本實用新型涉及電導檢測技術，尤其涉及一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置。

背景技術：

現(xiàn)代，化工行業(yè)及其他制造業(yè)生產(chǎn)過程中，液體扮演著重要的角色，而液體的電導率由于其可根據(jù)其數(shù)值及變化反映出液體的一些物理化學特性，如液體流動狀態(tài)、液體組分及化學反應狀態(tài)等，因此研究液體電導率的檢測技術對工業(yè)檢測技術的發(fā)展及生產(chǎn)效率的提高都具有重要意義。

當前常用的液體電導率檢測技術是接觸式電導檢測技術，其方法主要是將檢測電極探入待測液體中獲得液體電導率信息，因具有使用便捷、精度高等優(yōu)勢得到廣泛使用。但是這種方法由于電極與液體直接接觸，存在電極極化和電化學腐蝕等問題，因此需要研究非接觸的電導率檢測技術。

電容耦合式非接觸電導檢測(C⁴D)技術是一種新式電導檢測技術，該技術具有非接觸式測量的特點，可有效解決接觸式電導檢測技術中電極極化和電化學腐蝕的問題。然而，由于電極和導電液體會通過絕緣管壁形成耦合電容，而這個電容在測量通路中加入了一個不可忽視的背景信號，因此會嚴重影響測量范圍和靈敏度。

為解決這個耦合電容的不利影響，已有以下兩個專利：專利(基于虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及其方法，專利公開號：CN103941099A)及專利(一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及方法，專利公開號：CN105353223A)結合串聯(lián)諧振原理和虛擬電感技術，利用虛擬電感代替實際電感，利用串聯(lián)諧振消除了耦合電容對測量結果造成的不利影響；同時虛擬電感可有效克服實際電感存在的不足。然而，以上兩個專利中，專利(基于虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及其方法，專利公開號：CN103941099A)中所涉及的虛擬電感為浮置電感，結構較為復雜，并且由于采用了對稱的電路結構，對元器件提出較高的要求，電導測量過程中具有一定的不穩(wěn)定性。另外，該專利涉及的電導測量方法中，虛擬電感電路串聯(lián)在C⁴D傳感器的激勵電極與交流激勵源之間，而本專利中的單邊虛擬電感是在C⁴D傳感器之后直接與后續(xù)電路相連的。至于專利(一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及方法，專利公開號：CN105353223A)則采用的是電壓法，通過去一個定值電阻上的分壓得到信號，而此電阻在測量電路中實際會引入一個較大背景干擾，使得傳感器的靈敏度降低。

針對以上情況，設計了一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及方法。本實用新型具備已有專利(一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及方法，專利公開號：CN105353223A)及專利(基于虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及其方法，專利公開號：CN103941099A)的技術優(yōu)點；不同于已有專利(一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及方法，專利公開號：CN105353223A)采用的差壓法，本實用新型通過測量檢測通路的輸出電流得到被測導電流體等效電導值，由于不需要在電路中添加一個取壓的量程電阻，減少了背景信號，因而在一定程度上提高了靈敏度；相較于已有專利(基于虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及其方法，專利公開號：CN103941099A)中的虛擬電感，本實用新型涉及的單邊虛擬電感通過虛地的辦法解決了單邊虛擬電感輸出端需接地的問題，相較浮置虛擬電感，電路得到簡化，結構更為簡單，性能更為穩(wěn)定；利用運放虛地的思路解決單邊虛擬電感輸出端需接地的問題也為類似問題提供了新的思路和有益借鑒。

技術實現(xiàn)要素：

本實用新型的目的是克服現(xiàn)有技術的不足，提供一種有效的基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置。具體技術方案如下：

一種電容耦合式非接觸電導測量裝置，其特征在于包括交流激勵源、絕緣測量管道、激勵電極、檢測電極、單邊虛擬電感、電流電壓轉換電路、信號處理模塊；激勵電極和檢測電極依次安裝在絕緣測量管道上，交流激勵源與激勵電極相連，檢測電極、單邊虛擬電感、電流電壓轉換電路順次相連，單邊虛擬電感的一端通過電流電壓轉換電路的同相端虛地，以滿足單邊虛擬電感接地的要求，電流電壓轉換電路的輸出與信號處理模塊相連。

