本發(fā)明涉及不間斷電源裝置，特別涉及具備將從商用交流電源供給的交流電力變換成直流電力的轉(zhuǎn)換器和將直流電力變換成交流電力后向負載供給的逆變器的不間斷電源裝置。

背景技術：

例如在特開2010－124557號公報(專利文獻1)中公開了一種具備轉(zhuǎn)換器、逆變器以及直流升降壓器的不間斷電源裝置。轉(zhuǎn)換器將從商用交流電源供給的交流電力變換成直流電力。逆變器將直流電力變換成交流電力后向負載供給。直流升降壓器在被從商用交流電源供給有交流電力的通常時將由轉(zhuǎn)換器生成的直流電力向蓄電池供給，在來自商用交流電源的交流電力的供給被停止的停電時，將蓄電池的直流電力向逆變器供給。因此，即使在產(chǎn)生了停電的情況下，在蓄電池中蓄積有直流電力的期間也能夠使負載的運轉(zhuǎn)繼續(xù)。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1:特開2010－124557號公報

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的課題

這樣的不間斷電源裝置即使在來自商用交流電源的交流電壓中存在波形失真的情況下，也將無波形失真的正弦波狀的交流電壓向負載供給。但是，如果對于負載而言波形失真為允許范圍內(nèi)，那么也能夠?qū)⒂胁ㄐ问д娴慕涣麟妷合蜇撦d供給。而且，存在與供給無波形失真的交流電壓時相比供給有波形失真的交流電壓時不間斷電源裝置的效率更高的情況。

因而，本發(fā)明的主要目的在于提供高效率的不間斷電源裝置。

用于解決課題的手段

本發(fā)明所涉及的不間斷電源裝置具備：轉(zhuǎn)換器，將被從商用交流電源供給的交流電力變換成直流電力；逆變器，將直流電力變換成交流電力后向負載供給；以及控制裝置，控制轉(zhuǎn)換器以及逆變器。在被從商用交流電源供給交流電力的通常時，由轉(zhuǎn)換器生成的直流電力被供給至逆變器并且被蓄積于電力積蓄裝置，在來自商用交流電源的交流電力的供給被停止的停電時，電力積蓄裝置的直流電力被供給至逆變器。控制裝置執(zhí)行第1模式和第2模式之中被選擇的模式，第1模式為將無波形失真的正弦波狀的交流電壓提供給負載的模式，第2模式為將具有對于負載而言為允許范圍內(nèi)的波形失真的交流電壓提供給負載的模式。

發(fā)明效果

本發(fā)明所涉及的不間斷電源裝置中，將無波形失真的交流電壓和有波形失真的交流電壓之中的被選擇的交流電壓提供給負載，因此，與只能將無波形失真的交流電壓提供給負載的現(xiàn)有技術相比，能夠提高效率。

附圖說明

圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的不間斷電源裝置的構成的電路框圖。

圖2是表示圖1所示的轉(zhuǎn)換器以及逆變器的構成的電路圖。

圖3是表示圖1所示的雙向斬波器的構成的電路圖。

圖4是表示圖1所示的不間斷電源裝置的輸出電壓的波形的時序圖。

圖5是表示負載容量相對于圖1所示的不間斷電源裝置的額定容量的比例、不間斷電源裝置的效率、以及輸出電壓的失真率的關系的圖。

圖6是示例圖2所示的開關元件的構成的電路圖。

圖7是表示圖6所示的igbt所產(chǎn)生的損失的時序圖。

圖8是用于說明本發(fā)明的實施方式2的不間斷電源裝置的原理的圖。

圖9是表示實施方式2的不間斷電源裝置中包含的控制裝置的波形失真產(chǎn)生模式時的動作的流程圖。

圖10是表示實施方式2的變更例的流程圖。

具體實施方式

[實施方式1]

圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的不間斷電源裝置1的構成的電路框圖。該不間斷電源裝置1為，將來自商用交流電源21的三相交流電力先暫時變換成直流電力，再將該直流電力變換成三相交流電力后向負載24供給，但是為了簡化附圖以及說明，圖1中僅示出了一相的電路。

圖1中，該不間斷電源裝置1具備交流輸入端子t1、旁路輸入端子t2、電池端子t3及交流輸出端子t4。交流輸入端子t1從商用交流電源21接受商用頻率的交流電力。旁路輸入端子t2從旁路交流電源22接受商用頻率的交流電力。旁路交流電源22可以是商用交流電源，也可以是發(fā)電機。

電池端子t3連接于電池(電力積蓄裝置)23。電池23蓄積直流電力。也可以代替電池23而連接有電容器。交流輸出端子t4連接于負載24。負載24由交流電力驅(qū)動。優(yōu)選以無波形失真的正弦波狀通過額定電壓的交流電壓對負載24進行驅(qū)動，但是只要是對于負載24而言為允許范圍內(nèi)，那么也能夠通過具有波形失真、且對于負載24而言為允許的輸入電壓范圍內(nèi)的交流電壓來對負載24進行驅(qū)動。

該不間斷電源裝置1還具備電磁接觸器2、8、13、16、保護用熔斷器3、6、交流電抗器4、11、轉(zhuǎn)換器5、雙向斬波器7、平滑用電解電容器9、逆變器10、電容器12、電流檢測器14、半導體開關15、操作部17及控制裝置18。

電磁接觸器2、保護用熔斷器3及交流電抗器4在交流輸入端子t1與轉(zhuǎn)換器5的輸入節(jié)點之間串聯(lián)連接。電磁接觸器2在不間斷電源裝置1的使用時被接通，在例如不間斷電源裝置1的維護時被斷開。在電磁接觸器2與保護用熔斷器3之間的節(jié)點n1出現(xiàn)的交流輸入電壓vi的瞬時值由控制裝置18來檢測。基于交流輸入電壓vi的檢測值，判別停電的產(chǎn)生的有無等。

保護用熔斷器3在流過了過電流的情況下熔斷，對不間斷電源裝置1等進行保護。交流電抗器4構成低通濾波器，從商用交流電源21向轉(zhuǎn)換器5使商用頻率的交流電力通過，而防止由轉(zhuǎn)換器5產(chǎn)生的開關頻率(switchingfrequency，也稱為切換頻率)的信號向商用交流電源21通過。

轉(zhuǎn)換器5為正向變換器且由控制裝置18控制，在被從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，將交流電力變換成直流電力后向電源節(jié)點n2輸出。在來自商用交流電源21的交流電力的供給被停止的停電時，轉(zhuǎn)換器5的運轉(zhuǎn)被停止。轉(zhuǎn)換器5的輸出電壓能夠被控制成所希望的值。平滑用電解電容器9連接于電源節(jié)點n2，使電源節(jié)點n2的電壓平滑化。在電源節(jié)點n2出現(xiàn)的直流電壓vdc的瞬時值由控制裝置18來檢測。

保護用熔斷器6連接在電源節(jié)點n2與雙向斬波器7的高電壓側(cè)節(jié)點之間，在流過了過電流的情況下熔斷，對不間斷電源裝置1、電池23等進行保護。雙向斬波器7的低電壓側(cè)節(jié)點經(jīng)由電磁接觸器8而連接于電池端子t3。電磁接觸器8在不間斷電源裝置1的使用時被接通，在例如不間斷電源裝置1以及電池23的維護時被斷開。在電池端子t3出現(xiàn)的電池23的端子間電壓vb的瞬時值由控制裝置18來檢測。

雙向斬波器7為直流升降壓電路且由控制裝置18控制，在被從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，將由轉(zhuǎn)換器5生成的直流電力蓄積于電池23，在來自商用交流電源21的交流電力的供給被停止的停電時，將電池23的直流電力經(jīng)由電源節(jié)點n2向逆變器10供給。

