本發(fā)明涉及帶隙基準電路以及具有該帶隙基準電路的dcdc轉(zhuǎn)換器。

背景技術(shù)：

在最近的電子設(shè)備特別是智能手機、便攜設(shè)備、可穿戴設(shè)備等中，為了延長基于電池驅(qū)動的產(chǎn)品的動作時間而要求低耗電。

在上述的電子設(shè)備中，作為對個人計算機、ap(應(yīng)用處理器)、存儲器及傳感器等供電的電源裝置，使用開關(guān)穩(wěn)壓器、ldo穩(wěn)壓器等dcdc轉(zhuǎn)換器。dcdc轉(zhuǎn)換器與輸入端子的電壓變動無關(guān)地向輸出端子輸出恒定電壓，需要即使由輸出端子向負載供給的電流從低電流大幅變化至大電流也將效率維持得較高。關(guān)于要求低耗電的設(shè)備，在小負載電流區(qū)域內(nèi)維持高效率特別重要。

這樣的在小負載時要求高效率的dcdc轉(zhuǎn)換器需要降低在dcdc轉(zhuǎn)換器內(nèi)使用的帶隙基準電路的耗電。然而卻存在如下問題：如果降低耗電，則帶隙基準電路的起動所需的時間變長，從而導(dǎo)致直到dcdc轉(zhuǎn)換器的開關(guān)動作開始為止的時間變長。

針對上述問題，在專利文獻1中提出有如下方案：在帶隙基準電路的輸出端子附加?xùn)艠O和漏極與該輸出端子公共連接的pmos晶體管，在從電源接通時起到輸出端子的電壓達到規(guī)定電平的期間，由該pmos晶體管向輸出端子供給電流，從而縮短帶隙基準電路的起動時間。

技術(shù)文獻1：日本特開2010-160700號公報

然而，在專利文獻1的方法中存在如下情況：雖然能夠使電源剛剛接通之后的帶隙基準電路的輸出端子的電壓上升加速，但是，很難使輸出端子的電壓訊速地達到期望的電壓值且使其穩(wěn)定。

即，雖然在電源剛剛接通之后利用pmos晶體管使輸出端子的電壓上升，但是，pmos晶體管的閾值電壓必須大于電源電壓與輸出端子的電壓之差，因此，由于電源電壓的電壓值，在輸出端子的電壓上升到期望的電壓值之前pmos晶體管即截止。因此，僅利用pmos晶體管無法使輸出端子的電壓達到期望的電壓值。

并且，在pmos晶體管截止之后要利用帶隙基準電路的通常動作使輸出端子的電壓上升，但是，由于要實現(xiàn)低耗電，因此，在構(gòu)成帶隙基準電路的運算放大器的動作緩慢的情況下，輸出端子的電壓上升極其緩慢，其結(jié)果是存在如下課題：輸出端子的電壓達到期望的電壓值需要較長的時間，即，不怎么能夠縮短起動時間。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明正是鑒于上述課題而完成的，其目的在于，提供低耗電且能夠在短時間內(nèi)起動的帶隙基準電路以及具有該帶隙基準電路的dcdc轉(zhuǎn)換器。

為了解決上述課題，本發(fā)明的帶隙基準電路使用運算放大器來生成第1基準電壓，其特征在于，所述帶隙基準電路具有：第1電流源，其連接于電源端子與所述運算放大器的動作電流輸入端子之間；第2電流源，其一端與所述電源端子連接；開關(guān)，其連接于所述第2電流源的另一端與所述運算放大器的動作電流輸入端子之間；以及控制電路，其生成控制所述開關(guān)的接通斷開的控制信號，所述開關(guān)在所述控制信號為第1狀態(tài)時接通，在所述控制信號為第2狀態(tài)時斷開。

本發(fā)明的dcdc轉(zhuǎn)換器的特征在于，所述dcdc轉(zhuǎn)換器具有：所述帶隙基準電路；以及誤差放大器，其反相輸入端子被輸入對輸出電壓進行分壓而得到的反饋電壓，同相輸入端子被輸入所述第1基準電壓。

本發(fā)明的另一個dcdc轉(zhuǎn)換器的特征在于，所述dcdc轉(zhuǎn)換器具有所述帶隙基準電路，所述控制電路在電源接通時使所述控制信號為第1狀態(tài)，根據(jù)從所述電源接通時起執(zhí)行的軟起動已完成的情況而使所述控制信號為第2狀態(tài)。

