行頻率初 測(cè) 。
[0197] 所述初步頻率表達(dá)為式（4):
[0198] ωο ⑷；
[0199] 其中，ω。為初步頻率，單位rad/s ;
[0200] 優(yōu)選地，所述參考頻率表達(dá)為式（5):
[0201] Os=COo (5);
[0202] 其中，cos為參考頻率，單位rad/s ; ω。為初步頻率，單位rad/s。
[0203] 對(duì)于反褶模塊1030,相對(duì)正向信號(hào)序列，反褶序列表達(dá)為式（6):
[0204] X 土（n) = Xi (N_n) = Acos (_ ω Τηη+β )
[0205] η = 0, 1，2, 3,....., N-I (6)；
[0206] 式中，X Jn)為反褶序列；β為反褶序列初相位，單位rad。關(guān)系上，反褶序列初相 位是正向信號(hào)序列的截止相位，即所述電力信號(hào)的截止相位；N為反褶序列長(zhǎng)度，單位無量 綱。反褶序列長(zhǎng)度與正向信號(hào)序列長(zhǎng)度相同。
[0207] 對(duì)于截短模塊1040,將反褶序列進(jìn)行截短，獲得反褶截短序列，反褶截短序列表達(dá) 為式（7):
[0208] X 2 (n) = Xi (N_n) = Acos (_ ω Τηη+β )
[0209] η = 0, 1，2, 3,.....,Ns-I (7)；
[0210] 式中，X 2(η)為反褶截短序列；β為反褶序截短列初相位，單位rad。反褶截短列 初相位與反褶序列初相位相同；N為反褶序列長(zhǎng)度，單位無量綱；隊(duì)為反褶截短序列長(zhǎng)度， 單位無量綱。進(jìn)行截短的長(zhǎng)度原則上取所述正向信號(hào)序列單位周期序列長(zhǎng)度的〇. 25倍。
[0211] 優(yōu)選地，所述反褶截短序列的長(zhǎng)度表達(dá)為式（8):
[0212] Ns= N-0. 25Ν2π (8)；
[0213] 式中，隊(duì)為反褶截短序列的長(zhǎng)度，單位無量綱；N211為信號(hào)序列單位周期序列長(zhǎng)度， 單位無量綱。
[0214] 優(yōu)選地，根據(jù)所述參考頻率計(jì)算正向信號(hào)序列的單位周期序列長(zhǎng)度，為式（9):
[0216] 其中，（int)代表取整數(shù)，正向信號(hào)序列的單位周期序列長(zhǎng)度N211整數(shù)化存在1個(gè) 采樣間隔內(nèi)的誤差。
[0217] 在一個(gè)實(shí)施例中，通過如圖3所示的反向輸出和截短示意圖對(duì)所述正向信號(hào)序列 反向輸出、對(duì)所述反褶序列進(jìn)行截短。
[0218] 對(duì)于第一混頻模塊1050,優(yōu)選地，所述參考頻率的余弦函數(shù)和所述參考頻率的正 弦函數(shù)可分別為以所述參考頻率為頻率、以T n為間隔離散變量的正弦函數(shù)和余弦函數(shù)。
[0219] 以所述參考頻率的余弦函數(shù)和所述參考頻率的正弦函數(shù)分別與所述反褶序列相 乘，生成第一實(shí)頻向量序列和第一虛頻向量序列，為式（10):
[0224] 式中，將參考頻率Os乘以負(fù)數(shù)；R?為第一實(shí)頻向量序列，I?為第一虛頻 向量序列，Ω為信號(hào)頻率與參考頻率的頻差，單位 rad/s;N為反褶序列長(zhǎng)度，單位無量 綱；Acos (_ Ω !>+ β ) /2 和 Asin (_ Ω !>+ β ) /2 為有效分量；Acos [_ (ω + ω s) !>+ β ] /2 和 Asin [- (ω + ω s) TnIi+ β ] /2為混頻干擾頻率成分。
[0225] 對(duì)于第二混頻模塊1060,優(yōu)選地，所述參考頻率的余弦函數(shù)和所述參考頻率的正 弦函數(shù)可分別為以所述參考頻率為頻率、以T n為間隔離散變量的正弦函數(shù)和余弦函數(shù)。
