但這樣會(huì)使計(jì)算量增大，因此用戶需要根據(jù)具體應(yīng)用場合和實(shí)際情況選取合適的采樣頻 率。其次，用戶可以選用能實(shí)現(xiàn)本算法流程的高速數(shù)字芯片/數(shù)字電路或DSP等方式，作為 在硬件實(shí)現(xiàn)。
[0040] 圖1是本發(fā)明基于正交子帶的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率測量與跟蹤方法一種【具體實(shí)施方式】 架構(gòu)圖。
[0041] 在本實(shí)施例中，如圖1所示，基于正交子帶的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率測量與跟蹤方法，包括 以下實(shí)施步驟：
[0042] (SI)、對電流/電壓互感器采集的模擬輸入信號x(t)進(jìn)行離散化采樣，得到特定 采樣頻率下的電流/電壓信號離散量，即離散采樣信號P(k);
[0043] 在本實(shí)施例中，選取采樣頻率為50倍于我國電網(wǎng)基頻頻率f。= 50Hz，即f = 50f。 =2.50kHz 且：TS= 1八2· 5kHz) = 2.5X10 3s，得到離散的采樣信號 p(k) = x(kTs)，其 中，k = 1，2, 3· · ·為采樣時(shí)亥丨」，Ts為采樣間隔時(shí)間，Ts = 1/f = (l/50f。）= 1/2. 5kHz = 4 X 10 4s ;離散采樣信號p (k)的波形如圖2所示；
[0044] (S2)、基于電網(wǎng)基頻f。和采樣間隔時(shí)間T s，設(shè)定濾波器組的寬度：
[0045] N=I/ (f〇Ts) = 1/ (50 X 2. 5 X 10 3) = 50
[0046] 從而構(gòu)造一對正交有限沖激響應(yīng)濾波器組，即構(gòu)造正弦和余弦數(shù)字濾波器濾波器 組，其單位脈沖響應(yīng)分別為：
[0047] hi (n) = sin ( η (η+1) /25), η = 0, 1, 2, , 49
[0048] h2 (η) = cos ( η (η+1) /25), η = Ο, 1, 2, ... , 49
[0049] (S3)、用構(gòu)造的濾波器組對離散采樣信號p(k)進(jìn)行濾波，得到兩個(gè)互相正交的子 帶信號P1GO和？ 2(1〇,其中，k= 1，2，...；其中子帶信號P1GO和^(1〇分別如圖3所示；
[0052] (S4)、設(shè)置步長為3的滑動(dòng)窗口，再將滑動(dòng)窗口的初始位置分別置于兩子帶信號 的首端，按照步長1依次滑動(dòng)，滑動(dòng)計(jì)算各采樣時(shí)刻規(guī)范化的瞬時(shí)角頻率的余弦值；
[0053]
[0054]
[0055] 其中，！的取值為/f = 3,4,5…;
[0056] 如圖4所示，幅值接近零的時(shí)刻，角頻率的余弦值明顯脫離正常的取值范圍；
[0057] (S5)、對步驟（S4)中，各個(gè)采樣時(shí)刻計(jì)算得到的余弦值進(jìn)行融合；
[0058]
[0059] 通過反余弦計(jì)算可得到瞬時(shí)角頻率以/〇,進(jìn)而得到優(yōu)化后的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率的測 量值
[0060]
[0061] (S6)、對電網(wǎng)瞬時(shí)頻率的測量值/2(幻進(jìn)行卡爾曼濾波，得到精確的瞬時(shí)頻率估計(jì) 值./：({)'，如圖6所示，再利用./；(/〗)'實(shí)時(shí)跟蹤電網(wǎng)的瞬時(shí)頻率。
[0062] 其中，卡爾曼濾波的系統(tǒng)狀態(tài)空間模型為：
[0063] f (k) = f (k~l) + μ (k)
[0064] f z (k) = f (k) + v (k)
[0065] 其中，μ (k)和v (k)分別為具有零均值和常數(shù)方差的高斯白噪聲，k = 1，2, 3...為采樣時(shí)刻。
[0066] 綜上所述，本發(fā)明所涉及的一種正交子帶最優(yōu)融合的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率測量與跟蹤的 方法，其理論基礎(chǔ)為正交有限沖激響應(yīng)濾波，連續(xù)三個(gè)采樣點(diǎn)間的相位與幅值關(guān)系，以及基 于高斯模型的噪聲估計(jì)，不需要進(jìn)行高次諧波濾除處理，滑動(dòng)窗口的寬度窄，大大減少了運(yùn) 算量，提高了基波頻率測量的準(zhǔn)確性，實(shí)現(xiàn)簡單，抗干擾能力強(qiáng)，具備較高的可靠性，有著極 廣泛的應(yīng)用前景。
