nèi)插：

v₀～v₁₁＝u₀

v₁₂～v₂₃＝u₁

v₂₄～v₃₅＝u₂

v₃₆～v₄₇＝u₃

……

當(dāng)對內(nèi)插后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串V(1)的例子進行圖示時，如圖11所示，呈階梯狀。圖11是將y＝sin(2π17000t)假定為向采樣頻率42.5kHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號，在制成偽數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串后進行內(nèi)插的例子。該V(1)的采樣頻率f_s為510kHz。因此，此后的處理與圖10的構(gòu)成的情況相同，將V(1)視為向第一數(shù)字BPF11輸入的采樣頻率f_s的接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串，只要以相同的方法進行頻率分析即可。

與第一實施方式的數(shù)值例相同，將y＝sin(2π17800t)假定為向采樣頻率42.5kHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號，在制成偽數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串后，以上述實施例的設(shè)定實際進行頻率分析的結(jié)果與第一實施方式的數(shù)值例相同，滿足f_tg、T_tg。

在此，參照圖12，對將n次方部12之前的數(shù)字濾波器設(shè)為作為帶通濾波器的數(shù)字帶通濾波器的理由進行說明。

圖12A是向A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號，設(shè)為：

y＝sin(2π17000t)+2。

就是說，設(shè)為：殘留有未被模擬濾波器濾凈的直流成分2的、振幅1、頻率17kHz的sin波形。以采樣頻率為17kHz的2.5倍的42.5kHz對該輸入信號進行A/D轉(zhuǎn)換，其相當(dāng)于輸入至峰值頻率檢測裝置1的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串。

通過內(nèi)插部18將該數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串?dāng)U大為12倍。圖12B是從內(nèi)插部18輸出的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的例子。該數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率變?yōu)橄喈?dāng)于12×42.5kHz＝510kHz。

圖12C是在使用了階數(shù)為8階且將截止頻率設(shè)定為f_cl＝15.8kHz、f_ch＝18.2kHz的巴特沃斯型的IIR濾波器的情況下，從第一數(shù)字BPF部11輸出的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串。第一數(shù)字BPF部11的輸出被消除了從內(nèi)插部18輸出的多余的直流成分、多余的低頻成分、多余的高頻成分，收斂后的波形成為接近sin波形的波形。

如此，如果預(yù)先通過第一數(shù)字BPF部11來限制頻帶，則在接下來的n次方部12取n次方時，能抑制[算式4]、[算式5]以外的頻率成分的產(chǎn)生。即，在n次方部12的前一階段具備數(shù)字帶通濾波器，由此即使數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串含有多余的頻率成分也能應(yīng)對。因此，能使前一階段的模擬濾波器27的性能要求降低至在下一階段的A/D轉(zhuǎn)換器28不產(chǎn)生混疊的程度，也能使A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻率降低，因此能削減電路的規(guī)模和成本。

需要說明的是，截止頻率f_cl、f_ch的數(shù)字帶通濾波器也可以采用將截止頻率f_cl的數(shù)字高通濾波器與截止頻率f_ch的數(shù)字低通濾波器進行組合的構(gòu)成。

5、第五實施方式

圖13是表示作為本發(fā)明的第五實施方式的峰值頻率檢測裝置6的構(gòu)成的框圖。峰值頻率檢測裝置6是將第一實施方式的n次方部12和第二數(shù)字BPF13替換為多重乘方部19的裝置。

如圖14所示，多重乘方部19按照k級(k是大于等于2的整數(shù))序號順序級聯(lián)有乘方塊(j)，該乘方塊(j)包括：乘方部(j)(j＝1，2，3，……，k)，對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串取m_j次方(m_j是大于等于2的整數(shù))；以及數(shù)字帶通濾波器(j)(BPF(j))，從乘方部(j)的輸出中提取特定的頻帶f_cl(j)～f_ch(j)的信號。

乘方塊(j)的乘方部(j)的次方數(shù)m_j以如下方式進行選擇：關(guān)于替換前的n次方部的次方數(shù)n，

n＝m₁×m₂×……×m_k成立。

此外，設(shè)定為：

f_cl(j)≈(m₁×m₂×……×m_j)×f_cl

f_ch(j)≈(m₁×m₂×……×m_j)×f_ch

在次方數(shù)m_j是偶數(shù)的情況下，根據(jù)[算式5]，當(dāng)對y取m_j次方時，產(chǎn)生直流成分。因此，需要數(shù)字BPF(j)能消除直流成分。

