一種ⅲ-ⅴ族hemt表面勢基集約型模型的建模方法
【技術領域】
[0001 ]本發(fā)明涉及微電子器件建模技術，尤其涉及到一種m-V族HEMT表面勢基集約型 模型的建模方法。
【背景技術】
[0002] m- V族高電子迀移率晶體管(HEMT)被公認為是微波/毫米波器件和電路領域中 最有競爭力的三端器件，目前利用m-V族HMET制作的低噪聲放大器和功率放大器已經廣 泛應用于衛(wèi)星接收系統(tǒng)、電子雷達系統(tǒng)和光纖通信系統(tǒng)。但作為微波單片集成電路計算機 輔助設計(麗Ic CAD)的基礎，可適用于大型電子設計自動化(EDA)仿真應用的m- V族HEMT 器件模型依然匱乏，建模技術發(fā)展滯后。模型和建模技術的可行性、精度是MMIC CAD能否成 功的關鍵。電路規(guī)模越大、指標和頻段越高，對器件模型要求也越高，非線性電路設計比線 性電路設計對器件模型也越高。因而準確的m- V族HEMT對提高射頻和微波毫米波電路設 計的成功率、縮短電路研制周期是非常重要的。但m-V族HEMT器件結構愈加復雜、功率變 大、頻率增高、電路設計新要求不斷提出，這些給模型的精確開發(fā)和參數提取帶來了新問題 和新挑戰(zhàn)。m-V族HEMT集約型模型的開發(fā)成為工業(yè)界和學術界公認的難題，器件的電流和 電荷/電容模型方程是其中急需突破的領域。

【發(fā)明內容】

[0003] 本發(fā)明的目的是針對現有m-v族HEMT器件建模技術的不足，提供一種針對m-v 族HEMT表面勢基集約型模型的建模方法，旨在解決現有的m - V族HEMT器件電流、電荷方程 無法積分、分段點不連續(xù)、無法用于非線性電路仿真等問題，建立精確的m-v族HEMT集約 型模型。
[0004] 本發(fā)明方法的技術方案分為建立集約型模型和模型參數提取兩個過程進行，具 體內容如下：
[0005] 步驟一.建立m-V族HEMT表面勢基集約型內核模型：
[0006] 1.1將m-V族HEMT費米勢的影響和量子效應直接寫入泊松方程，根據溝道(X方 向）中載流子分布列泊松方程（1 )，建立表征m- V族HEMT不同的器件結構和器件機理的表 面勢模型方程(2);
[0007] ".Λ C.V
[0008] 為表面電勢，q為電荷量，es為介電常數，右邊中括號里的四項分別表不多子空 穴N、受主電荷Na、極化電荷N P、少子電子P和施主電荷ND的貢獻。
[0009] 由于m - V族HEMT中Να很小，這里忽略受主Να的影響。
[0010]
[0011 ] 在m - V族HEMT表面勢ψ s表現為(Vgs-Vf b)和Vcs的隱函數，Vgs是柵源電壓，￥。3是施 加在溝道與源之間的電壓，Vfb為平帶電壓，γ為體因子，Ψρ為費米勢，VT為閾值電壓。
[0012] 1.2對步驟(1.1)建立的m-V族HEMT表面勢模型方程⑵進行求解，利用能帶關系 和溝道中的泊松方程求出溝道內耗盡區(qū)和積累區(qū)的表面勢初解，應用泰勒級數展開近似的 方法，獲得表面勢的精確解Ψ s;
[0013] 1.3首先根據步驟(1.2)獲得表面勢的精確解將m-V族HEMT器件工作區(qū)細分成三 個區(qū)（屯 5〈0,0〈屯5〈3￥1，屯）3￥〇，然后分別通過公式(3)~(5)對上述三個區(qū)求解體電荷密 度Qs:
[0014] 在屯3〈0時，體電荷密度的計算見公式(3)，
[0015] ^ 1
[0016] 在0〈WS〈3VT時，體電荷密度的計算見公式(4)，
[0017]
[0018]在WS>3VT時，體電荷密度的計算見公式(5)，
[0019]
[0020] 1.4根據上述求解的體電荷密度，電荷密度沿著y方向積分所得端電荷，通過以下 公式(6)~（10)建立表面勢基模型，公式(7)~（10)分別為全工作區(qū)的漏源電流Ids、漏電荷 Qdd、源電荷Qss、柵電荷Qgg的方程；
[0021]
[0022]
[0023]
[0024]
[0025]
[0026] 其中qi為反型層電荷密度，μ為電子迀移率，W為柵寬，L為柵長；
