其中，為參考頻率，單位rad/s;ω。為初步頻率，單位rad/s。
[0231] 對(duì)于周期序列模塊1040,根據(jù)預(yù)設(shè)采樣頻率和所述參考頻率計(jì)算所述正弦信號(hào)的 單位周期序列長(zhǎng)度：
[0232] 在一些實(shí)施例中，所述正弦信號(hào)的單位周期序列長(zhǎng)度計(jì)算，為式巧）：
[0233] (5?；
[0234] 式中，成。為所述單位周期序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱；（int)為取整數(shù)；f。為預(yù)設(shè)采樣 頻率，單位化；fs為化單位的參考頻率；ωS為rad/s單位的參考頻率。
[0235] 所述單位周期序列長(zhǎng)度整數(shù)化存在1個(gè)采樣間隔內(nèi)的誤差。
[0236] 對(duì)于序列長(zhǎng)度模塊1050,根據(jù)所述預(yù)設(shè)信號(hào)周期數(shù)和所述單位周期序列長(zhǎng)度，獲 得預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度：
[0237] 在一些實(shí)施例中，所述預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度為所述單位周期序列長(zhǎng)度的12倍，所述預(yù)設(shè) 序列長(zhǎng)度計(jì)算，為式化）：
[023引 N= (int)(CznNzJ (6);
[0239] 其中，N為預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱；（int)為取整數(shù)；成。為所述單位周期序列 長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱。由于存在誤差，所述預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度所包含的信號(hào)周期整數(shù)是大約的。
[0240] 對(duì)于信號(hào)序列模塊1060,根據(jù)預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度，從所述初步采樣序列中，獲得信號(hào)序 列：
[0241] 在一些實(shí)施例中，所述預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度的信號(hào)序列，為式（7):
[0242] (7)；
[024引其中，Xi(η)為f目號(hào)序列；Xstart(η)為初步米樣序列；A為f目號(hào)幅值，單位V;ω為f目 號(hào)頻率，單位rad/s;Τ。為采樣間隔，單位S;n為序列離散數(shù)，單位無(wú)量綱；中為信號(hào)初相位， 單位rad;N信號(hào)序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱，信號(hào)序列長(zhǎng)度等于所述預(yù)設(shè)序列長(zhǎng)度；成hft為初步 采樣序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱。
[0244] 所述正向信號(hào)序列的圖形表達(dá)，如圖3所示。
[0245] 對(duì)于反權(quán)序列模塊1070,相對(duì)正向信號(hào)序列，反權(quán)序列表達(dá)為式（8):
[024引 Xi(η) =Xi(N_n)=Acos(-ωΤηΠ+β)
[0247] (8)；
[024引 η= 0, 1，2, 3,.....，Ν-1
[0249]式中，X1(η)為反權(quán)序列；β為反權(quán)序列初相位，單位rad。關(guān)系上，反權(quán)序列初相 位是正向信號(hào)序列的截止相位，即所述正弦信號(hào)的截止相位；N為反權(quán)序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量 綱。反權(quán)序列長(zhǎng)度與正向信號(hào)序列長(zhǎng)度相同。
[0巧0] 所述反權(quán)序列的圖形表達(dá)，如圖3所示。