根據(jù)[算式4]、[算式5]可知：在對sin(2πft)取m次方的情況下，如果減小次方數(shù)m，則能減少所產(chǎn)生的小于等于(m－2)×f的頻率成分的數(shù)量。因此，更容易通過其后的數(shù)字BPF來抑制所需頻帶以外的頻率成分。因此，當(dāng)應(yīng)用本實施方式時，能應(yīng)對至更高的次方數(shù)n。作為目標(biāo)，在n次方部的次方數(shù)n大于16的情況下，考慮采用本實施方式為好。

在本實施方式中，與第一實施方式相同，也滿足所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg。此外，在本實施方式中，未進行近似計算，因此也不存在所計算的峰值頻率的精度劣化。

在本實施方式中，由于將乘方部和第二數(shù)字BPF部設(shè)為多級構(gòu)成，因此與第一實施方式相比計算量增加。但是，能夠滿足所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg并且無精度劣化地對峰值頻率進行計算直至更高的次方數(shù)n這一優(yōu)點彌補這些負面影響綽綽有余。

以下，對將本實施例的峰值頻率檢測裝置6應(yīng)用于圖6所示的多普勒測量儀2的情況進行說明。需要說明的是，下述數(shù)值數(shù)據(jù)以外所需的數(shù)值數(shù)據(jù)設(shè)為與第一實施方式的數(shù)值例相同。為了簡化之后的說明，與第一實施方式相同，設(shè)為：n＝12、f_s＝510kHz、N＝4096、n＝m₁×m₂。此外，設(shè)為：m₁＝4，m₂＝3。

在將y＝sin(2π17800t)假定為向采樣頻率510kHz的A/D轉(zhuǎn)換器28的輸入信號并制成偽數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串后，向第一數(shù)字BPF11輸入，將第一數(shù)字BPF11的輸出設(shè)為A(1)：a₀，a₁，a₂，……。

在乘方部(1)，對A(1)的各元素取4次方，將從乘方部(1)通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為B(4)：b₀，b₁，b₂，……。即，b_i＝(a_i)⁴(i＝0，1，2，3，4，……)。

使該B(4)從數(shù)字BPF(1)通過，并將從數(shù)字BPF(1)數(shù)字通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為C(4)：c₀，c₁，c₂，……。數(shù)字BPF(1)設(shè)為階數(shù)為8階且截止頻率63.2kHz(4×f_cl)、72.8kHz(4×f_ch)的巴特沃斯型的IIR濾波器。

接著，在乘方部(2)，對C(4)的各元素取3次方，將從乘方部(2)通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為D(12)：d₀，d₁，d₂，……。即，d_i＝(c_i)³(i＝0，1，2，3，4，……)。

使該D(12)從數(shù)字BPF(2)通過，并將從數(shù)字BPF(2)通過后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串設(shè)為E(12)：e₀，e₁，e₂，……。數(shù)字BPF(2)設(shè)為階數(shù)為8階且截止頻率189.6kHz(4×3×f_cl)、218.4kHz(4×3×f_ch)的巴特沃斯型的IIR濾波器。

關(guān)于該E(12)，當(dāng)以樣本頻率f_s＝510kHz、樣本數(shù)N＝4096的FFT來求取頻率時，得出(12×f’)≈213662.1Hz。所求的f’為：f’＝(12×f’)/12≈17805.2Hz。f’是以滿足f_tg的方式計算出的。實際上，在此的相對于理論值f＝17800Hz的誤差ε是：ε＝f’－f＝17805.2－17800＝5.2Hz，包括在±(f_tg)/2＝±12/2＝±6Hz。

此外，與第一實施方式相同，時間窗長度也是N/f_s＝4096/510kHz＝8.0ms＜T_tg＝10ms，滿足所希望的時間窗長度T_tg。

6、第六實施方式

可以在此前所說明的峰值頻率檢測裝置1、3～6追加參數(shù)設(shè)定部。圖15是表示在第一實施方式的峰值頻率檢測裝置1追加了參數(shù)設(shè)定部20的構(gòu)成的框圖。參數(shù)設(shè)定部20是具備處理器、存儲器、輸入輸出機構(gòu)的計算機，根據(jù)使用了未圖示的鍵盤、鼠標(biāo)、觸摸屏顯示器等未圖示的操作部的用戶的輸入，在峰值頻率檢測裝置1、3～6設(shè)定參數(shù)的值。參數(shù)如此前所說明，如下：