本發(fā)明的又一個dcdc轉(zhuǎn)換器的特征在于，所述dcdc轉(zhuǎn)換器具有所述帶隙基準電路，所述控制電路在pwm模式時使所述控制信號為第1狀態(tài)，在pfm模式時使所述控制信號為第2狀態(tài)。

根據(jù)本發(fā)明的帶隙基準電路，在電源接通時使控制信號為第1狀態(tài)而使開關(guān)接通，由第1電流源和第2電流源雙方向運算放大器供給動作電流，從而能夠在短時間內(nèi)使第1基準電壓上升到期望的電壓值(即，起動第1基準電壓)，然后使控制信號為第2狀態(tài)而使開關(guān)斷開，由此，能夠在縮短起動時間的同時抑制耗電。

此外，本發(fā)明的帶隙基準電路特別能夠優(yōu)選地應(yīng)用于低耗電的dcdc轉(zhuǎn)換器。該情況下，也能夠縮短電源接通時的起動時間。而且，在pwm模式時(大負載時)使開關(guān)接通，從而能夠提高第1基準電壓的響應(yīng)性，在pfm模式時(小負載時)使開關(guān)斷開，從而能夠抑制耗電。因此，能夠提供高效且能夠穩(wěn)定動作的dcdc轉(zhuǎn)換器。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的實施方式的帶隙基準電路的電路圖。

圖2是示出具有圖1的帶隙基準電路的dcdc轉(zhuǎn)換器的一例的電路圖。

圖3是示出具有圖1的帶隙基準電路的dcdc轉(zhuǎn)換器的另一例的電路圖。

標號說明

10：基準電壓產(chǎn)生電路；

11：控制電路；

100：帶隙基準電路；

101：運算放大器；

201：軟起動電路；

202、302：誤差放大器；

203、303、211、311：比較器。

具體實施方式

以下，參照附圖，對本發(fā)明的實施方式進行說明。

圖1是本實施方式的帶隙基準電路100的電路圖。

本實施方式的帶隙基準電路100由基準電壓產(chǎn)生電路10和產(chǎn)生控制信號cont的控制電路11構(gòu)成，在基準電壓輸出端子3生成基準電壓vref1。

基準電壓產(chǎn)生電路10具有運算放大器101、由pmos晶體管構(gòu)成的輸出晶體管102、電阻元件103～105、二極管106、107以及電流源108、109。

電流源108連接于被供給電源電壓vdd的電源端子1與運算放大器101的動作電流輸入端子101in之間，電流源109的一端與電源端子1連接。開關(guān)110連接于電流源109的另一端與運算放大器101的動作電流輸入端子101in之間，由控制信號cont控制接通斷開。

輸出晶體管102的源極與電源端子1連接，漏極與輸出端子3連接，柵極與運算放大器101的輸出端子連接。

電阻元件104、105和二極管107串聯(lián)連接在基準電壓輸出端子3與接地端子2之間。電阻元件103和二極管106串聯(lián)連接在基準電壓輸出端子3與接地端子2之間。

運算放大器101的反相輸入端子與電阻元件104、105的連接點連接，同相輸入端子與電阻元件103和二極管106的連接點連接。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，在基準電壓輸出端子3生成基準電壓vref1。

接下來，對本實施方式的帶隙基準電路100的動作進行說明。

首先，當接通電源電壓vdd時，控制電路11使控制信號cont為第1狀態(tài)(例如高電平)。由此使開關(guān)110接通，從而向運算放大器101的動作電流輸入端子101in不僅供給來自電流源108的電流，而且供給來自電流源109的電流。

運算放大器101利用輸入到動作電流輸入端子101in的動作電流進行動作，因此，通過如上所述由2個電流源108、109供給動作電流而能夠進行快速的動作。因此，能夠從電源接通時起在短時間內(nèi)使基準電壓vref1上升到期望的電壓值。

然后，控制電路11根據(jù)基準電壓vref1成為期望的電壓值的情況而使控制信號cont為第2狀態(tài)(例如低電平)。由此使開關(guān)110斷開，使得僅由電流源108向運算放大器101的動作電流輸入端子101in供給動作電流。因此，能夠在電源接通后且基準電壓vref1起動之后抑制耗電。

