本發(fā)明涉及一種人工電磁表面及其設計方法，特別涉及一種基于p-b相位結構的人工電磁表面及其設計方法，屬于雷達隱身和新型人工電磁材料技術領域。

背景技術：

新型人工電磁材料又稱為超材料，由亞波長單元結構排列組成，單元的排列方式可以是周期的，也可以是非周期的。自然界中的物質(zhì)由大量的原子、分子或離子等微觀粒子構成，物質(zhì)的基本屬性由這些微觀粒子的本身特性及其在空間里的排布方式?jīng)Q定。構成新型人工電磁材料的亞波長單元類似于原子、分子或離子在其構成的自然物質(zhì)中充當?shù)慕巧?，與這些微觀粒子不同，可以通過改變亞波長單元的幾何結構和尺寸，利用入射電磁波與單元間的相互作用調(diào)控電磁波的傳播形式。因此，新型人工電磁材料的電磁特性不僅僅取決于單元材料特性的簡單組合，還取決于單元的幾何結構。與普通的自然界材料相比，新型人工電磁材料作為多功能材料，顯示出更加優(yōu)越的性能。

近幾年來，基于新型人工電磁材料的隱身技術發(fā)展迅速，設計原理一般分為兩類，一種是通過吸收入射波能量或利用散射波的干涉相消降低目標的后向散射能量；另外一種是控制電磁波的傳播路徑。相關的隱身器件包括人工電磁材料吸波器、變換光學器件等。本專利介紹了一種傳輸型超薄低散射人工電磁表面，可以大幅度縮減目標的后向散射截面積，抑制散射波的主瓣和副瓣強度，同時在低頻段有很強的透波。

傳統(tǒng)的人工電磁表面是以金屬為背板，借鑒了微帶反射陣天線的設計原理。當人工電磁表面的單元反射相位隨機分布時，入射波的能量將沿各個方向散射。

但是，傳統(tǒng)的人工電磁表面的設計方法比較復雜：首先得確定滿足相位分布的單元尺寸，由于單元參數(shù)較多，雖然通過掃參最終能得到滿足對應相位條件的基本單元，但是總體來說掃參尋找單元的尺寸比較繁瑣，而且工作量較大；同時即便對應相位的單元找到之后，整個陣列的排布也是需要優(yōu)化的一個內(nèi)容，設計相位是通過matlab生成的一組隨機數(shù)，matlab生成的隨機數(shù)構成的陣列并不一定能保證對應的相位排布就能有效打散入射波的能量，需要優(yōu)化算法將陣列排布優(yōu)化，而現(xiàn)有的優(yōu)化算法基本采用單元遠場或者單元表面電磁流疊加的原理進而優(yōu)化整個相位排布，這里的單元遠場或者單元表面電磁流需要用仿真軟件提取，選用feko仿真軟件提取的結果相對來說較準確但是仿真需要一定時間；可見，傳統(tǒng)的人工電磁表面的設計不管是從單元確定還是相位排布確定都是相對來說比較繁瑣的，同時由于算法的收斂性問題最終得到的相位排布也不能完全保證陣列的散射特性。

p-b相位結構由于其對圓極化波的特殊響應，導致其相位在圓極化波入射情況下隨旋轉角之間均勻變化，對于針對圓極化電磁波激勵的人工電磁表面來說，其依靠圓極化特征與不同旋向諧振單元的作用，具有pancharatnam-berry相位，其工作頻帶大大展寬，結構單元也更加簡單。

目前尚未有采用p-b相位結構設計人工電磁表面、實現(xiàn)隱身的相關文獻公開，本發(fā)明基于p-b相位結構提供一種設計人工電磁表面的新方法。

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：本發(fā)明針對現(xiàn)有技術中存在的問題，提供一種基于p-b相位結構的人工電磁表面，并提供該人工電磁表面的新方法。

技術方案：本發(fā)明所述的基于p-b相位結構的人工電磁表面，包括介質(zhì)基板、覆蓋在其下表面的金屬背板、和覆蓋在其上表面的基本單元陣列，該基本單元陣列由四種結構尺寸相同、旋轉角不同的n形基本單元隨機均勻排布形成，該n形基本單元為n形p-b相位結構單元。