[0067] 盡管上面對本發(fā)明說明性的【具體實(shí)施方式】進(jìn)行了描述，以便于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù) 人員理解本發(fā)明，但應(yīng)該清楚，本發(fā)明不限于【具體實(shí)施方式】的范圍，對本技術(shù)領(lǐng)域的普通技 術(shù)人員來講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些 變化是顯而易見的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護(hù)之列。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種基于正交子帶的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率測量與跟蹤方法，其特征在于，包括以下步驟： (1) 、對輸入的模擬信號X(t)進(jìn)行離散化采樣，得到離散的采樣信號P(k)=X(kTs)，其 中，k= 1，2, 3...為采樣時(shí)刻，Ts為采樣間隔時(shí)間； (2) 、基于電網(wǎng)基頻f。和采樣間隔時(shí)間Ts，構(gòu)造正弦和余弦數(shù)字濾波器濾波器，其單位 脈沖響應(yīng)分別為： Ii1(Ii) =sin[2Jr(n+l)/N]h2(n) =cos[2jt(n+l)/N]； 其中，n= 0, 1，...，N-1，N=lATsf。）； (3) 、利用上述數(shù)字濾波器分別分別對離散采樣信號進(jìn)行濾波處理，得到兩個(gè)相位相差 90°的正弦子帶信號，SPp1GO和？2(1〇 ;(4) 、設(shè)置步長為3的滑動(dòng)窗口，再將滑動(dòng)窗口的初始位置分別置于兩帶信號的首端， 并依次滑動(dòng)，滑動(dòng)計(jì)算各采樣時(shí)刻規(guī)范化的瞬時(shí)角頻率的余弦值；其中，I的取值為 (5) 、對步驟（4)中，各個(gè)采樣時(shí)刻計(jì)算得到的余弦值進(jìn)行融合；(6) 、對電網(wǎng)瞬時(shí)頻率的測量值./_;(々）:進(jìn)行卡爾曼濾波，得到精確的瞬時(shí)頻率估計(jì)值 尤6)'，再利用./；#)'實(shí)時(shí)跟蹤電網(wǎng)的瞬時(shí)頻率。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于正交子帶最優(yōu)融合的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率測量方法，其特征在 于，所述的步驟（6)中，卡爾曼濾波的系統(tǒng)狀態(tài)空間模型為： fz (k) =f(k) +V(k)其中，//_和分別為具有零均值和常數(shù)方差的1?斯白噪聲，^ =3,4,5 為米樣時(shí) 刻。
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種基于正交子帶的電網(wǎng)瞬時(shí)頻率測量與跟蹤方法，先對模擬輸入信號進(jìn)行離散化采樣，再通過構(gòu)造的正交濾波器組對離散采樣后的信號進(jìn)行濾波，將其分解成兩個(gè)相位相差為90°的正弦子帶信號，在正弦子帶信號上利用任意連續(xù)三個(gè)采樣點(diǎn)間的數(shù)學(xué)關(guān)系，分別計(jì)算各子帶的瞬時(shí)角頻率，對兩個(gè)子帶上的測量結(jié)果進(jìn)行基于高斯噪聲模型的線性最優(yōu)化融合，獲得誤差方差更小的瞬時(shí)角頻率測量值，最后對測量值進(jìn)行卡爾曼濾波估計(jì)，跟蹤電網(wǎng)的瞬時(shí)頻率。本發(fā)明方法的測量和跟蹤精度，不受非周期性噪聲信號、電網(wǎng)電壓/電流幅值變化及諧波信號的影響，數(shù)據(jù)窗口短，算法計(jì)算簡單，可實(shí)時(shí)準(zhǔn)確測量并跟蹤電網(wǎng)基波的瞬時(shí)頻率。
【IPC分類】G01R23/12
【公開號】CN105044456
【申請?zhí)枴緾N201510430159
【發(fā)明人】楊波, 鄭文鋒, 劉珊, 謝建軍
【申請人】電子科技大學(xué)
【公開日】2015年11月11日
【申請日】2015年7月21日