接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_is

數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率f_s

所希望的頻率分辨率f_tg

所希望的時間窗長度T_tg

n次方部的次方數(shù)n(n是大于等于2的整數(shù))

第一數(shù)字BPF的頻帶大致f_cl～f_ch(f_cl＜f_ch)

第二數(shù)字BPF的頻帶大致n×f_cl～n×f_ch

FFT的采樣頻率f_s

FFT的采樣數(shù)N

參數(shù)設(shè)定部20既可以將所述全部參數(shù)的數(shù)值與用戶可選擇的輸入值對應(yīng)地預(yù)先存儲在存儲器中，并根據(jù)用戶的輸入值來進行設(shè)定，也可以將一部分參數(shù)的數(shù)值與用戶可選擇的輸入值對應(yīng)地預(yù)先存儲在存儲器中，并根據(jù)用戶的輸入來進行設(shè)定，剩余的參數(shù)根據(jù)所輸入的數(shù)值由處理器通過計算求出。

在本實施方式中，對用作調(diào)音輔助裝置的峰值頻率檢測裝置進行說明，所述調(diào)音輔助裝置使用戶僅輸入與頻率對應(yīng)的音階序號，根據(jù)所輸入的音階序號從存儲器取得全部參數(shù)的數(shù)值并進行設(shè)定。即，參數(shù)設(shè)定部20從存儲器取得與音階序號1～88中任一個的輸入對應(yīng)的參數(shù)的數(shù)值并進行設(shè)定。圖16是輸入音階序號狀態(tài)下的觸摸屏顯示器的畫面構(gòu)成圖的一個例子。全部參數(shù)的數(shù)值事先根據(jù)音階序號P全部確定并存儲在非易失性存儲器中。音階序號與平均律鋼琴的琴鍵對應(yīng)，音階序號1與最低音的頻率對應(yīng)，音階序號88與最高音的頻率對應(yīng)。即，對于與音階序號P對應(yīng)的頻率f_p，由下述[算式21]確定的值被預(yù)先存儲在非易失性存儲器中。

[算式21]

然后，例如，相對于P＝49(f_p＝442Hz)的各參數(shù)的數(shù)值以如下方式確定。

[算式22]

f_s＝24kHz

T_tg＝＝(1/0.510913481)/10＝0.195727855s

n＝16

n×f_c1＝16×f_c1＝6870.673888Hz

n×f_ch＝16×f_ch＝7279·225418Hz

N＝4096

需要說明的是，f_tg是相當(dāng)于f_p的2音分(cent)的量的頻率。眾所周知，音分值是將兩個音之間的頻率比以對數(shù)形式表示的值，100音分相當(dāng)于平均律12音階的半音。T_tg是時間窗長度(1/f_tg)的1/10。f_cl是f_p的50音分下的頻率。f_ch是f_p的50音分上的頻率。N必須是f_s/(n×f_tg)＝24000/(16×0.5109)≈2936～f_s×T_tg＝24000×0.1957≈4697之間的2的乘方的整數(shù)。

如上所述，如果事先確定，參數(shù)設(shè)定部20就能根據(jù)音階序號P的輸入來設(shè)定全部參數(shù)的數(shù)值。通過使用如此設(shè)定的參數(shù)，能計算接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的峰值頻率。需要說明的是，向峰值頻率檢測裝置1輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串既可以通過未圖示的話筒、A/D轉(zhuǎn)換器實時地依次輸入至峰值頻率檢測裝置1，也可以存儲于存儲器。

在設(shè)為P＝49(f_p＝442Hz)，并制成以采樣頻率24kHz對y＝sin(2π442t)進行采樣的偽數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串后，實際進行頻率分析的結(jié)果是得到16×f’≈7072.2656Hz。所求的f’為f’＝(16×f’)/16≈442.0166Hz。求得的峰值頻率的頻率分辨率滿足所希望的頻率分辨率f_tg。實際上，在此的相對于理論值f＝442Hz的誤差ε是ε＝f’－f＝442.0166－442＝0.0166Hz，包括在±(f_tg/2)＝±0.5109/2≈±0.255Hz。此外，時間窗長度是N/f_s＝4096/24kHz＝0.171s，滿足所希望的時間窗長度T_tg＝0.195s。需要說明的是，求得的峰值頻率的輸出形式可以是單位Hz，也可以是相對于f_p＝442Hz的音分值(+0.065音分)。