另外，用于控制電路11將控制信號cont從第1狀態(tài)切換至第2狀態(tài)的結(jié)構(gòu)，例如能夠通過以下方式來實現(xiàn)。

以如下方式構(gòu)成控制電路11：預(yù)先計測在使開關(guān)110接通的狀態(tài)下基準電壓vref1從電源接通時起到達到期望的電壓值的時間，從電源接通時起利用計時器對時間進行計數(shù)，根據(jù)從電源接通時起的經(jīng)過時間已達到預(yù)先計測出的時間的情況而將控制信號cont從第1狀態(tài)切換至第2狀態(tài)。

這樣，根據(jù)本實施方式的帶隙基準電路100，能夠縮短起動時間并且抑制耗電。

接下來，使用圖2和圖3對將本實施方式的帶隙基準電路100應(yīng)用于dcdc轉(zhuǎn)換器的示例進行說明。

圖2是作為具有圖1的帶隙基準電路100的dcdc轉(zhuǎn)換器的一例的dcdc轉(zhuǎn)換器200的電路圖。

dcdc轉(zhuǎn)換器200的基本結(jié)構(gòu)是一般的結(jié)構(gòu)，因此，在此省略詳細的說明，對在dcdc轉(zhuǎn)換器200中怎樣使用帶隙基準電路100進行說明。

本例的dcdc轉(zhuǎn)換器200具有輸出用于執(zhí)行軟起動的軟起動電壓vref_ss的軟起動電路201。

誤差放大器202的2個同相輸入端子被分別輸入由帶隙基準電路100生成的基準電壓vref1和軟起動電壓vref_ss，反相輸入端子被輸入對dcdc轉(zhuǎn)換器200的輸出電壓vout進行分壓而得到的反饋電壓vfb。

誤差放大器202比較基準電壓vref1和軟起動電壓vref_ss中電壓較低的一方與反饋電壓vfb，將誤差電壓verr輸出至比較器203。

雖然在電源接通后軟起動電壓vref_ss逐漸上升，但是，在軟起動電壓vref_ss低于基準電壓vref1的期間，誤差放大器202比較反饋電壓vfb與軟起動電壓vref_ss，基準電壓vref1不對作為輸出的誤差電壓verr產(chǎn)生影響。

然后，當經(jīng)過規(guī)定的軟起動時間時，軟起動電壓vref_ss變得高于基準電壓vref1。因此，之后，誤差放大器202比較反饋電壓vfb與基準電壓vref1，軟起動電壓vref_ss不對作為輸出的誤差電壓verr產(chǎn)生影響。

另一方面，在本例子的dcdc轉(zhuǎn)換器200的帶隙基準電路100中，控制電路11構(gòu)成為具有比較器211和基準電壓源212。比較器211的反相輸入端子被輸入軟起動電壓vref_ss，同相輸入端子被輸入基準電壓源212的基準電壓vref2?；鶞孰妷簐ref2是作為軟起動的完成基準的規(guī)定電壓。

在電源接通后，帶隙基準電路100在執(zhí)行上述軟起動的同時如下所述進行動作。

軟起動電壓vref_ss是在電源接通后從接地電位起逐漸上升的電壓，因此，在電源剛剛接通之后低于基準電壓vref2。因此，比較器211輸出高電平的信號，即，使控制信號cont為第1狀態(tài)。由此，使圖1所示的開關(guān)110接通，從而成為由電流源108和電流源109雙方向運算放大器101的動作電流輸入端子101in供給電流的狀態(tài)。因此，被輸入到誤差放大器202的基準電壓vref1從電源接通起在短時間內(nèi)被起動。

然后，在軟起動電壓vref_ss進一步上升而高于基準電壓vref2時，比較器211輸出低電平的信號，即，使控制信號cont為第2狀態(tài)。由此，使圖1所示的開關(guān)110斷開，從而成為僅由電流源108向運算放大器101的動作電流輸入端子101in供給電流的狀態(tài)。因此，能夠在電源接通后且基準電壓vref1起動之后抑制帶隙基準電路100的耗電。

在此，構(gòu)成控制電路11的基準電壓源212的基準電壓vref2是作為軟起動的完成基準的電壓，在軟起動完成，且在誤差放大器202中與反饋電壓vfb進行比較的對象從軟起動電壓vref_ss切換成基準電壓vref1的時刻，需要基準電壓vref1完全達到期望的電壓值，因此，優(yōu)選的是，將基準電壓vref2設(shè)定成比基準電壓vref1稍高的電壓值。