[0226] 以所述余弦函數(shù)和所述正弦函數(shù)分別與所述反褶截短序列相乘，生成第二實(shí)頻向 量序列和第二虛頻向量序列，為式（11):
[0231] 式中，將參考頻率Os乘以負(fù)數(shù)；R2(n)為第二實(shí)頻向量序列，Ι 2(η)為第二虛頻向 量序列，Ω為信號(hào)頻率與參考頻率的頻差，單位rad/s;N s為反褶截短序列長(zhǎng)度，單位無量 綱；Acos (_ Ω !>+ β ) /2 和 Asin (_ Ω !>+ β ) /2 為有效分量；Acos [_ (ω + ω s) !>+ β ] /2 和 Asin [- (ω + ω s) TnIi+ β ] /2為混頻干擾頻率成分。
[0232] 對(duì)于第一濾波模塊1070,分別對(duì)所述第一實(shí)頻向量序列和所述第一虛頻向量序列 進(jìn)行數(shù)字濾波，生成第一實(shí)頻向量濾波序列和第一虛頻向量濾波序列。
[0233] 當(dāng)輸入信號(hào)中還在直流成分、次諧波成分及分次諧波成分時(shí)，所述混頻干擾頻率 成分將更加復(fù)雜，這些混頻干擾頻率成分嚴(yán)重影響計(jì)算準(zhǔn)確度。雖然窗口函數(shù)和積分運(yùn)算 本身對(duì)混頻干擾頻率成分具有良好的衰減作用，但沒有針對(duì)性，不能夠?qū)λ鰪?fù)雜的混頻 干擾頻率成分產(chǎn)生深度的抑制作用，不能滿足參數(shù)的高準(zhǔn)確度計(jì)算需要。
[0234] 為了有針對(duì)性的抑制所述混頻干擾頻率的影響，采用一種數(shù)字濾波器，理想情況 下，數(shù)字濾波器的零幅值頻率點(diǎn)正好對(duì)應(yīng)所述混頻干擾頻率點(diǎn)，對(duì)所述混頻干擾頻率具有 完全的抑制作用。優(yōu)選地，數(shù)字濾波具體采用算術(shù)平均濾波算法，即將若干個(gè)連續(xù)離散值相 加，然后取其算術(shù)平均值作為本次濾波值輸出。數(shù)字濾波需要設(shè)置數(shù)字濾波參數(shù)，所述數(shù)字 濾波參數(shù)指若干個(gè)連續(xù)離散值相加的長(zhǎng)度ND。在數(shù)字濾波參數(shù)Nd取值為信號(hào)周期序列長(zhǎng) 度的1. 5倍，可以對(duì)1/3分次諧波產(chǎn)生的混頻干擾頻率進(jìn)行抑制。而Nd取值為信號(hào)周期序 列長(zhǎng)度的2倍，可以對(duì)直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次諧波等產(chǎn)生的混頻干擾頻率 進(jìn)行抑制。因此，數(shù)字濾波由2種參數(shù)的數(shù)字濾波器所構(gòu)成，考慮到實(shí)際存在誤差等因數(shù)， 為了深度抑制混頻干擾頻率影響，每種參數(shù)的數(shù)字濾波器均由參數(shù)相同的三級(jí)數(shù)字濾波組 成，共六級(jí)算術(shù)平均值數(shù)字濾波所構(gòu)成。
[0235] 優(yōu)選地，六級(jí)算術(shù)平均值數(shù)字濾波可為式（12):
[0239] 其中，X(n)為數(shù)字濾波輸入序列，序列長(zhǎng)度N ;XD(n)為數(shù)字濾波輸出序列，序列長(zhǎng) 度N-3ND1-3ND2;N D1為濾波參數(shù)1，即連續(xù)離散值相加數(shù)量；N D2為濾波參數(shù)2、即連續(xù)離散值 相加數(shù)量。
[0240] 在一個(gè)實(shí)施例中，濾波參數(shù)Ndi取值為所述參考頻率的單位周期序列長(zhǎng)度的1. 5 倍，濾波參數(shù)Nd2取值為所述參考頻率的單位周期序列長(zhǎng)度的2倍，在一個(gè)實(shí)施例中，濾波參 數(shù)N di取值為所述參考頻率的單位周期序列長(zhǎng)度的1. 5倍，濾波參數(shù)N D2取值為所述參考頻 率的單位周期序列長(zhǎng)度的2倍，六級(jí)算術(shù)平均值數(shù)字濾波需要使用10. 5倍信號(hào)周期序列長(zhǎng) 度。