[0251] 對(duì)于截短序列模塊1080,將反權(quán)序列進(jìn)行截短，獲得反權(quán)截短序列：
[0巧2] 在一些實(shí)施例中，所述反權(quán)截短序列長(zhǎng)度為所述單位周期序列長(zhǎng)度的11. 25倍， 所述反權(quán)截短序列長(zhǎng)度計(jì)算為式巧）：
[0巧引Ns=N-0. 75N2。 （9);
[0254]式中，Ns為反權(quán)截短序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱；N為正向信號(hào)序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱； 成。為信號(hào)單位周期序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱。系數(shù)0. 75代表所述截短值為所述單位周期序 列長(zhǎng)度的0. 75倍；
[0巧5] 優(yōu)選地，所述反權(quán)截短序列表達(dá)為式（10):
[0巧6] X2(n) =Acos(-wTnη+β)
[0257] (10);
[0巧8] η= 0, 1，2, 3,.....，成_1
[0259] 式中，X2(n)為截短信號(hào)序列；Ns為反權(quán)截短序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱。
[0260] 所述反權(quán)截短序列的圖形表達(dá)，如圖3所示。
[0261] 對(duì)于第一混頻模塊1090,優(yōu)選地，所述參考頻率的余弦函數(shù)和所述參考頻率的正 弦函數(shù)可分別為W所述參考頻率為頻率、WT。為間隔離散變量的正弦函數(shù)和余弦函數(shù)。
[0262] 在一些實(shí)施例中，W所述參考頻率的余弦函數(shù)和所述參考頻率的正弦函數(shù)分別與 所述信號(hào)序列相乘，得到所述第一實(shí)頻向量序列和所述第一虛頻向量序列為式（11):
[026引
（Π);
[0264] 其中，Ri(η)為所述第一實(shí)頻向量序列；Ii(n)為所述第一虛頻向量序列；Ω為信號(hào) 頻率與參考頻率的頻差，單位rad/s;A.cos(QTnn+(p)/2和Asin(QTnn+i{>)/2為有效分量； Ac脫陪妨+嘛)了皿十擁/2和Asin[(2ω+ω>0Τ,ιη+φ]/2為混頻干擾頻率成分。
[0265] 對(duì)于第二混頻模塊1100,W所述參考頻率的余弦函數(shù)和所述參考頻率的正弦函數(shù) 分別與所述截短信號(hào)序列相乘，得到所述第二實(shí)頻向量序列和所述第二虛頻向量序列為式 (12)：
[026引
(11)·
[0267]式中，R2(n)為所述第二實(shí)頻向量序列；l2(n)為所述第二虛頻向量序列；Ω為信號(hào) 頻率與參考頻率的頻差，單位rad/s;ACOS(爲(wèi)Τ孤+初沒(méi)和As虹(ΟΤ試什犧您為有效分量； Acos[(2o_)+o、)Tiin+(p]/2和Asin[(2a)+a)s)T,.,n+(p]/2 為混頻干擾頻率。
[026引對(duì)于第一陷波模塊1110,所述第一實(shí)頻向量序列和所述第一虛頻向量序列中包含 混頻干擾頻率。當(dāng)輸入信號(hào)中包含直流成分、次諧波成分及分次諧波成分時(shí)，所述混頻干擾 頻率將更加復(fù)雜，運(yùn)些混頻干擾頻率嚴(yán)重影響計(jì)算準(zhǔn)確度。雖然窗口函數(shù)和積分運(yùn)算本身 對(duì)混頻干擾頻率具有良好的衰減作用，但沒(méi)有針對(duì)性，不能夠?qū)λ鰪?fù)雜的混頻干擾頻率 產(chǎn)生深度的抑制作用，不能滿足參數(shù)的高準(zhǔn)確度計(jì)算需要。為了有針對(duì)性的抑制所述混頻 干擾頻率的影響，可W對(duì)該混頻干擾進(jìn)行數(shù)字陷波器，由于數(shù)字陷波可W在某一個(gè)頻率點(diǎn) 迅速衰減輸入信號(hào)，W達(dá)到阻礙此頻率信號(hào)通過(guò)的效果，因此，當(dāng)該數(shù)字陷波的陷波頻率點(diǎn) 設(shè)為對(duì)應(yīng)混頻干擾頻率點(diǎn)時(shí)，該數(shù)字陷波對(duì)所述混頻干擾頻率具有完全的抑制作用。