這樣，根據(jù)本例子的dcdc轉(zhuǎn)換器200，能夠利用用于從電源接通時起執(zhí)行的軟起動的信號，根據(jù)軟起動已完成的情況而將控制帶隙基準電路100內(nèi)的開關(guān)110的控制信號cont從電源接通時的第1狀態(tài)切換到第2狀態(tài)。

圖3是作為具有圖1的帶隙基準電路100的dcdc轉(zhuǎn)換器的另一例的dcdc轉(zhuǎn)換器300的電路圖。

dcdc轉(zhuǎn)換器300的基本結(jié)構(gòu)與上述dcdc轉(zhuǎn)換器200同樣是一般的結(jié)構(gòu)，因此，省略詳細的說明。

本例子的dcdc轉(zhuǎn)換器300構(gòu)成為與pwm模式與pfm模式之間的切換同步地切換帶隙基準電路100內(nèi)的開關(guān)110。

具體而言，帶隙基準電路100的控制電路11具有比較器311和基準電壓源312，比較器311的反相輸入端子被輸入基準電壓源312的基準電壓vref3，同相輸入端子被輸入作為誤差放大器302的輸出的誤差電壓verr。

誤差放大器302的同相輸入端子被輸入由帶隙基準電路100生成的基準電壓vref1，反相輸入端子被輸入對dcdc轉(zhuǎn)換器300的輸出電壓vout進行分壓而得到的反饋電壓vfb。誤差放大器302比較基準電壓vref1與反饋電壓vfb，將誤差電壓verr輸出到比較器303。

與dcdc轉(zhuǎn)換器300連接的負載越大則誤差電壓verr的電位越高，與dcdc轉(zhuǎn)換器300連接的負載越小則誤差電壓verr的電位越低，因此，通過使基準電壓vref3為作為pwm模式與pfm模式之間的切換基準的規(guī)定電壓，從而根據(jù)誤差電壓verr的電壓值而將控制信號cont從第1狀態(tài)切換到第2狀態(tài)。

根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，在誤差電壓verr高于基準電壓vref3的pwm模式時，比較器311輸出高電平的信號，即，使控制信號cont為第1狀態(tài)。由此，使圖1所示的開關(guān)110接通，從而成為由電流源108和電流源109雙方向運算放大器101的動作電流輸入端子101in供給電流的狀態(tài)。

另一方面，在誤差電壓verr低于基準電壓vref3的pfm模式時，比較器311輸出低電平的信號，即，使控制信號cont為第2狀態(tài)。由此，使圖1所示的開關(guān)110斷開，從而成為僅由電流源108向運算放大器101的動作電流輸入端子101in供給電流的狀態(tài)。

在大負載的pwm模式時繼續(xù)進行開關(guān)，經(jīng)由構(gòu)成誤差放大器302的差動輸入晶體管的柵極電容而進行的充電放電變多，因此，作為帶隙基準電路100的輸出的基準電壓vref1也容易變動。然而，根據(jù)本例，在pwm模式時能夠增加運算放大器101的動作電流，因此，即使基準電壓vref1變動，也能夠立即恢復(fù)至期望的電壓值。

此外，在小負載的pfm模式時能夠減少運算放大器101的動作電流，從而降低耗電。

這樣，根據(jù)本例子的dcdc轉(zhuǎn)換器300，在pwm模式時(大負載時)能夠提高基準電壓vref1的響應(yīng)性，在pfm模式時(小負載時)，能夠通過使帶隙基準電路100以低消耗電流動作而提高效率。

以上，對本發(fā)明的實施方式進行了說明，但是，本發(fā)明不限于上述實施方式，當然能夠在不脫離本發(fā)明主旨的范圍內(nèi)進行各種變更。

例如，還可以按照如下方式構(gòu)成：將圖3所示的dcdc轉(zhuǎn)換器300中的比較器311的輸出信號cont輸入到圖2所示的dcdc轉(zhuǎn)換器200的帶隙基準電路100內(nèi)的基準電壓產(chǎn)生電路10，在電源接通時與起動后對圖1所示的開關(guān)110的接通斷開進行切換，此外，在通常動作時的pwm模式時與pfm模式時也對開關(guān)110的接通斷開進行切換。

此外，在圖3所示的dcdc轉(zhuǎn)換器300中，利用控制電路11生成控制信號cont，但是，也可以是，在另外生成pwm模式與pfm模式之間的切換用信號的情況下，將該信號作為控制信號cont直接輸入到基準電壓產(chǎn)生電路10，控制開關(guān)110的接通斷開。