[0241] 優(yōu)選地，在所述混頻干擾頻率成分得到完全抑制前提下，所述第一實(shí)頻向量濾波 序列和所述第一虛頻向量濾波序列為為式（13):
[0247] 式中，Rdi(Q)為所述第一實(shí)頻向量濾波序列；ΙΜ(Ω)為所述第一虛頻向量濾波序 列；Κ(Ω)為數(shù)字濾波在頻差Ω的無量綱增益；α (Ω)為數(shù)字濾波在頻差Ω的移相，單位 rad ο
[0248] 對(duì)于第一積分模塊1080,分別對(duì)所述第一實(shí)頻向量濾波序列和所述第一虛頻向量 濾波序列進(jìn)行積分運(yùn)算，生成第一實(shí)頻向量積分值和第一虛頻向量積分值，為式（14):
[0253] 式中，R1為第一實(shí)頻向量積分值；I :為第一虛頻向量積分值；Ll為積分長(zhǎng)度，數(shù)量 上為反褶序列長(zhǎng)度N在數(shù)字濾波后的剩余長(zhǎng)度，單位無量綱。
[0254] 對(duì)于第二濾波模塊1090,分別對(duì)所述第二實(shí)頻向量序列和所述第二虛頻向量序列 進(jìn)行數(shù)字濾波，生成第二實(shí)頻向量濾波序列和第二虛頻向量濾波序列。
[0255] 同理和優(yōu)選地，在所述混頻干擾頻率成分得到完全抑制前提下，所述第二實(shí)頻向 量濾波序列和所述第二虛頻向量濾波序列為式（15):
[0261] 式中，RD2(n)為第二實(shí)頻向量濾波序列；ID2(n)為第二虛頻向量濾波序列；Κ(Ω) 為數(shù)字濾波在頻差Ω的增益，單位無量綱；α (Ω)為數(shù)字濾波在頻差Ω的移相，單位rad ; Ns為反褶截短序列長(zhǎng)度，單位無量綱。
[0262] 對(duì)于第二積分模塊1100,分別對(duì)所述第二實(shí)頻向量濾波序列和所述第二虛頻向量 濾波序列進(jìn)行積分運(yùn)算，生成第二實(shí)頻向量積分值和第二虛頻向量積分值，為式（16):

[0267] 式中，R2為第二實(shí)頻向量積分值；I 2為第二虛頻向量積分值；L2為積分長(zhǎng)度，數(shù)量 上為反褶截短序列長(zhǎng)度Ns在數(shù)字濾波后的剩余長(zhǎng)度，單位無量綱。
[0268] 對(duì)于第一相位模塊1110,優(yōu)選地，預(yù)設(shè)的相位轉(zhuǎn)換規(guī)則對(duì)應(yīng)于虛頻向量積分值和 實(shí)頻向量轉(zhuǎn)換為相位的轉(zhuǎn)換式，可通過以下公式（17)將所述第一虛頻向量積分值與所述 第一實(shí)頻向量積分值轉(zhuǎn)換為第一相位：
[0271] 式中，PH1為第一相位，單位rad ;R i為第一實(shí)頻向量積分值；I i為第一虛頻向量積 分值；Ll為反褶序列長(zhǎng)度N在數(shù)字濾波后的剩余長(zhǎng)度，單位無量綱；α ( Ω )為數(shù)字濾波在 頻差Ω的移相，單位rad ;
[0272] 在一個(gè)實(shí)施例中，第一相位模塊1110可用于：
[0273] 獲取所述第一虛頻向量積分值與所述第一實(shí)頻向量積分值的比值；
[0274] 獲取所述比值的反正切函數(shù)值的相反數(shù)，生成所述第一相位。
[0275] 對(duì)于第二相位模塊1120,優(yōu)選地，可通過以下公式（18)將所述第二虛頻向量積分 值與所述第二實(shí)頻向量積分值轉(zhuǎn)換為第二相位：
[0278] 式中，PH2為第二相位，單位rad ;R2為第二實(shí)頻向量積分值；I 2為第二虛頻向量積 分值；L2為反褶截短序列長(zhǎng)度Ns在數(shù)