一種空頻抗干擾方法及裝置與流程
本發(fā)明涉及信號處理技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種空頻抗干擾方法及裝置。
背景技術(shù)：
高功率密度的窄帶和寬帶干擾已經(jīng)成為破壞軍用導(dǎo)航系統(tǒng)最主要的因素，陣列天線調(diào)零技術(shù)是提高衛(wèi)星導(dǎo)航接收機抗干擾能力的主要方法，它在抑制空間干擾時，通過權(quán)矢量的更新在干擾的到達方向上形成零點，以對消掉空間干擾。然而，單純的空頻濾波受到陣列自由度個數(shù)的限制，不能滿足復(fù)雜的干擾以及多徑環(huán)境下的應(yīng)用，而增加了時域自由度的空時域波束形成方法計算自適應(yīng)權(quán)的復(fù)雜度提高，導(dǎo)致干擾抑制實時性變差。實際應(yīng)用中，由于天線接收平臺的振動或運動、干擾位置的快速變化等原因，干擾的到達角在權(quán)值迭代更新期間會隨時間而產(chǎn)生變化，為了快速跟蹤干擾的變化，權(quán)值迭代計算時必須采用較大的步長，而這樣通常會導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)誤差增大，惡化抗干擾能力。
技術(shù)實現(xiàn)要素：
本發(fā)明的主要目的在于提出一種空頻抗干擾方法及裝置，旨在增強寬帶干擾抑制算法的實時性和穩(wěn)健性。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種空頻抗干擾方法，包括：
空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；其中，Xn,mk是接收陣元m所積累的第n段中頻數(shù)據(jù)中第k個采樣點的數(shù)據(jù)；
利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)；
其中，所述權(quán)值為：
*表示轉(zhuǎn)置矩陣；μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]}；
其中，en(k)是空頻濾波器濾波后輸出的誤差信號：H表示共軛矩陣；
其中，μ＞0為原始步長因子，C＞0為曲率系數(shù)，Xn,k＝[Xn,2k,Xn,3k,…,Xn,Mk]T為中頻數(shù)據(jù)向量，對應(yīng)的權(quán)值為Wn,k＝[Wn,2k,Wn,3k,…,Wn,Mk]T，選取陣元1的頻域信號為期望信號dn(k)＝Xn,1k；k＝1,2,...,K，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N，M、N、K為正整數(shù)。
進一步地，所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；包括：
所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，對所述中頻數(shù)據(jù)進行K點的快速傅里葉變換FFT，得到所述N段頻域數(shù)組數(shù)據(jù)，其中，所述中頻數(shù)據(jù)包含衛(wèi)星信號、干擾以及噪聲。
進一步地，所述權(quán)值Wn+1,k的初值0。
進一步地，所述利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)，包括：
利用所述權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)
對空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)en+1(k)進行K點快速傅里葉逆變換IFFT，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)。
進一步地，其中μ＝0.25，C＝5。
本發(fā)明還提供了一種空頻抗干擾裝置，包括：
數(shù)據(jù)獲取單元，用于空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；其中，Xn,mk是接收陣元m所積累的第n段中頻數(shù)據(jù)中第k個采樣點的數(shù)據(jù)；
空頻濾波單元，用于利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)；
其中，所述權(quán)值為：
*表示轉(zhuǎn)置矩陣；μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]}；
其中，en(k)是空頻濾波器濾波后輸出的誤差信號：H表示共軛矩陣；
其中μ＞0為原始步長因子，C＞0為曲率系數(shù)，Xn,k＝[Xn,2k,Xn,3k,…,Xn,Mk]T為中頻數(shù)據(jù)向量，對應(yīng)的權(quán)值為Wn,k＝[Wn,2k,Wn,3k,…,Wn,Mk]T，選取陣元1的頻域信號為期望信號dn(k)＝Xn,1k；k＝1,2,...,K，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N，M、N、K為正整數(shù)。
進一步地，所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；包括：
所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，對所述中頻數(shù)據(jù)進行K點的快速傅里葉變換FFT變換，得到所述N段頻域數(shù)組數(shù)據(jù)，其中，所述中頻數(shù)據(jù)包含衛(wèi)星信號、干擾以及噪聲。
進一步地，所述權(quán)值Wn+1,k的初值0。
進一步地，所述利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)，包括：
利用所述權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)
對空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)en+1(k)進行K點快速傅里葉逆變換IFFT變換，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)。