[0027] 小結:步驟1.1-1.4獲得的精確表面勢解析解和體電荷模型可實現電流、電荷方程 在器件所有工作區(qū)的連續(xù)、可導性，完成的Μ- V族HEMT表面勢基集約型內核模型（本征結 構模型）的建立；
[0028] 步驟二.建立非本征結構偏壓相關元件模型：
[0029] 2.1本發(fā)明采用肖克利(Shockley)理想二極管方程(11)~（12)進行表征非本征結 構模型柵源電流I gs、柵漏電流Igd:
[0030]
[0031]
[0032] 其中I#為源端反向飽和電流，Njs為源端的發(fā)射系數，Ijd為漏端反向飽和電流，Njd 為漏端的發(fā)射系數，vgs為柵源電壓，Vgd為柵漏電壓。
[0033] 為表征m-V族HEMT器件跨導、漏電導在直流和交流條件下的差異引入電流IdPS 義為：
[0034] IdP = PiIds (13)
[0035] lds = 0 ,xg < 0 (14)
[0036] Ids = Piqi A φ/Gvsat xg>〇 (15)
[0037] 其中模型參數&是溝道的長寬比，Ids為柵源電流，為了歸一化表面勢方程引入變 量18士=(￥^，〇/^，&11 )=也(1-1^為溝道內的表面勢變化值，也(1是漏端的表面勢，1^是源 端的表面勢;qi為反型層荷密度;6_*是1 = 3001((1'是溫度)時零電場迀移率的乘積。
[0038] Gvsat 定義為
[0039]
[0040] 其中Effmo為有效電場強度，Mue3為迀移率降低的系數，Hmue3S迀移率降低的指數， 9 vast為速度飽和迀移因子。
[0041] 小結:步驟二建立柵-源二極管電流方程，柵-漏二極管電流方程，及表征跨導頻率 分布效應的IdP電流方程，完成非本征結構偏壓相關元件模型；
[0042]步驟三.結合m-V族HEMT器件物理結構和行為機理，將步驟（1)本征模型和步驟 (2)非本征模型構建集約型模型拓撲結構；
[0043]步驟四.將步驟（3)建立的模型嵌入商用EDA工具，實現模型在EDA仿真工具中可 用，具體是：
[0044] 采用Verilog-a語言對步驟(3)提出的模型拓撲結構進行了描述。模型源代碼可通 過編譯器直接編譯并鏈接到仿真器的模型庫中，實現模型在EDA仿真工具中可用。
[0045] 步驟五.模型參數提取和確定：
[0046] 5.1器件截止情況下的散射參數S提取寄生元件參數，包括寄生感漏、源接觸電阻 Rd、Rs和端口引線高頻漏、源寄生電感Ld、Ls;
[0047] 5.2測量零偏置情況下器件的散射參數S，采用近似提取方法將散射參數S轉換為 阻抗參數和導納參數，直接提取寄生元件參數，包括寄生電感L g、柵接觸電阻Rg、柵端側墻 寄生電容Cfrg、漏端側墻寄生電容C frd、版圖漏源寄生電容Cds、源端二極管結寄生電阻Rgs、漏 端二極管結寄生電阻R gd;
[0048] 5.3測量器件直流電流電壓特性，采用安捷倫公司ICCAP( Integrated Circuit Characterization and Analysis Program-集成電路表征及分析軟件)軟件擬和獲得各直 流模型參數，包括跨導&，漏源電流Ids，柵-漏、柵-源結二極管D js、Djd，并由Ith=IdsXVds獲 得熱子電路元件熱電流Ith。
[0049] 5.4測取全工作區(qū)域小信號散射參數S獲得器件電壓電容特性曲線，ICCAP軟件提 取內核模型的三端電荷模型參數，包括柵漏電容(：_、柵源電容C gsi和源漏電容Cdsi;
[0050] 5.5在較大頻率范圍（選擇0~40GHz)測量散射參數S，ICCAP軟件提取高頻特性參 數，估算跨導頻率分布效應臨界頻率f，f= 1/ (231 X Rdb X Cdb)，確定表征跨導頻率分布效應 的電阻RdP、電容(^值和交流電流放大倍數β。
[0051 ] 5.6將步驟5.1-5.5提取的模型參數進行優(yōu)化：
[0052]重新測取全工作區(qū)域范圍（即包括工作和非工作狀態(tài))散射參數S，采用隨機優(yōu)化 算法，對模型所有參數進行優(yōu)化。注意:直流電流模型參數和偏壓無關量在之前提取過程中 應該先確定，確定后不再改變。
[0053]小結:在片測試實際器件，獲得的測試數據按照步驟(5.1)-(5.6)實現模型參數值 的提取和確定。
[0054