雙向斬波器7在將直流電力向電池23蓄積的情況下，將電源節(jié)點n2的直流電壓vdc降壓成規(guī)定值的直流電壓后提供給電池23。此外，雙向斬波器7在將電池23的直流電力向逆變器10供給的情況下，將電池23的端子間電壓vb升壓成所希望的直流電壓后向電源節(jié)點n2輸出。電源節(jié)點n2連接于逆變器10的輸入節(jié)點。

逆變器10為反向變換器且由控制裝置18控制，將從轉(zhuǎn)換器5或者雙向斬波器7經(jīng)由電源節(jié)點n2供給的直流電力，變換成商用頻率的交流電力后向輸出節(jié)點10a輸出。即，逆變器10在通常時將從轉(zhuǎn)換器5經(jīng)由電源節(jié)點n2供給的直流電力變換成交流電力，在停電時將從電池23經(jīng)由雙向斬波器7供給的直流電力變換成交流電力。逆變器10的輸出電壓能夠被控制成所希望的值。

逆變器10的輸出節(jié)點10a經(jīng)由交流電抗器11連接于電磁接觸器13的一個端子，電磁接觸器13的另一個端子(節(jié)點n3)連接于交流輸出端子t4。電容器12連接于電磁接觸器13的一個端子。交流電抗器11以及電容器12構成低通濾波器，使由逆變器10生成的商用頻率的交流電力向交流輸出端子t4通過，而防止由逆變器10產(chǎn)生的開關頻率的信號向交流輸出端子t4通過。

電磁接觸器13由控制裝置18控制，在將由逆變器10生成的交流電力向負載24供給的逆變器供電模式時被接通，在將來自旁路交流電源22的交流電力向負載24供給的旁路供電模式時被斷開。

在節(jié)點n3出現(xiàn)的交流輸出電壓vo的瞬時值由控制裝置18來檢測。電流檢測器14檢測在節(jié)點n3與交流輸出端子t4之間流動的負載電流io，并將表示該檢測值的信號提供給控制裝置18。

半導體開關15包含半導體閘流管，連接在旁路輸入端子t2與節(jié)點n3之間。電磁接觸器16與半導體開關15并聯(lián)連接。半導體開關15由控制裝置18控制，通常時斷開，在逆變器10發(fā)生了故障的情況下瞬時接通，將來自旁路交流電源22的交流電力向負載24供給。半導體開關15在接通起經(jīng)過規(guī)定時間后斷開。

電磁接觸器16在將由逆變器10生成的交流電力向負載24供給的逆變器供電模式時被斷開，在將來自旁路交流電源22的交流電力向負載24供給的旁路供電模式時被接通。此外，電磁接觸器16在逆變器10發(fā)生了故障的情況下接通，將來自旁路交流電源22的交流電力向負載24供給。換句話說，在逆變器10發(fā)生了故障的情況下，半導體開關15瞬時接通僅規(guī)定時間，并且電磁接觸器16接通。這是為了防止半導體開關15過熱而損壞。

操作部17包括供不間斷電源裝置1的使用者操作的多個按鈕、用于顯示各種信息的圖像顯示部等。通過使用者對操作部17進行操作，從而將不間斷電源裝置1的電源接通/斷開，或者選擇旁路供電模式、逆變器供電模式、后述的正弦波輸出模式(第1模式)、后述的波形失真產(chǎn)生模式(第2模式)等之中的任意一個模式，能夠使控制裝置18存儲各種參數(shù)。

控制裝置18基于來自操作部17的信號而進行動作，檢測交流輸入電壓vi、直流電壓vdc、電池電壓vb、交流輸出電壓vo及負載電流io的瞬時值，基于這些檢測值對不間斷電源裝置1整體進行控制。即，控制裝置18基于交流輸入電壓vi的檢測值來檢測是否產(chǎn)生了停電，與交流輸入電壓vi的相位同步地控制轉(zhuǎn)換器5以及逆變器10。