進一步地，其中μ＝0.25，C＝5。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比的有益效果在于：
傳統(tǒng)空時域自適應(yīng)濾波方法得到的自適應(yīng)權(quán)只能使天線接收方向圖在干擾信號的到達方向上形成窄的零陷，而且計算自適應(yīng)權(quán)的復(fù)雜度高，導(dǎo)致干擾抑制實時性變差。由于天線接收平臺的振動或運動、干擾位置的快速變化等原因，干擾的到達角在權(quán)值迭代更新期間會隨時間而產(chǎn)生變化，為了快速跟蹤干擾的變化，權(quán)值迭代計算時必須采用較大的步長，而這樣通常會導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)誤差增大，惡化抗干擾能力。而本發(fā)明利用空頻自適應(yīng)處理結(jié)構(gòu)，改進了空頻權(quán)值的計算方法，在權(quán)值迭代時用自適應(yīng)變步長因子代替常用的固定步長因子，先采用較大的步長因子快速地跟蹤干擾，再采用較小的步長因子降低收斂時的穩(wěn)態(tài)誤差，既提高了寬帶干擾抑制算法的實時性又不會惡化抗干擾能力，可以解決干擾快速變化時需要提高收斂速度并保持較低的穩(wěn)態(tài)誤差的問題。
附圖說明
圖1為本發(fā)明第一實施例的空頻抗干擾方法的流程示意圖；
圖2為本發(fā)明第一實施例的自適應(yīng)變步長的空頻抗干擾方法原理圖；
圖3為本發(fā)明第二實施例的空頻抗干擾裝置的結(jié)構(gòu)框圖。
本發(fā)明目的的實現(xiàn)、功能特點及優(yōu)點將結(jié)合實施例，參照附圖做進一步說明。
具體實施方式
應(yīng)當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。
下面將結(jié)合附圖及實施例對本發(fā)明的技術(shù)方案進行更詳細的說明。
需要說明的是，如果不沖突，本發(fā)明實施例以及實施例中的各個特征可以相互結(jié)合，均在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。另外，雖然在流程圖中示出了邏輯順序，但是在某些情況下，可以以不同于此處的順序執(zhí)行所示出或描述的步驟。
如圖1所示，本發(fā)明第一實施例提出一種空頻抗干擾方法，包括：
步驟10：空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；其中，Xn,mk是接收陣元m所積累的第n段中頻數(shù)據(jù)中第k個采樣點的數(shù)據(jù)；
步驟12：利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)；
其中，所述權(quán)值為：
*表示轉(zhuǎn)置矩陣；μn(k)為變步長因子，μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]}；
其中，en(k)是空頻濾波器濾波后輸出的誤差信號：H表示共軛矩陣；
其中μ＞0為原始步長因子，C＞0為曲率系數(shù)，Xn,k＝[Xn,2k,Xn,3k,…,Xn,Mk]T為中頻數(shù)據(jù)向量，對應(yīng)的權(quán)值為Wn,k＝[Wn,2k,Wn,3k,…,Wn,Mk]T，選取陣元1的頻域信號為期望信號dn(k)＝Xn,1k；k＝1,2,...,K，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N，M、N、K為正整數(shù)。
本發(fā)明實施例如圖2所示，設(shè)空頻二維處理器有M個接收陣元；
(1)、首先積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)中包含衛(wèi)星信號、干擾以及噪聲，然后將中頻數(shù)據(jù)進行K點的快速傅里葉變換FFT變換，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK,n＝1,2,…,N；其中，Xn,mk是接收陣元m所積累的第n段中頻數(shù)據(jù)中第k個采樣點的數(shù)據(jù)。
(2)然后計算空頻濾波器輸出的誤差信號其中頻域數(shù)據(jù)向量Xn,k＝[Xn,2k,Xn,3k,…,Xn,Mk]T,對應(yīng)的權(quán)值Wn,k＝[Wn,2k,Wn,3k,…,Wn,Mk]T，選取陣元1的頻域信號為期望信號dn(k)＝Xn,1k；
(3)定義均方誤差的性能函數(shù)為：
按照最小均方誤差準則，最優(yōu)解是使εn(k)最小的權(quán)值，令εn(k)對W求導(dǎo)，得到誤差性能函數(shù)的梯度為：
為了便于實現(xiàn)，采用平方誤差en(k)2代替均方誤差E[en(k)2]，可得梯度向量的近似表達式為：
根據(jù)最速梯度法，迭代更新權(quán)值：
*表示轉(zhuǎn)置矩陣；
利用變步長因子μn(k)替代上式中固定步長因子μ，設(shè)計μn(k)為：
μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]},k＝1,2,…,K,n＝1,2,…N (5)
可以得到：
其中μ＞0為原始步長因子，C＞0為曲率系數(shù)，用來控制步長因子μn(k)隨誤差信號變化的程度。
然后，利用更新的權(quán)值Wn+1,k對頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)。
可選地，所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；包括：
所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，對所述中頻數(shù)據(jù)進行K點的快速傅里葉變換FFT，得到所述N段頻域數(shù)組數(shù)據(jù)，其中，所述中頻數(shù)據(jù)包含衛(wèi)星信號、干擾以及噪聲。
可選地，所述權(quán)值Wn+1,k的初值為0
本實施例中，在迭代更新算法公式中，Wn+1,k的初值可以設(shè)置為0.