具體的，基本單元陣列由四種5×5的小陣列對應人工電磁表面的相位分布排布形成，每種小陣列為由同一旋轉角的n形基本單元排列形成。

在圓極化波激勵下，上述每種n形基本單元的交叉極化反射波的幅度在隱身頻段內(nèi)趨于1，且四種n形基本單元的相位均滿足線性特性，同一頻點上，任意兩種n形基本單元之間的相位差趨于90°。

本發(fā)明所述的基于p-b相位結構的人工電磁表面的設計方法，包括如下步驟：

(1)通過圓極化波激勵進行電磁仿真，確定滿足隱身頻段要求的n形基本單元的結構尺寸；

(2)采用迭代傅里葉算法正向設計出基本單元陣列的相位分布；

(3)將得到的相位分布離散化，離散成0、90、180、270四個相位值；通過圓極化波激勵進行電磁仿真，確定四個相位值對應的四種n形基本單元的旋轉角；

(4)將四種n形基本單元按照步驟(3)得到的離散相位分布進行排布，得到人工電磁表面最終的單元陣列。

上述步驟(1)中，選取的n形基本單元的反射相位在隱身頻段內(nèi)線性變化，且在圓極化波激勵下，其交叉極化反射波的幅度在隱身頻段內(nèi)趨于1。

具體的，步驟(2)中，先采用迭代傅里葉算法對初始陣因子方向圖進行削減，得到滿足設計要求的理想陣因子方向圖；然后將理想的陣因子方向圖進行逆傅里葉變換得到人工電磁表面的單元陣列的相位分布。

有益效果：與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的優(yōu)點在于：(1)本發(fā)明采用新型p-b相位結構作為人工電磁表面的基本單元，利用其在圓極化波激勵條件下相位的特殊性實現(xiàn)人工電磁表面的相位隨機分布，進而將能量打散，有效實現(xiàn)散射功能；將本發(fā)明設計的人工電磁表面加工成實物，測試結果與仿真結果吻合，在10～18ghz的頻段內(nèi)rcs縮減值大于10db；(2)本發(fā)明基于迭代傅里葉算法的正向設計得到人工電磁表面對應的相位分布，整個設計過程簡單操作易實現(xiàn)、且得到的相位分布更準確；(3)將通過迭代傅里葉算法得到的對應相位分布離散成四種相位值，簡化單元復雜度，只需要找到p-b結構在對應相位的旋轉角即可得到最終陣列，從仿真上來講相比于傳統(tǒng)隨機表面單元的設計更簡便。

附圖說明

圖1a為本發(fā)明的基于p-b相位結構的人工電磁表面的結構示意圖；

圖1b為本發(fā)明的基于p-b相位結構的人工電磁表面的基本單元結構示意圖；

圖2a為本發(fā)明設計的四種不同旋轉角對應單元的交叉極化反射系數(shù)幅度曲線；

圖2b為本發(fā)明設計的四種不同旋轉角對應單元的交叉極化反射系數(shù)相位曲線；

圖3a為本發(fā)明設計的基于p-b相位結構的人工電磁表面最終單元陣列示意圖；

圖3b為旋轉角為10度的n形基本單元排列形成的5×5小陣列結構示意圖；

圖4a為10～18ghz頻率下，本發(fā)明設計的人工電磁表面陣列總場的rcs縮減值隨頻率變化曲線；

圖4b為10～18ghz頻率下，本發(fā)明設計的人工電磁表面陣列總場右旋圓極化分量的rcs縮減值隨頻率變化曲線；

圖5a～5c分別為12ghz、14ghz和16ghz頻率下，平面波垂直入射時，本發(fā)明設計的基于p-b相位結構的人工電磁表面陣列總場rcs和純金屬板的rcs曲線圖；

圖6為8～18ghz頻率范圍內(nèi)，本發(fā)明設計的基于p-b相位結構的人工電磁表面在微波暗室測試所得總場rcs縮減值隨頻率變化曲線。

具體實施方式

下面結合附圖對本發(fā)明的技術方案作進一步說明。

本發(fā)明的基于p-b相位機構的人工電磁表面，如圖1a，包括介質(zhì)基板2、覆蓋在其下表面的金屬背板3、和覆蓋在其上表面的基本單元陣列1，該基本單元陣列由四種結構尺寸相同、旋轉角不同的n形基本單元11隨機均勻排布形成；其中，n形基本單元11采用n形p-b相位結構單元，其單元結構如圖1b。