而且，控制裝置18以使直流電壓vdc成為所希望的目標直流電壓vdct的方式控制轉(zhuǎn)換器5，以使電池電壓vb成為所希望的目標電池電壓vbt的方式控制雙向斬波器7。而且，控制裝置18在使用操作部17選擇了正弦波輸出模式的情況下，以使輸出電壓vo以正弦波狀變化、且成為額定電壓的方式控制逆變器10。而且，控制裝置18在使用操作部17選擇了波形失真產(chǎn)生模式的情況下，使輸出電壓vo產(chǎn)生波形失真。

圖2是表示轉(zhuǎn)換器5以及逆變器10的構成的電路圖。圖2中，轉(zhuǎn)換器5包含輸入節(jié)點5a～5c以及開關元件31～36，逆變器10包含開關元件41～46以及輸出節(jié)點10a～10c。

轉(zhuǎn)換器5的輸入節(jié)點5a～5c分別接受來自商用交流電源21的三相交流電壓。開關元件31～33的一個電極連接于直流正母線l1，它們的另一個電極分別連接于輸入節(jié)點5a～5c。開關元件34～36的一個電極分別連接于輸入節(jié)點5a～5c，它們的另一個電極連接于直流負母線l2。平滑用電解電容器9連接在直流正母線l1與直流負母線l2之間，使母線l1、l2間的直流電壓vdc平滑化。

逆變器10的開關元件41～43的一個電極連接于直流正母線l1，它們的另一個電極分別連接于輸出節(jié)點10a～10c。開關元件44～46的一個電極分別連接于輸出節(jié)點10a～10c，它們的另一個電極連接于直流負母線l2。另外，開關元件31～36、41～46的各自上反向并聯(lián)地連接有二極管，但是為了簡化附圖以及說明，省略了二極管的圖示。

開關元件31～36、41～46分別由控制裝置18控制，與來自商用交流電源21的三相交流電壓vi同步地在規(guī)定的定時被接通/斷開。開關元件31～33與三相交流電壓vi同步地被接通/斷開，開關元件31～33被接通/斷開時開關元件34～36分別被斷開/接通。開關元件41～43與三相交流電壓vi同步地被接通/斷開，在開關元件41～43被接通/斷開時開關元件44～46分別被斷開/接通。

通過調(diào)整來自商用交流電源21的三相交流電壓vi與使開關元件31～36接通/斷開的定時之間的相位差，能夠?qū)⒅绷麟妷簐dc調(diào)整成所希望的電壓。此外，通過調(diào)整使開關元件41～46分別接通的時間，能夠?qū)⑤敵鲭妷簐o調(diào)整成所希望的電壓。

圖3是表示雙向斬波器7的構成的電路圖。圖3中，雙向斬波器7包含開關元件51、52、二極管53～55及電抗器56。開關元件51、52在平滑用電解電容器9的正極以及負極間串聯(lián)連接。二極管53、54分別與開關元件51、52反向并聯(lián)地連接。電抗器56連接于開關元件51、52間的節(jié)點與電池23的正極之間，電池23的負極連接于平滑用電解電容器9的負極。二極管55的陽極以及陰極分別連接于電池23的負極以及正極。

在對電池23充電的情況下，開關元件51以規(guī)定的周期被接通/斷開，開關元件52被斷開。若開關元件51被接通，則從平滑用電解電容器9經(jīng)由開關元件51以及電抗器56向電池23流動電流，電池23被充電，并且在電抗器56中蓄積電磁能量。

若開關元件52被斷開，則在電抗器56、電池23及二極管54的路線中流動電流，電池23被充電。電池23的電壓vb變得比平滑用電解電容器9的電壓vdc低。通過調(diào)整各周期中的開關元件51的接通時間與斷開時間之比，能夠調(diào)整電池電壓vb。