可選地，所述利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)，包括：
利用所述權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)
對空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)en+1(k)進行K點快速傅里葉逆變換IFFT，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)。
如圖1所示，本實施例中，在利用變步長因子μn(k)替代迭代更新權(quán)值公式中的固定步長因子μ，即將迭代更新算法公式修改為μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]},k＝1,2,…,K,n＝1,2,…N，然后進行迭代更新權(quán)值，即可以利用更新的利用更新的權(quán)值Wn+1,k對頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)
然后對空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)en(k)進行K點IFFT變換，即可得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)，從而輸出抗干擾處理的時域中頻數(shù)據(jù)。
可選地，上述方法中，優(yōu)選μ＝0.25，C＝5。
本實施例中，利用變步長因子μn(k)替代迭代更新權(quán)值公式中的固定步長因子μ時，設(shè)計變步長因子為μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]},k＝1,2,…,K,n＝1,2,…N中，μ＞0為原始步長因子，C＞0為曲率系數(shù)，用來控制步長因子μn(k)隨誤差信號變化的程度，C越大，步長因子隨誤差信號變化越劇烈；反之C越小，步長因子隨誤差信號變化越平滑，優(yōu)選地，取μ＝0.25，C＝5。采用變步長進行權(quán)值的迭代更新，可以先采用較大的步長因子快速地跟蹤干擾，再采用較小的步長因子降低收斂時的穩(wěn)態(tài)誤差，既提高了寬帶干擾抑制算法的實時性又不會惡化抗干擾能力。
本發(fā)明提供的方法與現(xiàn)有技術(shù)相比的優(yōu)點在于：
傳統(tǒng)空時域自適應(yīng)濾波方法得到的自適應(yīng)權(quán)只能使天線接收方向圖在干擾信號的到達方向上形成窄的零陷，而且計算自適應(yīng)權(quán)的復(fù)雜度高，導(dǎo)致干擾抑制實時性變差。由于天線接收平臺的振動或運動、干擾位置的快速變化等原因，干擾的到達角在權(quán)值迭代更新期間會隨時間而產(chǎn)生變化，為了快速跟蹤干擾的變化，權(quán)值迭代計算時必須采用較大的步長，而這樣通常會導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)誤差增大，惡化抗干擾能力。而本發(fā)明利用空頻自適應(yīng)處理結(jié)構(gòu)，改進了空頻權(quán)值的計算方法，在權(quán)值迭代時用自適應(yīng)變步長因子代替常用的固定步長因子，先采用較大的步長因子快速地跟蹤干擾，再采用較小的步長因子降低收斂時的穩(wěn)態(tài)誤差，既提高了寬帶干擾抑制算法的實時性又不會惡化抗干擾能力，可以解決干擾快速變化時需要提高收斂速度并保持較低的穩(wěn)態(tài)誤差的問題。
相應(yīng)地，本發(fā)明第二實施例提供了一種一種空頻抗干擾裝置，包括：
數(shù)據(jù)獲取單元，用于空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；其中，Xn,mk是接收陣元m所積累的第n段中頻數(shù)據(jù)中第k個采樣點的數(shù)據(jù)；
空頻濾波單元，用于利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)；
其中，所述權(quán)值為：
*表示轉(zhuǎn)置矩陣；μn(k)＝μ{1-exp[-C|en(k)|2]}；
其中，en(k)是空頻濾波器濾波后輸出的誤差信號：H表示共軛矩陣；
其中μ＞0為原始步長因子，C＞0為曲率系數(shù)，Xn,k＝[Xn,2k,Xn,3k,…,Xn,Mk]T為中頻數(shù)據(jù)向量，對應(yīng)的權(quán)值為Wn,k＝[Wn,2k,Wn,3k,…,Wn,Mk]T，選取陣元1的頻域信號為期望信號dn(k)＝Xn,1k；k＝1,2,...,K，m＝1,2,...,M，n＝1,2,...,N，M、N、K為正整數(shù)。