7、效果

根據(jù)以上所說明的本發(fā)明的實施方式，能避免通過FFT進行頻率分析時成為制約的、存在于頻率分辨率(f₀)與時間窗長度(T₀)之間的f₀＝1/T₀這一互反關(guān)系的問題，能以所希望的頻率分辨率f_tg和所希望的時間窗長度T_tg來檢測信號波的峰值頻率。如果接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)串的采樣頻率大于等于2×f_ch，則能計算峰值頻率。然后，由于無需進行近似計算、曲線擬合、取平均等處理，因此不存在峰值頻率的計算精度的劣化。

此外，即使在輸入信號包含多余的頻帶的成分(直流成分、低頻成分，高頻成分)、或者S/N比差、或者幾乎沒有振幅的情況下，由于通過第一數(shù)字BPF、第二數(shù)字BPF來提取計算峰值頻率所需的頻帶的頻率成分，因此能毫無問題地計算出峰值頻率。因此，能降低峰值頻率檢測裝置的前一階段的硬件的要求規(guī)格，能謀求小型化、降低成本。具體而言，例如，相對于第一數(shù)字BPF的截止頻率f_ch，如果輸入信號的采樣頻率大于等于2×f_ch，則能計算峰值頻率，因此能降低前一階段的模擬濾波器、A/D轉(zhuǎn)換器等硬件的要求規(guī)格。此外，如果設(shè)定于乘方部的次方數(shù)n設(shè)定得較大，則能提高數(shù)字帶通濾波器的階數(shù)使其陡峭，抵抗外來噪聲。

8、其他實施方式

需要說明的是，本發(fā)明的技術(shù)范圍并不限定于上述實施例，在不脫離本發(fā)明主旨的范圍內(nèi)可以進行各種變更。

例如，雖然舉例示出了IIR、巴特沃斯型、8階的數(shù)字BPF，但也可適當(dāng)使用其他形式的數(shù)字BPF。例如，作為能優(yōu)選使用的例子，可列舉出FIR(Finite impulse response：有限脈沖響應(yīng))、切比雪夫型等。階數(shù)也不限于8階。此外，截止頻率也是根據(jù)情況擴大或縮小提取范圍即可。此外，如果輸入信號是以0為中心振蕩的、幾乎沒有諧波成分的信號(就是說，接近單一頻率的sin曲線的信號)，則可以將第一數(shù)字BPF設(shè)為低通濾波器。

此外，以反射回波中的多普勒頻率的檢測、向調(diào)音輔助裝置的應(yīng)用為例對本發(fā)明進行了說明，但本發(fā)明的應(yīng)用范圍不限于此。一般情況下，本發(fā)明能廣泛應(yīng)用于通過FFT進行信號波的峰值頻率的檢測的用途。

此外，上述實施方式的各功能部可以通過一個或多個LSI(Large Scale Integration：大規(guī)模集成電路)來實現(xiàn)，此外，多個功能部可以通過一個LSI來實現(xiàn)。此外，作為集成化的方法并不限定于LSI，也可以通過專用電路或通用處理器來實現(xiàn)。而且，可以在LSI制造后，利用可編程的FPGA(Field Programmable Gate Array：現(xiàn)場可編程門陣列)、可重新構(gòu)成LSI內(nèi)部的電路元件的連接或設(shè)定的可重構(gòu)處理器(Reconfigurable Processor)。此外，如果通過半導(dǎo)體技術(shù)的進步或派生的其他技術(shù)，出現(xiàn)替代LSI的集成電路化的技術(shù)，當(dāng)然也可以使用此技術(shù)來進行功能塊的集成化。

附圖標(biāo)記說明：

1 峰值頻率檢測裝置

2 多普勒測量儀

3 峰值頻率檢測裝置

4 峰值頻率檢測裝置

5 峰值頻率檢測裝置

6 峰值頻率檢測裝置

11 第一數(shù)字BPF部

12 n次方部

13 第二數(shù)字BPF部

14 FFT部

15 1/n倍部

16 間隔剔除部

17 間隔剔除部

18 內(nèi)插部

19 多重乘方部

20 參數(shù)設(shè)定部

21 收發(fā)器

22 收發(fā)切換電路

23 發(fā)送電路

24 接收放大器

25 調(diào)制器

26 本地振蕩電路

27 模擬濾波器

28 A/D轉(zhuǎn)換器