在使電池23放電的情況下，開關元件52以規(guī)定的周期被接通/斷開，開關元件51被斷開。若開關元件52被接通，則在電池23、電抗器56及開關元件52的路線中流動電流，在電抗器56中蓄積電磁能量。

若開關元件52被斷開，則從電池23經(jīng)由電抗器56以及二極管53向平滑用電解電容器9流動電流，平滑用電解電容器9被充電。平滑用電解電容器9的電壓vdc比電池23的電壓vb高出電抗器56中產(chǎn)生的電壓的量。通過調(diào)整各周期中的開關元件52的接通時間與斷開時間之比，能夠調(diào)整直流電壓vdc。

圖4(a)、圖4(b)是表示輸出電壓vo的波形的時序圖。圖4(a)表示正弦波輸出模式時的輸出電壓vo的波形，圖4(b)表示波形失真產(chǎn)生模式時的輸出電壓vo的波形。如圖4(a)所示那樣，在選擇了正弦波輸出模式的情況下，控制裝置18以使直流電壓vdc成為規(guī)定值2×v1的方式控制轉(zhuǎn)換器5或者雙向斬波器7，并且，以使得輸出振幅比v1小的規(guī)定值a1的正弦波狀的交流電壓vo的方式控制逆變器10。該模式下，直流電壓v1比交流電壓vo的振幅a1大，因此，輸出電壓vo成為無失真的正弦波。輸出電壓vo被維持為恒定的額定電壓。

如圖4(b)所示那樣，在選擇了波形失真產(chǎn)生模式的情況下，控制裝置18以使直流電壓vdc成為比2v1小的規(guī)定值2×v2的方式控制轉(zhuǎn)換器5或者雙向斬波器7，并且，以使得輸出振幅成為比v2大的規(guī)定值a2的正弦波狀的交流電壓vo的方式控制逆變器10。該模式下，直流電壓v2比交流電壓vo的振幅a2小，因此，輸出電壓vo被限制在－v2～+v2的范圍內(nèi)，輸出電壓vo的波形不是正弦波狀而成為梯形波狀。這樣的波形的電壓vo被分解成基本波和高諧波，電壓vo的失真率例如由高諧波成分的有效值相對于基本波的有效值的比率來表示。通過調(diào)整振幅a2與直流電壓v2之比或者之差，能夠調(diào)整輸出電壓vo的失真率。

圖5是表示負載容量pl相對于停電電源裝置1的額定容量pr的比例pl/pr(％)、不間斷電源裝置1的效率η(％)、輸出電壓vo的失真率vd(％)的關系的圖。效率η是供給至負載24的交流電力po相對于被從商用交流電源21供給的交流電力pi的比例po/pi(％)。在選擇正弦波輸出模式而將輸出電壓vo的失真率vd設定成了0％的情況下，若將pl/pr設定為20、40、60、80、100％，則效率η分別成為94.5、96.4、96.8、96.9、96.8％。

與此相對，在選擇波形失真產(chǎn)生模式而將輸出電壓vo的失真率vd設定成了2％的情況下，若將pl/pr設定為20、40、60、80、100％，則效率η分別成為94.4、96.5、97.0、97.1、97.1％。因此，在pl/pr為40～100％的通常的使用范圍內(nèi)，與正弦波輸出模式時的效率η相比，波形失真產(chǎn)生模式時的效率η更高。這是因為，由于與正弦波輸出模式時的直流電壓v1相比波形失真產(chǎn)生模式時的直流電壓v2較低，因而就由轉(zhuǎn)換器5、逆變器10等產(chǎn)生的損失而言，與正弦波輸出模式時相比波形失真產(chǎn)生模式時較小。

即，轉(zhuǎn)換器5以及逆變器10中包含的開關元件31～36、41～46分別如圖6(a)、圖6(b)所示那樣，由igbt60(insulatedgatebipolartransistor：絕緣柵雙極晶體管)、npn雙極晶體管62等構成。與igbt60、晶體管62反向并聯(lián)地連接有二極管61。