可選地，所述裝置中，
所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，得到N段頻域數(shù)組Xn,11,Xn,12,…Xn,1K；Xn,21,Xn,22,…Xn,2K；Xn,M1,Xn,M2,…Xn,MK；包括：
所述空頻二維處理器的M個接收陣元分別積累N段長度為K的中頻數(shù)據(jù)，對所述中頻數(shù)據(jù)進行K點的快速傅里葉變換FFT變換，得到所述N段頻域數(shù)組數(shù)據(jù)，其中，所述中頻數(shù)據(jù)包含衛(wèi)星信號、干擾以及噪聲。
可選地，所述裝置中，
所述權(quán)值Wn+1,k的初值為＝0。
可選地，所述裝置中，
所述利用權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)，包括：
利用所述權(quán)值Wn+1,k對所述頻域數(shù)組進行空頻濾波處理，得到空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)
對空頻濾波后的頻域數(shù)據(jù)en+1(k)進行K點快速傅里葉逆變換IFFT變換，得到抗干擾處理后的時域中頻數(shù)據(jù)。
可選地，所述裝置中，優(yōu)選μ＝0.25，C＝5。
本發(fā)明提供的裝置與現(xiàn)有技術(shù)相比的優(yōu)點在于：
傳統(tǒng)空時域自適應(yīng)濾波方法得到的自適應(yīng)權(quán)只能使天線接收方向圖在干擾信號的到達方向上形成窄的零陷，而且計算自適應(yīng)權(quán)的復(fù)雜度高，導(dǎo)致干擾抑制實時性變差。由于天線接收平臺的振動或運動、干擾位置的快速變化等原因，干擾的到達角在權(quán)值迭代更新期間會隨時間而產(chǎn)生變化，為了快速跟蹤干擾的變化，權(quán)值迭代計算時必須采用較大的步長，而這樣通常會導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)誤差增大，惡化抗干擾能力。而本發(fā)明利用空頻自適應(yīng)處理結(jié)構(gòu)，改進了空頻權(quán)值的計算方法，在權(quán)值迭代時用自適應(yīng)變步長因子代替常用的固定步長因子，先采用較大的步長因子快速地跟蹤干擾，再采用較小的步長因子降低收斂時的穩(wěn)態(tài)誤差，既提高了寬帶干擾抑制算法的實時性又不會惡化抗干擾能力，可以解決干擾快速變化時需要提高收斂速度并保持較低的穩(wěn)態(tài)誤差的問題。
需要說明的是，在本文中，術(shù)語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者裝置不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者裝置所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個......”限定的要素，并不排除在包括該要素的過程、方法、物品或者裝置中還存在另外的相同要素。
上述本發(fā)明實施例序號僅僅為了描述，不代表實施例的優(yōu)劣。
通過以上的實施方式的描述，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以清楚地了解到上述實施例方法可借助軟件加必需的通用硬件平臺的方式來實現(xiàn)，當然也可以通過硬件，但很多情況下前者是更佳的實施方式。基于這樣的理解，本發(fā)明的技術(shù)方案本質(zhì)上或者說對現(xiàn)有技術(shù)做出貢獻的部分可以以軟件產(chǎn)品的形式體現(xiàn)出來，該計算機軟件產(chǎn)品存儲在一個存儲介質(zhì)(如ROM/RAM、磁碟、光盤)中，包括若干指令用以使得一臺終端設(shè)備(計算機、嵌入式設(shè)備)執(zhí)行本發(fā)明各個實施例所述的方法。
以上僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例，并非因此限制本發(fā)明的專利范圍，凡是利用本發(fā)明說明書及附圖內(nèi)容所作的等效結(jié)構(gòu)或等效流程變換，或直接或間接運用在其他相關(guān)的技術(shù)領(lǐng)域，均同理包括在本發(fā)明的專利保護范圍內(nèi)。
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