所述的單邊虛擬電感結構為：第一運算放大器(A₁)的正相輸入端為單邊虛擬電感(5)的輸入端，檢測電極(4)及第三電阻(R₃)的一端與第一運算放大器(A₁)的正相輸入端相連，第一電阻(R₁)的一端、第一電容(C₁)及第六電阻(R₆)的一端與第一運算放大器(A₁)的反相輸入端相連，第一電容(C₁)的另一端、第二電阻(R₂)的一端、第六電阻(R₆)的另一端分別與第一運算放大器(A₁)的輸出端相連，第二運算放大器(A₂)的正相輸入端與第一運算放大器(A₁)的正相輸入端相連，第二電阻(R₂)的另一端、第五電阻(R₅)的一端與第二運算放大器(A₂)的反相輸入端相連，第二運算放大器(A₂)的輸出端通過串聯(lián)的第四電阻(R₄)、第三電阻(R₃)與第二運算放大器(A₂)的正相輸入端相連，第五電阻(R₅)的另一端與第二運算放大器(A₂)的輸出端相連，第一電阻(R₁)的另一端與電流電壓轉換電路(6)中運算放大器(A₃)的反相端相連，作為單邊虛擬電感(5)的輸出端。利用運算放大電路深度負反饋情況下同相端反相端電位相等的性質，通過運算放大器的同相端虛地。所述單邊虛擬電感5為經(jīng)典Riordan電路的改進電路，具體改動為：在電容C₁兩端并聯(lián)大電阻R₆，如此，則單邊虛擬電感5的等效內(nèi)阻值R_eq的表達式為其中R₆的阻值為R₁的200倍以上，可以保證內(nèi)阻非常小且不受其余參數(shù)調整的影響從而幾乎不影響測量，并且不影響單邊虛擬電感實現(xiàn)電感功能及其等效電感值；R₆還起到穩(wěn)定運算放大器工作狀態(tài)的功能，保證當電路進入正反饋導致自激振蕩時，電容C₁可通過其放電，從而恢復穩(wěn)態(tài)；在可調電阻R₃前串聯(lián)一個定值電阻R₄，可以保證單邊虛擬電感不會由于R₃、R₄串聯(lián)值過小，引起運算放大器A₂產(chǎn)生自激振蕩，導致電路不穩(wěn)定；等效電感值若其中R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、C₁中一個或多個可調，則L值可通過調節(jié)R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、C₁中任意一個或多個的值進行改變。

優(yōu)選的，所述R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、C₁中僅R₃可調，用于僅調節(jié)R₃對等效電感值L值的進行調節(jié)。

激勵電極與絕緣測量管道內(nèi)的待測導電流體通過管壁形成的耦合電容，檢測電極(4)與絕緣測量管道內(nèi)的待測導電流體通過管壁形成的耦合電容，緣測量管道中兩電極間待測導電流體的等效電阻，單邊虛擬電感及其等效內(nèi)阻串聯(lián)構成電容耦合式非接觸電導檢測電路，所述電容耦合式非接觸電導檢測電路的總阻抗為：令等式中虛部為零，經(jīng)計算可知當測量電路的激勵頻率此時電容耦合式非接觸電導檢測電路諧振，記此時的f＝f₀，因此設置若交流激勵源的激勵頻率為f₀可使檢測電路處于諧振狀態(tài)，此時電容耦合式非接觸電導檢測電路的等效阻抗Z₀的虛部為零，呈現(xiàn)純阻性，表達式為Z₀＝R_x+R_eq；實際操作中可以依據(jù)先設定交流激勵源的輸出U_i的激勵頻率f為諧振頻率f₀，而后改變單邊虛擬電感中可調電阻R₃，以改變單邊虛擬電感的電感值L，使得電容耦合式非接觸電導檢測電路達到諧振點；或者改變單邊虛擬電感中可調電阻R₃，以改變單邊虛擬電感的電感值L，再根據(jù)電感值L和耦合電容值C_x1，C_x2來設定激勵源的輸出U_i的激勵頻率f，為計算得到的諧振頻率，從而使得電容耦合式非接觸電導檢測電路達到諧振點；以上敘述中，j為復數(shù)阻抗的虛部單位，f為交流激勵源輸出U_i的頻率，f₀為檢測電路的諧振頻率，C_x1、C_x2分別為激勵電極與檢測電極與絕緣測量管道內(nèi)的待測導電流體通過管壁形成的耦合電容，L、R_eq分別為單邊虛擬電感等效電感值及等效內(nèi)阻值，R_x為絕緣測量管道中兩電極間待測導電流體的等效電阻值。