圖7(a)、圖7(b)是表示igbt60的接通/斷開動作的時序圖。圖7(a)示出了igbt60的集電極－發(fā)射極間電壓v以及發(fā)射極電流i，圖7(b)示出了由igbt50產(chǎn)生的損失。

如圖7(a)、圖7(b)所示那樣，在使igbt60斷開的期間，igbt60的電阻值充分地變高，電流i成為0a，因此，igbt60不產(chǎn)生損失。但是，在使igbt60接通的期間，在igbt60中流動有大的電流i，并且igbt60的電阻值不成為0ω，因此由igbt60產(chǎn)生導通損失。

此外，在將igbt60從斷開狀態(tài)切換成接通狀態(tài)或者從斷開狀態(tài)切換成接通狀態(tài)時，電壓v以及電流i要變化的話需要花費某種程度的時間，因此產(chǎn)生開關損失v×i。如果使直流電壓vdc降低、使igbt60的集電極－發(fā)射極間電壓v降低，則能夠減小開關損失v×i。在轉(zhuǎn)換器5以及逆變器10中，使igbt60接通/斷開的頻度較高，因此，減少開關損失的效果是很大的。

于是，在本實施方式1中，在能夠通過有波形失真的交流電壓vo來使負載24驅(qū)動的情況下，選擇波形失真產(chǎn)生模式，將具有對于負載24而言為允許范圍內(nèi)的波形失真的交流電壓vo向負載24施加，提高不間斷電源裝置1的效率η。在需要通過無波形失真的交流電壓vo來使負載24驅(qū)動的情況下，選擇正弦波輸出模式，將無波形失真的正弦波狀的交流電壓vo向負載24施加。

接下來，對該不間斷電源裝置1的動作進行說明。在被從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，電磁接觸器2、8、13被接通，半導體開關15以及電磁接觸器16被斷開。被從商用交流電源21供給的交流電力由轉(zhuǎn)換器5變換成直流電力。由轉(zhuǎn)換器5生成的直流電力被雙向斬波器7蓄積于電池23，并且，由逆變器10變換成交流電力后向負載24供給。

在通常時選擇了正弦波輸出模式的情況下，如圖4(a)所示，由轉(zhuǎn)換器5生成直流電壓2×v1，由逆變器10生成正弦波狀的交流電壓vo。在通常時選擇了波形失真產(chǎn)生模式的情況下，如圖4(b)所示，由轉(zhuǎn)換器5生成直流電壓2×v2，由逆變器10生成梯形波狀的交流電壓vo，不間斷電源裝置1的效率η得以提高。

在來自商用交流電源21的交流電力的供給被停止的停電時，轉(zhuǎn)換器5的運轉(zhuǎn)被停止，電池23的直流電力由雙向斬波器7供給至逆變器10。逆變器10將從電池23經(jīng)由雙向斬波器7供給的直流電力變換成交流電力后向負載24供給。因此，即使在產(chǎn)生了停電的情況下，在電池23中蓄積有直流電力的期間也能夠使負載24的運轉(zhuǎn)繼續(xù)。

在停電時選擇了正弦波輸出模式的情況下，如圖4(a)所示，由雙向斬波器7生成直流電壓2×v1，由逆變器10生成正弦波狀的交流電壓vo。在停電時選擇了波形失真產(chǎn)生模式的情況下，如圖4(b)所示，由雙向斬波器7生成直流電壓2×v2，由逆變器10生成梯形波狀的交流電壓vo，不間斷電源裝置1的效率η得以提高。

在通常時逆變器10發(fā)生了故障的情況下，半導體開關15瞬時接通，從旁路交流電源22經(jīng)由半導體開關15向負載24供給交流電力。接著，若電磁接觸器16接通并且電磁接觸器13斷開，半導體開關15斷開。由此，從旁路交流電源22經(jīng)由電磁接觸器16向負載24供給交流電力。