具體的，基本單元陣列1是由四種5×5的小陣列根據(jù)人工電磁表面的相位分布排列形成，每種小陣列由同一旋轉角的n形基本單元11排列形成。

以n型p-b相位結構作為構成單元陣列的基本單元，利用p-b結構在圓極化波激勵條件下，其交叉極化反射相位在一個很寬的頻帶內(nèi)隨其旋轉角均勻變化，利用反射相位與旋轉角的這種線性關系，通過四種不同旋轉角的n形基本單元來實現(xiàn)相位的均勻分布，且四種n形基本單元的相位均滿足線性特性，同一頻點上，任意兩種n形基本單元之間的相位差趨于90°，從而可有效散射能量。而且，在圓極化波激勵下，每種n形基本單元的交叉極化反射波的幅度在隱身頻段內(nèi)趨于1，即基本全反射，從而保證了本發(fā)明的人工電磁表面的隱身功能。

以下基于p-b相位結構設計一個人工電磁表面，并通過實驗驗證該人工電磁表面的隱身性能。該人工電磁表面要求能在10～18ghz的頻段內(nèi)能夠實現(xiàn)隱身。

傳統(tǒng)的人工電磁表面都是平面波入射，但是發(fā)明設計的人工電磁表面基于p-b單元結構對于圓極化的特殊相應，因此采用圓極化平面波激勵。

首先，通過電磁仿真，在圓極化波激勵下，確定滿足隱身頻段要求的n形基本單元的結構尺寸。

具體的，n形基本單元的選取需要遵循兩個原則：其一，單元反射相位在較寬頻帶內(nèi)線性變化，相位覆蓋率最好能達到360度，同時選取的n種基本單元在同一頻點處的相位差也要滿足這樣才能保證能量的有效打散；如果移相曲線是非線性變化的，那么相位與單元結構之間的關系變得復雜，結構上微小的變化都將引起反射相位的變化，容易在實驗環(huán)節(jié)引入誤差，這直接影響到低散射人工電磁表面的工作帶寬；另外，移相曲線的斜率須選擇較小值，使曲線變化緩慢，這樣可以降低相位的靈敏度，減少設計誤差；其二，單元的反射幅度在較寬頻段內(nèi)保持高反射特性。

本設計例根據(jù)上述原則選取的n形基本單元的單元結構如圖1b。

其次，確定設計的人工電磁表面所需要滿足的相位分布，也就是介質(zhì)基板上表面的基本單元陣列的相位分布。

傳統(tǒng)的相位分布陣列是由matlab生成一組隨機數(shù)，這種方法不能保證生成的這組隨機數(shù)能有效地分散能量，也有相關優(yōu)化算法優(yōu)化相位分布，但是優(yōu)化算法大多比較復雜，并且最終優(yōu)化結果也未必能實現(xiàn)理想的陣列相位排布。

基于單元幅相和方向圖之間是一組傅里葉變換關系，本設計例采用迭代傅里葉算法正向設計單元陣列的相位分布。可先采用迭代傅里葉算法對初始陣因子方向圖進行削減，得到滿足設計要求的理想陣因子方向圖，然后將理想的陣因子方向圖進行逆傅里葉變換得到對應的相位分布，再對新生成的相位分布(只考慮無耗介質(zhì)，因此單元幅度均置為1)進行傅立葉變換作為新的方向圖以此不停迭代，當方向圖數(shù)值無限接近理想值或者達到迭代次數(shù)時迭代停止。這種迭代傅里葉算法正向設計了人工電磁表面單元陣列的相位分布，有效保證了最終得到的陣列排布能有效打散能量。

單元陣列的相位分布得到后，將其離散化，離散成四個數(shù)值：0、90、180、270，以減少單元選取的復雜性；離散后的相位分布得到之后，確定在相應頻點滿足這種相位分布的單元。

本發(fā)明所采用的基本單元是n型p-b相位結構單元，這種單元的特點在于當圓極化波激勵時其相位與旋轉角之間有一定的線性關系，即同一頻點處，相鄰旋轉角對應單元的相位差基本一致，根據(jù)迭代傅里葉算法所得相位分布離散所得的最后四個相位值，找出每一個相位所對應的旋轉角。