[0269] 優(yōu)選地，數(shù)字陷波具體采用滑動(dòng)Ξ角窗算術(shù)平均陷波，即將若干個(gè)連續(xù)離散值乘 ΚΞ角窗函數(shù)后再相加，然后取其算術(shù)平均值作為本次陷波值輸出?；瑒?dòng)Ξ角窗算術(shù)平均 陷波器需要設(shè)置Ξ角窗參數(shù)，所述Ξ角窗參數(shù)具體指Ξ角窗函數(shù)序列的長(zhǎng)度Nw。在Ξ角窗 參數(shù)NJ直為信號(hào)周期序列長(zhǎng)度的3倍，可W對(duì)1/3分次諧波產(chǎn)生的混頻干擾頻率進(jìn)行抑制。 在Ξ角窗參數(shù)NJ直為信號(hào)周期序列長(zhǎng)度的4倍，可W對(duì)直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、 5次諧波等產(chǎn)生的混頻干擾頻率進(jìn)行抑制。
[0270] 考慮到實(shí)際存在誤差等因數(shù)，如所述參數(shù)存在1個(gè)采樣間隔W內(nèi)的誤差，為了深 度抑制混頻干擾頻率影響，還可再增加一級(jí)滑動(dòng)矩形窗算術(shù)平均陷波器，即將若干個(gè)連續(xù) 離散值直接相加，然后取其算術(shù)平均值作為本次陷波值輸出。滑動(dòng)矩形窗算術(shù)平均陷波器 需要設(shè)置矩形窗參數(shù)，所述矩形窗參數(shù)具體指矩形窗函數(shù)序列的長(zhǎng)度Nd。矩形窗參數(shù)Nd取 值為信號(hào)周期序列長(zhǎng)度的1. 5倍，可W對(duì)1/3分次諧波產(chǎn)生的混頻干擾頻率進(jìn)行抑制。而 Nd取值為信號(hào)周期序列長(zhǎng)度的2倍，可W對(duì)直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次諧波等 產(chǎn)生的混頻干擾頻率進(jìn)行抑制。
[0271] 優(yōu)選地，數(shù)字陷波包括二級(jí)滑動(dòng)Ξ角窗算術(shù)平均陷波和二級(jí)滑動(dòng)矩形窗算術(shù)平均 陷波，該四級(jí)數(shù)字陷波式可為式（13):
[0272]
(13):
[027引式中，X(n)為四級(jí)數(shù)字陷波輸入序列，輸入序列長(zhǎng)度NΛ(η)為四級(jí)數(shù)字陷波輸 出序列，輸出序列長(zhǎng)度N-N?-NDi-N,2-ND2;Wi(n)為立角函數(shù)1，其中函數(shù)峰值為1，零頻率增 益為0.5 ;胖2(η)為Ξ角函數(shù)2,其中函數(shù)峰值為1，零頻率增益為0.5 ;N"為Ξ角窗參數(shù)1， 即Ξ角窗函數(shù)1序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱，要求為奇數(shù)，W保證Ξ角窗函數(shù)的外形為等腰Ξ角 形（如圖5所示），（int)代表取整數(shù)；Ndi為矩形窗參數(shù)1，即矩形窗函數(shù)1序列長(zhǎng)度，單位 無(wú)量綱，（int)代表取整數(shù)；Nw2為Ξ角窗參數(shù)2,即Ξ角窗函數(shù)2序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱，要 求為奇數(shù)，W保證Ξ角窗函數(shù)的外形為等腰Ξ角形（如圖6所示），（int)代表取整數(shù)；Nd2 矩形窗參數(shù)2,即矩形窗函數(shù)2序列長(zhǎng)度，單位無(wú)量綱，式中給出了計(jì)算公式，（int)代表取 整數(shù)。
[0274] 在一些實(shí)施例中，Ξ角窗參數(shù)N"取值為所述參考頻率的單位周期序列長(zhǎng)度的3 倍，矩形窗參數(shù)Ndi取值為所述參考頻率的單位周期序列長(zhǎng)度的1. 5倍，Ξ角窗參數(shù)Ν,2取值 為所述參考頻率的單位周期序列長(zhǎng)度的4倍，矩形窗參數(shù)Ndi取值為所述參考頻率的單位周 期序列長(zhǎng)度的2倍。四級(jí)數(shù)字陷波需要使用10. 5倍信號(hào)周期序列長(zhǎng)度。