當電容耦合式非接觸電導檢測電路處于諧振狀態(tài)時，測量電路為純阻性阻抗為Z₀＝R_x+R_eq，此時單邊虛擬電感的輸出電流經(jīng)過電流電壓轉換電路后輸出電壓其中，R₇為電流電壓轉換電路的放大倍數(shù)控制電阻的阻值，為輸入的被測導電流體的等效電導值，經(jīng)信號處理模塊對電壓信號U_out進行處理和輸出，再通過計算得到待測導電流體的等效電導。由于單邊虛擬電感可實現(xiàn)等效電感值的調節(jié)，從而相較于實際電感降低了對激勵源頻率的要求。

本實用新型通過檢測測量通路的電流值得到被測導電流體等效電導值，即在電容耦合式非接觸電導檢測電路處于諧振狀態(tài)時測量電路為純阻性，此時單邊虛擬電感的輸出電流為I_out，經(jīng)過電流電壓轉換電路后輸出電壓U_out，利用信號處理模塊獲取電流電壓轉換電路輸出電壓U_out后，進行輸出，進而得到導電流體等效電導值。

本實用新型與現(xiàn)有技術相比具有有益效果：

1)利用串聯(lián)諧振的原理消除了電極與導電液體通過管壁產(chǎn)生耦合電容，改善了測量靈敏度，增大了測量范圍；

2)檢測電路中，需要交流激勵源的激勵頻率f為諧振頻率檢測電路便可處于諧振狀態(tài)，而由于利用單邊虛擬電感技術代替實際電感，實現(xiàn)了電感值可調節(jié)，故可通過調節(jié)電感值使檢測電路諧振，降低了對激勵源的要求。

3)與已有專利(基于虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及其方法，專利公開號：CN103941099A)中的虛擬電感相比，本實用新型涉及的虛擬電感是單邊虛擬電感，相比于浮置電感具有結構簡單、性能穩(wěn)定的優(yōu)點。

4)已有專利(一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置及方法，專利公開號：CN105353223A)采用的電壓法，本實用新型通過檢測測量通路的電流值得到被測導電流體等效電導值，由于不需要在測量通路中串入一個較大的電阻，因此具有更高的靈敏度。

5)本專利中利用運算放大器深度負反饋時，同相端反相端電位相等的特性，將單邊虛擬電感電路輸出端通過電流轉電壓電路中運算放大器的同相端實現(xiàn)虛地，為類似電路部分需接地的問題，提供了新解決方案與借鑒。

附圖說明

圖1是基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置的結構示意圖；

圖2是本實用新型的單邊虛擬電感電路圖；

圖3是本實用新型的電容耦合式非接觸電導測量等效電路圖。

圖中：交流激勵源1、激勵電極2、絕緣測量管道3、檢測電極4、單邊虛擬電感5、電流轉電壓模塊6和信號處理模塊7。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本實用新型做進一步闡述和說明。本實用新型中各個實施方式的技術特征在沒有相互沖突的前提下，均可進行相應組合。

如圖1所示，一種基于單邊虛擬電感的電容耦合式非接觸電導測量裝置，其特征在于包括交流激勵源1、激勵電極2、絕緣測量管道3、檢測電極4、單邊虛擬電感5、電流電壓轉換電路6、信號處理模塊7；激勵電極2和檢測電極4依次安裝在絕緣測量管道3外壁上，交流激勵源1與激勵電極2相連，檢測電極4、單邊虛擬電感5、電流電壓轉換電路6、信號處理模塊7順次相連，其中單邊虛擬電感5的一端通過電流電壓轉換電路6中的運算放大器虛地，以滿足單邊虛擬電感接地的要求，電流電壓轉換電路6的輸出與信號處理模塊7相連。