通過電磁仿真，當單元旋轉角為10度時，其在8.8ghz頻點上對應的相位為0度，當單元旋轉角為48度時，其在8.8ghz頻點上對應的相位為90度，當單元旋轉角為100度時，其在8.8ghz頻點上對應的相位為180度，當單元旋轉角為138度時，其在8.8ghz頻點上對應的相位為270度，仿真交叉極化反射系數(shù)時采用左旋圓極化波激勵，利用頻域仿真，模擬平面波照射無限大平面，圖2b顯示了交叉極化情況下四種旋轉角的n形基本單元對應的反射相位隨頻率變化曲線，可以看出，四種n形基本單元對應同一頻點的相位差基本一致，同時對于某一個特定的旋轉角theta，其反射相位隨頻率變化曲線有很好的線性度，同時相位基本能達到覆蓋360度的要求。交叉極化情況下四種旋轉角對應的n形基本單元的反射幅度曲線如圖2a，可以看出四種n形基本單元的反射幅度基本趨于1，即滿足高反射要求。

最終的人工電磁表面設計基于這種n型p-b結構單元，如圖3a，選取上述四種旋轉角對應的相位根據(jù)迭代傅里葉算法生成并進行離散后的相位分布形成最終的單元陣列，同一旋轉角的單元以5×5組成一個小陣列，如圖3b，這樣跟單元的仿真條件更相近，具有的反射特性也更準確。整個人工電磁表面單元陣列由四種小陣列隨機均勻排布而成，由于p-b結構只對圓極化波有相位線性變化相應，因此采用左旋圓極化電磁波照射到人工電磁表面，由于相位的均勻分布導致后向各個方向散射，與反射陣天線的高定向性散射模式不同，該散射模式中沒有強散射峰，能量被打散到各個方向。

由于單元是在左旋圓極化波激勵條件下滿足相關特性，最終陣列也是左旋圓極化波激勵，由于單元的交叉極化轉化率即右旋反射波的幅度很高，因此相應的同極化轉化率很低，最終遠場是由左旋分量和右旋分量疊加而成，由于左旋反射波的幅度很小，因此最終遠場中所占比例也較小，相比于pec的rcs縮減總場與右旋圓極化分量趨勢基本一致。利用cstmicrowavestudio構建整個陣列模型，最終整體陣列的正面如圖3，是由四種旋轉角不同的n型p-b結構小陣列隨機均勻分布而成，整體尺寸是290mm×290mm，中間介質(zhì)是由介電常數(shù)為2.65的f4b組成的介質(zhì)層，背面是pec。

對設計得到的人工電磁表面進行電磁仿真，采用左旋圓極化波入射，分別正入射至裸金屬板和覆蓋了單元陣列的金屬板，在10ghz～18ghz每隔0.5ghz設置遠場監(jiān)視器，總場的rcs縮減值隨頻率變化曲線如圖4a，右旋圓極化波分量的rcs縮減隨頻率變化曲線如圖4b，可見在10ghz～18ghz頻段內(nèi)兩種情況下的rcs縮減均超過10db，并且趨勢一致。選取三個頻點12ghz、14ghz、16ghz下寬帶人工電磁表面的rcs曲線，與對應頻點下垂直入射金屬表面的rcs曲線進行對比，如圖5a～5c，可以看出，本發(fā)明設計的人工電磁表面具有很好的隱身性能。

將設計得到的人工電磁表面放入微波暗室中，測試隱身性能時，在滿足遠場條件的情況下，利用具有時域門功能的矢量網(wǎng)絡分析儀測量，采用圓極化天線，天線無限靠近放置模擬正入射情況，電磁波的頻率為8～18ghz，得到本發(fā)明設計的人工電磁表面在平面波垂直入射時的rcs縮減值隨頻率變化曲線，如圖6，可以看出，在9～18ghz內(nèi)總場的平均rcs縮減達到10dbsm以上，具有較寬的隱身頻帶，同時，該曲線的整體趨勢與仿真結果基本吻合，且都滿足很好的隱身性能，由于加工和測量誤差存在一定頻偏。

上述實驗證明了本發(fā)明設計方法的正確性，采用本發(fā)明的方法設計的基于p-b相位結構的人工電磁表面具有厚度薄、易加工、隱身頻帶寬等特點，在電磁隱身領域有著廣闊的應用前景。