[027引對(duì)上述實(shí)施例，在所述正弦信號(hào)的基波頻率10031、單位rad/s，得到Ξ角窗算術(shù) 平均陷波算器1的頻域特性，如圖5所示。得到Ξ角窗算術(shù)平均陷波算器2的頻域特性，如 圖6所示。
[0276] 優(yōu)選地，在所述混頻干擾頻率成分得到完全抑制前提下，所述第一實(shí)頻向量陷波 序列和所述第一虛頻向量陷波序列為（14):
[0277]
(14);
[027引式中，Rdi(η)為所述第一實(shí)頻向量陷波序列；iDi(n)為所述第一虛頻向量陷波序 列；Κ(Ω)為數(shù)字陷波在頻差Ω的無(wú)量綱增益；α(Ω)為數(shù)字陷波在頻差Ω的移相，單位 r曰do
[0279] 對(duì)于第一積分模塊1120,優(yōu)選地，可通過(guò)本領(lǐng)域技術(shù)人員慣用的積分器進(jìn)行積分 運(yùn)算。
[0280] 積分運(yùn)算式為（15):
[0281]
(15);
[0282] 式中，Ri為第一實(shí)頻向量積分值；I1為第一虛頻向量積分值。L1為第一積分長(zhǎng)度， 單位無(wú)量綱，L1為1. 5倍所述單位周期序列長(zhǎng)度。
[0283] 對(duì)于第二陷波模塊1130,同理和優(yōu)選地，在所述混頻干擾頻率成分得到完全抑制 前提下，所述第二實(shí)頻向量陷波序列和所述第二虛頻向量陷波序列為式（16):
[0284]
(16);
[02財(cái)其中，Rd2(Q)為所述第二實(shí)頻向量陷波序列；Id2(Q)為所述第二虛頻向量陷波序 列；Κ(Ω)為數(shù)字陷波在頻差Ω的無(wú)量綱增益；α(Ω)為數(shù)字陷波在頻差Ω的移相，單位 rado
[0286] 對(duì)于第二積分模塊1140,優(yōu)選地，積分運(yùn)算式可為（17):
[0287]
(17)；
[028引式中，R2為第二實(shí)頻向量積分值；12為第二虛頻向量積分值。L2為第二積分長(zhǎng)度， 單位無(wú)量綱，L2為0. 75倍所述單位周期序列長(zhǎng)度。
[0289] 對(duì)于第一相位模塊1150,優(yōu)選地，預(yù)設(shè)的相位轉(zhuǎn)換規(guī)則對(duì)應(yīng)于虛頻向量積分值和 實(shí)頻向量轉(zhuǎn)換為相位的轉(zhuǎn)換式，可通過(guò)W下公式（18)將所述第一虛頻向量積分值與所述 第一實(shí)頻向量積分值轉(zhuǎn)換為第一相位：
[0290]
( 18： );
[0291] 式中，PHi為第一相位，單位rad。
[0292] 在一些實(shí)施例中，第二相位模塊1150可用于：
[0293] 獲取所述第一虛頻向量積分值與所述第一實(shí)頻向量積分值的比值；
[0294] 獲取所述比值的反正切函數(shù)值的相反數(shù)，生成所述第一相位。
[0295] 對(duì)于第二相位模塊1160,優(yōu)選地，可通過(guò)W下公式（19)將所述第二虛頻向量積分 值與所述第二實(shí)頻向量積分值轉(zhuǎn)換為第二相位：
[029引
（19);
[0297] 式中，PHz為第二相位，單位rad。
[029引在一些實(shí)施例中，第二相位模塊1160可用于：
[0299] 獲取所述第二虛頻向量積分值與所述第二實(shí)頻向量積分值的比值；
[0300] 獲取所述比值的反正切函數(shù)值的相反數(shù)，生成所述第二相位。
[0301] 對(duì)于第一相位擴(kuò)展模塊1170,所述第一相位在0~±0. 5 31rad范圍，但實(shí)際序列 相位可能會(huì)超出±0. 5πrad范圍，因此必須根據(jù)相位擴(kuò)展規(guī)則對(duì)所述第一相位進(jìn)行擴(kuò)展， 擴(kuò)展后的相位范圍在0~±nrad范圍，第一擴(kuò)展相位，為式（20):
[0302]
(20);
[030引式中，Phi為第一擴(kuò)展相位，范圍在0~± 31rad;&代表與邏輯。
[0304] 在一些實(shí)施例中，第一相位擴(kuò)展模塊1170可用于：
[0305] 如果所述第一實(shí)頻向量積分值大于等于零的同時(shí)，所述第一虛頻向量積分值的相 反數(shù)大于等于零，則第一擴(kuò)展相位等于所述第一相位；
[0306] 如果所述第一實(shí)頻向量積分值大于等于零的同時(shí)，所述第一虛頻向量積分值的相 反數(shù)小于零，則第一擴(kuò)展相位等于所