如以上那樣，在該實施方式1中，將無波形失真的交流電壓vo和有波形失真的交流電壓vo之中被選擇的交流電壓vo提供給負載24，因此，與只能將無波形失真的交流電壓vo提供給負載24的現(xiàn)有技術相比，能夠提高不間斷電源裝置1的效率η。

另外，在該實施方式1中，降低直流電壓vdc而使逆變器10的輸出電壓vo產(chǎn)生了波形失真，但是，也可以是減小使逆變器10的開關元件41～46接通/斷開的開關頻率而使逆變器10的輸出電壓vo產(chǎn)生波形失真。該情況下，減少使逆變器10的開關元件41～46接通/斷開的次數(shù)，因此，能夠減少開關元件41～46中的開關損失，能夠進一步提高不間斷電源裝置1的效率η。

[實施方式2]

在實施方式1中，在選擇了波形失真產(chǎn)生模式的情況下，將具有對于負載24而言為允許范圍內(nèi)的波形失真的交流電壓vo施加給負載24，提高了不間斷電源裝置1的效率η。在該實施方式2中，在選擇了波形失真產(chǎn)生模式的情況下，控制輸出電壓vo的電平，以使不間斷電源裝置1的效率η進一步變高。

圖8是表示負載容量pl相對于不間斷電源裝置1的額定容量pr的比例pl/pr(％)與不間斷電源裝置1的效率η(％)之間的關系的圖。效率η是被供給至負載24的交流電力po相對于被從商用交流電源21供給的交流電力pi的比例po/pi(％)。

如圖8所示那樣，在負載容量pl相對于額定容量pr的比例pl/pr(％)為規(guī)定值α(圖中為約65％)的情況下，不間斷電源裝置1的效率η成為最大值ηmax，隨著pl/pr比規(guī)定值α變大，效率η緩緩地降低，隨著pl/pr比規(guī)定值α變小，效率η緩緩地降低。

效率η具有峰值ηmax是因為，若負載電流io變大，則交流電抗器4、11等的電阻成分中的消耗電力變大，而另一方面，若負載電流io變小，則控制裝置18的消耗電流相對于負載電流io的比例變大。因此，能夠?qū)D8的橫軸用負載電流io相對于不間斷電源裝置1的額定電流ir的比例io/ir(％)來置換。而且，額定電流ir是恒定的，因此，能夠?qū)D8的橫軸用負載電流io的值來置換，能夠?qū)ⅵ劣秘撦d電流io的規(guī)定值ioα來置換。

因此，在負載24的消耗電力被維持為恒定的情況下，在pl/pr比規(guī)定值α小時，通過在負載24的允許輸入電壓范圍內(nèi)使輸出電壓vo降低、并使負載電流io在ioα以下的范圍內(nèi)增大，能夠提高效率η。

此外，在負載24的消耗電力被維持為恒定的情況下，在pl/pr比規(guī)定值α大時，通過在負載24的允許輸入電壓范圍內(nèi)使輸出電壓vo上升、并使負載電流io在ioα以上的范圍內(nèi)減少，能夠提高效率η。

波形失真產(chǎn)生模式時的輸出電壓vo的控制例如是通過如下那樣進行的：將圖4(b)所示的振幅a2與直流電壓v2之比維持為恒定的同時對振幅a2以及直流電壓v2的值進行控制。

圖9是表示波形失真產(chǎn)生模式時的控制裝置18的動作的流程圖。通過不間斷電源裝置1的使用者對操作部17進行操作而從正弦波輸出模式切換成波形失真產(chǎn)生模式。與此相應地，控制裝置18在步驟s1中控制轉(zhuǎn)換器5(或者雙向斬波器7)以及逆變器10，使交流電壓vo產(chǎn)生對于負載24而言為允許范圍內(nèi)的波形失真。