如圖2所示，所述的單邊虛擬電感5電路結構為：

第一運算放大器A1(AD817)的正相輸入端為單邊虛擬電感5的輸入端，檢測電極4及第三電阻R₃的一端與第一運算放大器A1(AD817)的正相輸入端相連，第一電阻R₁的一端、第一電容C₁及第六電阻R₆的一端與第一運算放大器A1(AD817)的反相輸入端相連，第一電容C₁的另一端、第二電阻R₂的一端、第六電阻R₆的另一端分別與第一運算放大器A1(AD817)的輸出端相連，第二運算放大器A2(AD817)的正相輸入端與第一運算放大器A1(AD817)的正相輸入端相連，第二電阻R₂的另一端、第五電阻R₅的一端與第二運算放大器A2(AD817)的反相輸入端相連，第二運算放大器A2(AD817)的輸出端通過串聯(lián)的第四電阻R₄、第三電阻R₃與第二運算放大器A2(AD817)的正相輸入端相連，第五電阻R₅的另一端與第二運算放大器A2(AD817)的輸出端相連，第一電阻R₁的另一端與電流電壓轉換電路6中運算放大器A₃的反相端相連，作為單邊虛擬電感5的輸出端。

利用運算放大電路深度負反饋情況下同相端反相端電位相等的性質，通過電流電壓轉換電路中運算放大器的同相端虛地。

所述單邊虛擬電感5為經(jīng)典Riordan電路的改進電路，具體改動為：在電容C₁兩端并聯(lián)大電阻R₆，如此，則單邊虛擬電感5的等效內(nèi)阻值R_eq的表達式為其中R₆的阻值為R₁的200倍以上，可以保證內(nèi)阻非常小且不受其余參數(shù)調整的影響從而幾乎不影響測量，并且不影響單邊虛擬電感實現(xiàn)電感功能及其等效電感值；R₆還起到穩(wěn)定運算放大器工作狀態(tài)的功能，保證當電路進入正反饋導致自激振蕩時，電容C₁可通過其放電，從而恢復穩(wěn)態(tài)；在可調電阻R₃前串聯(lián)一個定值電阻R₄，可以保證單邊虛擬電感不會由于R₃、R₄串聯(lián)值過小，引起運算放大器A₂產(chǎn)生自激振蕩，導致電路不穩(wěn)定；等效電感值若其中R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、C₁中一個或多個可調，則L值可通過調節(jié)R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、C₁中任意一個或多個的值進行改變。

作為上述調節(jié)方式中的一種，本實用新型R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、C₁中僅R₃可調，用于僅通過調節(jié)R₃實現(xiàn)等效電感值L值的調節(jié)。即單邊虛擬電感5的等效電感值的調節(jié)方法為：根據(jù)單邊虛擬電感5的等效電感值L的表達式其中，R₁、R₂、R₄、R₅和C₁的值設為定值，通過調節(jié)單邊虛擬電感5中的第三電阻R₃的電阻值大小，實現(xiàn)單邊虛擬電感5等效電感值L的調節(jié)。