接下來，控制裝置18在步驟s2中，檢測輸出電壓vo和負載電流io，在步驟s3中基于vo，io的檢測值運算負載容量pl，在步驟s4中運算pl/pr。接著，控制裝置18在步驟s5中判別pl/pr是否比規(guī)定值α小，在pl/pr＜α的情況下前進至步驟s6，在pl/pr＞α的情況下前進至步驟s7。

控制裝置18在步驟s6中，在負載24的允許輸入電壓范圍內(nèi)使輸出電壓vo降低并使負載電流io在ioα以下的范圍內(nèi)增大。此外，控制裝置18在步驟s7中，在負載24的允許輸入電壓范圍內(nèi)使輸出電壓vo上升并使負載電流io在ioα以上的范圍內(nèi)減少。控制裝置18在步驟s8中使輸出電壓vo固定，使負載24的運轉(zhuǎn)繼續(xù)。

另外，額定容量pr、規(guī)定值α、ioα、對于負載24而言的波形失真的允許范圍、負載24的允許輸入電壓范圍被預先存儲于控制裝置18。

例如pl/pr與效率η的關系為圖8所示的情況下，在pl/pr為45％時，若使輸出電壓vo下降10％并使負載電流io上升10％，則能夠使pl/pr提高為55％，能夠提高效率η。其他構成以及動作與實施方式1相同，因此不再重復其說明。

如以上那樣，在該實施方式2中，在波形失真產(chǎn)生模式時，在負載24的允許輸入電壓范圍內(nèi)控制不間斷電源裝置1的輸出電壓vo，以使不間斷電源裝置1的效率η上升。因此，與將輸出電壓vo固定為恒定的額定電壓的情況相比，能夠提高不間斷電源裝置1的效率η。

而且，在該實施方式2中，在使輸出電壓vo降低的情況下，為了維持輸出電壓vo的失真率，使直流電壓vdc也降低(參照圖4(b))，因此，能夠減少轉(zhuǎn)換器5以及逆變器10中包含的開關元件31～36、41～46的損失而使效率η進一步上升。

圖10是表示實施方式2的變更例的流程圖，是與圖9對比的圖。參照圖10，該變更例與實施方式2的不同點為追加了步驟s8a、s8b這一點。控制裝置18在執(zhí)行了步驟s1～s7之后，在步驟s8a中判別負載電流io是否穩(wěn)定為恒定值?？刂蒲b置18在判別為負載電流io穩(wěn)定為恒定值的情況下，在步驟s8中使輸出電壓vo固定地使負載24的運轉(zhuǎn)繼續(xù)。控制裝置18在判別為負載電流io未穩(wěn)定為恒定值的情況下，在步驟s8b中使輸出電壓vo返回為額定電壓vor地使負載24的運轉(zhuǎn)繼續(xù)。

在該變更例中，除了能夠得到與實施方式2相同的效果之外，還能夠在使輸出電壓vo增減的情況下負載電流io變得不穩(wěn)定時使輸出電壓vo返回為額定電壓vor而使負載電流io穩(wěn)定。

本次公開的實施方式的全部點都是示例，而并不構成限制。本發(fā)明的范圍不是由上述說明而是由權利要求書來示出，還包含與權利要求書等同的含義及范圍內(nèi)的全部變更。

附圖標記的說明

1不間斷電源裝置，t1交流輸入端子，t2旁路輸入端子，t3電池端子，t4交流輸出端子，2、8、13、16電磁接觸器，3、6保護用熔斷器，4、11交流電抗器，5轉(zhuǎn)換器，7雙向斬波器，9平滑用電解電容器，10逆變器，12電容器，14電流檢測器，15半導體開關，17操作部，18控制裝置，21商用交流電源，22旁路交流電源，23電池，24負載，31～36、41～46、51、52開關元件，53～55、61二極管，60igbt，62npn雙極晶體管。