上述裝置的電容耦合式非接觸電導測量過程如下：

激勵電極2、檢測電極4分別與絕緣測量管道3內(nèi)的待測導電流體通過管壁形成的耦合電容，緣測量管道3中兩電極間待測導電流體的等效電阻，單邊虛擬電感5及其等效內(nèi)阻串聯(lián)構成電容耦合式非接觸電導檢測電路，所述電容耦合式非接觸電導檢測電路的總阻抗為：令等式中虛部為零，經(jīng)計算可知當測量電路的激勵頻率此時電容耦合式非接觸電導檢測電路諧振，記此時的f＝f₀，因此若設置交流激勵源1的激勵頻率f為f₀，則可使檢測電路處于諧振狀態(tài)，此時檢測電路的等效阻抗Z₀的虛部為零，呈現(xiàn)純阻性，表達式為Z₀＝R_x+R_eq；實際操作中可以依據(jù)先設定交流激勵源1的輸出U_i的激勵頻率f為諧振頻率f₀，而后改變單邊虛擬電感5中可調電阻R₃，以改變單邊虛擬電感5的電感值L，使得電容耦合式非接觸電導檢測電路達到諧振點；或者9改變單邊虛擬電感5中可調電阻R₃，以改變單邊虛擬電感5的電感值L，再根據(jù)電感值L和耦合電容值C_x1、C_x2來設定交流激勵源1的輸出U_i的激勵頻率f為計算得到的諧振頻率，從而使得電容耦合式非接觸電導檢測電路達到諧振點；以上敘述中，j為復數(shù)阻抗的虛部單位,f為交流激勵源1輸出U_i的頻率，f₀為檢測電路的諧振頻率，C_x1、C_x2分別為激勵電極2與檢測電極4與絕緣測量管道3內(nèi)的待測導電流體通過管壁形成的耦合電容，L、R_eq分別為單邊虛擬電感5等效電感值及等效內(nèi)阻值，Rx為絕緣測量管道3中兩電極間待測導電流體的等效電阻值；

當電容耦合式非接觸電導檢測電路處于諧振狀態(tài)時，測量電路為純阻性阻抗為Z₀＝R_x+R_eq，此時單邊虛擬電感5輸出電流經(jīng)過電流電壓轉換電路后輸出電壓其中，R₇為電流電壓轉換電路的放大倍數(shù)控制電阻的阻值，為輸入的被測導電流體的等效電導值，經(jīng)信號處理模塊對電流電壓轉換電路輸出電壓信號進行處理和輸出，進一步計算后得到導電流體等效電導值。由于單邊虛擬電感5可實現(xiàn)等效電感值的調節(jié)，從而相較于實際電感降低了對激勵源頻率的要求。

在測量電路中單邊虛擬電感5的等效電阻R_eq可以設置的比較小，從而不會產(chǎn)生較大的背景信號而導致靈敏度降低。實際測量過程中，為了適應不同電導率的流體，可以適當?shù)母淖冸娏麟妷恨D換電路中R₇的阻值，改變電流電壓轉換電路的放大倍數(shù)為適當?shù)闹?，防止該運算放大器的輸出飽和失真或由于放大倍數(shù)過小影響靈敏度。

如圖3所示，電容耦合式非接觸電導測量等效電路為：激勵電極2與管道內(nèi)導電流體通過絕緣測量管道3的管壁形成第一耦合電容C_x1，交流激勵源1與第一耦合電容C_x1的一端相連，第一耦合電容C_x1的另一端和絕緣測量管道3內(nèi)兩個電極間的導電流體等效電阻R_x的一端相連；檢測電極4與管道內(nèi)導電流體通過絕緣測量管道3的管壁形成的第二耦合電容C_x2，導電流體等效電阻R_x的另一端與的第二耦合電容C_x2一端相連，第二耦合電容C_x2的另一端與單邊虛擬電感5的一端相連；單邊虛擬電感5的另一端與電流電壓轉換電路6中運算放大器A₃的反相端相連并通過運算放大器A₃的同相端虛地。

本實用新型測量導電流體等效電導的流程為：首先將交流激勵源的輸出頻率設定為f，隨后調節(jié)單邊虛擬電感5中的可調電阻R₃，以改變單邊虛擬電感的等效電感值L直到測量電路達到諧振；或者先通過改變單邊虛擬電感5中的可調電阻R₃的以改變單邊虛擬電感5等效電感值L，根據(jù)傳感器耦合電容和電感值來調節(jié)諧振頻率，使測量電路達到諧振。在諧振狀態(tài)下通過電流電壓轉換電路6將測量電路的輸出電流I_out轉化為電壓信號U_out，最后經(jīng)信號處理模塊7對電壓信號進行處理和輸出，進一步計算后得到導電流體等效電導值。